JPH02134010A - 信号処理装置 - Google Patents
信号処理装置Info
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- JPH02134010A JPH02134010A JP63288127A JP28812788A JPH02134010A JP H02134010 A JPH02134010 A JP H02134010A JP 63288127 A JP63288127 A JP 63288127A JP 28812788 A JP28812788 A JP 28812788A JP H02134010 A JPH02134010 A JP H02134010A
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- 238000012545 processing Methods 0.000 claims description 23
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- GOEMGAFJFRBGGG-UHFFFAOYSA-N acebutolol Chemical compound CCCC(=O)NC1=CC=C(OCC(O)CNC(C)C)C(C(C)=O)=C1 GOEMGAFJFRBGGG-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B14/00—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B14/02—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation
- H04B14/04—Transmission systems not characterised by the medium used for transmission characterised by the use of pulse modulation using pulse code modulation
- H04B14/046—Systems or methods for reducing noise or bandwidth
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、いわゆるノイズシェイピング回路を用いて量
子化ノイズを低減するような信号処理装置に関する。
子化ノイズを低減するような信号処理装置に関する。
本発明は、ノイズシェイピング回路を用いた信号処理装
置において、２個のノイズシェイピング回路を用い、入
力信号に対してディザ信号を加算及び減算した後にそれ
ぞれノイズシェイピング処理を行い、これらのノイズシ
ェイピング処理された信号について入力信号成分を実質
的に加算するように演算処理して出力することにより、
注入されたディザ信号を打ち消し、ＳＮ比を改善するも
のである。
置において、２個のノイズシェイピング回路を用い、入
力信号に対してディザ信号を加算及び減算した後にそれ
ぞれノイズシェイピング処理を行い、これらのノイズシ
ェイピング処理された信号について入力信号成分を実質
的に加算するように演算処理して出力することにより、
注入されたディザ信号を打ち消し、ＳＮ比を改善するも
のである。
いわゆるノイズシェイピングは、データを量子化する際
（データを丸める際）に発生する量子化ノイズのスペク
トルを変化させ、例えば可聴帯域内でのノイズレベルを
大きく減少させてＳＮ比を見掛は上改善する技術である
。このノイズシエイピングのための構成としては、例え
ば文献ＩＥＥＥＴｒｎｓａｃＬｉｏｎｓ ｏｎ Ａｃｏ
ｕｓｔｉｃｓ＋ ５ｐｅｅｃｈ、 ａｎｄ Ｐｒｏｃｅ
ｓｓｉｎｇ、 （ＩＥＥＥ Ｉ・ランザクションズ・オ
ン・アコースティックス・スピーチ・アンド・プロセン
シング）ｖｏｌ、Ａｓ５Ｐ−２７，Ｎｏ、１． Ｆｅｂ
ｕｒｕａｒｙ １９７９の第６３頁〜第７３頁に記載さ
れたＡｄａｐｔｉｖｅ Ｎｏ１ｓｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ
Ｓｈａｐｉｎｇ ａｎｄ Ｅｎｔｒｏｐｙ Ｃｏｄｉｎ
ｇ ｉｎ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ
５ｐｅｅｃｈ” （アダプティブ・ノイズ・スベクト
ラル・シェイピング・アンド・エントロビイ・コーディ
ング・イン・プレヂ゛イクティヴ・コーディング・スピ
ーチ）にも開示されているように、量子化の際の誤差分
を入力端に帰還（エラーフィートバンク）する構成が用
いられる。しかしながら、このノイズシェイピングを施
すと、信号の微小レー＼ル等において特定の固有パター
ンいわゆるアイドリング・パターンが発生し、耳障りと
なることがある。
（データを丸める際）に発生する量子化ノイズのスペク
トルを変化させ、例えば可聴帯域内でのノイズレベルを
大きく減少させてＳＮ比を見掛は上改善する技術である
。このノイズシエイピングのための構成としては、例え
ば文献ＩＥＥＥＴｒｎｓａｃＬｉｏｎｓ ｏｎ Ａｃｏ
ｕｓｔｉｃｓ＋ ５ｐｅｅｃｈ、 ａｎｄ Ｐｒｏｃｅ
ｓｓｉｎｇ、 （ＩＥＥＥ Ｉ・ランザクションズ・オ
ン・アコースティックス・スピーチ・アンド・プロセン
シング）ｖｏｌ、Ａｓ５Ｐ−２７，Ｎｏ、１． Ｆｅｂ
ｕｒｕａｒｙ １９７９の第６３頁〜第７３頁に記載さ
れたＡｄａｐｔｉｖｅ Ｎｏ１ｓｅ Ｓｐｅｃｔｒａｌ
Ｓｈａｐｉｎｇ ａｎｄ Ｅｎｔｒｏｐｙ Ｃｏｄｉｎ
ｇ ｉｎ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ Ｃｏｄｉｎｇ ｏｆ
５ｐｅｅｃｈ” （アダプティブ・ノイズ・スベクト
ラル・シェイピング・アンド・エントロビイ・コーディ
ング・イン・プレヂ゛イクティヴ・コーディング・スピ
ーチ）にも開示されているように、量子化の際の誤差分
を入力端に帰還（エラーフィートバンク）する構成が用
いられる。しかしながら、このノイズシェイピングを施
すと、信号の微小レー＼ル等において特定の固有パター
ンいわゆるアイドリング・パターンが発生し、耳障りと
なることがある。
そこで、通常は第６図に示すように、入力信号にディザ
信号を加えてからノイズシェイピングを施すことが行わ
れている。
信号を加えてからノイズシェイピングを施すことが行わ
れている。
この第６図において、入力端子６１に供給された入力信
号は、加算器６２に送られてディザ発生器６３からのデ
ィザ信号と加算され、ノイズシェイピング回路６４に送
られている。ノイズシェイピング回路６４からの出力は
Ｄ／Ａ変換器６５に送られてアナログ信号に変換され、
出力端子６８より取り出される。
号は、加算器６２に送られてディザ発生器６３からのデ
ィザ信号と加算され、ノイズシェイピング回路６４に送
られている。ノイズシェイピング回路６４からの出力は
Ｄ／Ａ変換器６５に送られてアナログ信号に変換され、
出力端子６８より取り出される。
ところで、第７図は出力端子６日からの出力信号の周波
数スペクトルを示しており、この第７図において、Ｘは
入力信号、Ｄは入力側で注入されたディザ信号、■８は
量子化ノイズ成分を示している。この冊子化ノイズ成分
■８がノイズシェイピングにより低域可聴帯域はどノイ
ズレヘルが低くなっている。このときの出力端子６８か
らの出力信号Ｙは、 Ｙ＝Ｘ＋Ｄ＋Ｖ、 ・・・■となっており、
入力信号Ｘが無しく無信月）であってもディザ信号りが
出力されてしまうという欠点がある。なお、この場合の
信号と量子化ノイズとの電力比（ＳＮ比）は、 Ｓ／Ｎ＝Ｘ！／ＶＮ” ・・■である。
数スペクトルを示しており、この第７図において、Ｘは
入力信号、Ｄは入力側で注入されたディザ信号、■８は
量子化ノイズ成分を示している。この冊子化ノイズ成分
■８がノイズシェイピングにより低域可聴帯域はどノイ
ズレヘルが低くなっている。このときの出力端子６８か
らの出力信号Ｙは、 Ｙ＝Ｘ＋Ｄ＋Ｖ、 ・・・■となっており、
入力信号Ｘが無しく無信月）であってもディザ信号りが
出力されてしまうという欠点がある。なお、この場合の
信号と量子化ノイズとの電力比（ＳＮ比）は、 Ｓ／Ｎ＝Ｘ！／ＶＮ” ・・■である。
また、注入するディザ信号としては、可聴帯域を外すこ
とが必要とされ、Ｄ／Ａ変換の際に残存するディザ信号
をＬＰＦ （ローパスフィルタ）等により除去すること
が必要とされる。
とが必要とされ、Ｄ／Ａ変換の際に残存するディザ信号
をＬＰＦ （ローパスフィルタ）等により除去すること
が必要とされる。
本発明は、このような実情に鑑みてなされたものであり
、入力信号にディザ信号を注入しノイズシェイピングし
て得られる出力信号中のディザ信号成分を打ち消すこと
ができ、信号成分と量子化ノイズとの比（ＳＮ比）をさ
らに改善することが可能な信号処理回路の提供を目的と
する。
、入力信号にディザ信号を注入しノイズシェイピングし
て得られる出力信号中のディザ信号成分を打ち消すこと
ができ、信号成分と量子化ノイズとの比（ＳＮ比）をさ
らに改善することが可能な信号処理回路の提供を目的と
する。
（課題を解決するだめの手段）
本発明に係る信号処理回路は、上述したような課題を解
決するために、少なくとも２個のノイズシェイピング回
路を用い、一方のノイズシェイピング回路にはディザ信
号と入力信号とを加算した信号を供給し、他方のノイズ
シェイピング回路には同しア゛イザ信号と上記入力信号
との間で一方から他方を減算した信号を供給し、各ノイ
ズシェイピング回路からの各出力信号を、それぞれの上
記入力信号成分が実質的に加算されかつ上記ディザ信号
成分が打ち消されるように加算又は減算して取り出すこ
とを特徴としている。
決するために、少なくとも２個のノイズシェイピング回
路を用い、一方のノイズシェイピング回路にはディザ信
号と入力信号とを加算した信号を供給し、他方のノイズ
シェイピング回路には同しア゛イザ信号と上記入力信号
との間で一方から他方を減算した信号を供給し、各ノイ
ズシェイピング回路からの各出力信号を、それぞれの上
記入力信号成分が実質的に加算されかつ上記ディザ信号
成分が打ち消されるように加算又は減算して取り出すこ
とを特徴としている。
〔作 用］
最終段の加算又は減算時に、各出力信号中の各ディザ信
号成分は減算されて打ち消され、また、各入力信号成分
は実質的に加算されて振幅が倍増し電力は二乗倍される
のに対して、量子化ノイズ成分は電力が倍になるのみで
あるから、ＳＮ比が改善される。
号成分は減算されて打ち消され、また、各入力信号成分
は実質的に加算されて振幅が倍増し電力は二乗倍される
のに対して、量子化ノイズ成分は電力が倍になるのみで
あるから、ＳＮ比が改善される。
第】図は本発明に係る信号処理装置の第１の実施例を示
すブロック回路図である。
すブロック回路図である。
この第１図に示す信号処理装置ＩＯにおいて、入力端子
１１には例えば１６ピントのディジクル・オーディオ信
号が供給されており、この入力信号は、加算器１２ａ及
び１２ｂに送られている。
１１には例えば１６ピントのディジクル・オーディオ信
号が供給されており、この入力信号は、加算器１２ａ及
び１２ｂに送られている。
加算器！２ａではディザ発生器１３からのディザ信号が
加算され、加算器１２ｂではディザ発生器１３からのデ
ィザ信号が減算されて、それぞれノイズシェイピング回
路１４ａ及び１４ｂに送られている。これらのノイズシ
ェイピング回路１４ａ及び１４ｂは、いずれも同し構成
を有しており、量子化器（再量子化器）により入力ディ
ジタル信号のビ・７ト数を低減する（例えば１６ビツト
入力を４ビツト出力に丸める）際の量子化誤差を入力側
に帰還（エラー・フィードバック）している。
加算され、加算器１２ｂではディザ発生器１３からのデ
ィザ信号が減算されて、それぞれノイズシェイピング回
路１４ａ及び１４ｂに送られている。これらのノイズシ
ェイピング回路１４ａ及び１４ｂは、いずれも同し構成
を有しており、量子化器（再量子化器）により入力ディ
ジタル信号のビ・７ト数を低減する（例えば１６ビツト
入力を４ビツト出力に丸める）際の量子化誤差を入力側
に帰還（エラー・フィードバック）している。
すなわちノイズシェイピング回路１４ａ （１４ｂも同
様）は、量子化器１の入力を出力から加算器２により減
算し、減算出力（量子化誤差）を遅延回路３を介して量
子化器１の入力端の加算器４に帰還する構成を有してい
る。これらのノイズシェイピング回路１４ａ及び１４ｂ
からの各出力は、Ｄ／Ａ変換器１５ａ及び１５ｂにそれ
ぞれ送られてアナログ信号に変換され、加算器１６にて
加算された後、′／２減衰器１７により利得（ゲイン）
が１／２に減衰され、出力端子Ｉ８より取り出される。
様）は、量子化器１の入力を出力から加算器２により減
算し、減算出力（量子化誤差）を遅延回路３を介して量
子化器１の入力端の加算器４に帰還する構成を有してい
る。これらのノイズシェイピング回路１４ａ及び１４ｂ
からの各出力は、Ｄ／Ａ変換器１５ａ及び１５ｂにそれ
ぞれ送られてアナログ信号に変換され、加算器１６にて
加算された後、′／２減衰器１７により利得（ゲイン）
が１／２に減衰され、出力端子Ｉ８より取り出される。
このような構成を有する信号処理装置ｌＯにおいて、端
子１１への入力信号（Ｘとする）に対して、ディザ発生
器１３からのディザ信号（Ｄとする）は、一方の加算器
１２ａにて加算され、他方の加算器１２ｂにて減算され
、それぞれについてノイズシェイピング処理が施される
ことから、加算した系の出力信号Ｙ１と、減算した系の
出力信号Ｙ２とは、 Ｙ、＝Ｘ＋Ｄ＋Ｖ、 ・・・■Ｙｚ ＝Ｘ
Ｄ ＋ Ｖｓ、・・・■ただしＶ、、Ｖ、・はノイズシ
ェイピング回路１４ａ、１４ｂでの量子化ノイズ と表されることになる。これらの信号Ｙ、とＹ２とを加
算器１６で加算することにより、ディザ信号りを完全に
打ち消すことができる。入力信号Ｘは実質的に加算され
て２Ｘ（振幅が２倍）になるため、その電力は（２Ｘ）
”となる。これに対して、上記量子化ノイズＶ、、Ｖ、
・の位相はランダムであるから、上記加算後の電力はｖ
、”＋ｖ、・２となり、振幅が等しければ２ｖ、２とな
る。従って、上記加算出力中の信号成分と量子化ノイズ
との電力比（ＳＮ比）は、 Ｓ／Ｎ＝４Ｘ”／２ＶＮ” ＝ ２ （Ｘ”／ＶＮ２） ・・・■となり、従来
技術のＳＮ比（前記第０式参照）と比べると２倍に向上
（３ｄＢ改善）されることになる。この加算後の出力信
号の周波数スペクトルを第２図に示す。この第２図の破
線は従来技術における周波数スペクトル（第７図）を参
考のために示すものである。
子１１への入力信号（Ｘとする）に対して、ディザ発生
器１３からのディザ信号（Ｄとする）は、一方の加算器
１２ａにて加算され、他方の加算器１２ｂにて減算され
、それぞれについてノイズシェイピング処理が施される
ことから、加算した系の出力信号Ｙ１と、減算した系の
出力信号Ｙ２とは、 Ｙ、＝Ｘ＋Ｄ＋Ｖ、 ・・・■Ｙｚ ＝Ｘ
Ｄ ＋ Ｖｓ、・・・■ただしＶ、、Ｖ、・はノイズシ
ェイピング回路１４ａ、１４ｂでの量子化ノイズ と表されることになる。これらの信号Ｙ、とＹ２とを加
算器１６で加算することにより、ディザ信号りを完全に
打ち消すことができる。入力信号Ｘは実質的に加算され
て２Ｘ（振幅が２倍）になるため、その電力は（２Ｘ）
”となる。これに対して、上記量子化ノイズＶ、、Ｖ、
・の位相はランダムであるから、上記加算後の電力はｖ
、”＋ｖ、・２となり、振幅が等しければ２ｖ、２とな
る。従って、上記加算出力中の信号成分と量子化ノイズ
との電力比（ＳＮ比）は、 Ｓ／Ｎ＝４Ｘ”／２ＶＮ” ＝ ２ （Ｘ”／ＶＮ２） ・・・■となり、従来
技術のＳＮ比（前記第０式参照）と比べると２倍に向上
（３ｄＢ改善）されることになる。この加算後の出力信
号の周波数スペクトルを第２図に示す。この第２図の破
線は従来技術における周波数スペクトル（第７図）を参
考のために示すものである。
また、入力側で注入されたディザ信号は最終出力中では
完全に打ち消されているため、従来不可能とされていた
可聴帯域内へのディザ信号の重畳が可能となり、例えば
帯域制限しないＭ系列乱数信号もディザ信号として用い
ることができる。
完全に打ち消されているため、従来不可能とされていた
可聴帯域内へのディザ信号の重畳が可能となり、例えば
帯域制限しないＭ系列乱数信号もディザ信号として用い
ることができる。
次に、第３図は本発明の第２の実施例を示し、上記第１
の実施例のＤ／Ａ変換を最後に行うようにしたものであ
る。
の実施例のＤ／Ａ変換を最後に行うようにしたものであ
る。
すなわち、この第３図に示す信号処理回路２０において
、入力端子２１に供給された入力信号は、加算器２２ａ
及び２２ｂに送られ、ディザ発生器１３からのディザ信
号がそれぞれ加算及び減算されて、ノイズシェイピング
回路２４ａ及び２４ｂにそれぞれ送られている。これら
のノイズシェイピング回路２４ａ及び２４ｂからの出力
は、先に加算器２６にて加算されて、ディザ信号成分が
打ち消され、上記入力信号成分が加算される。この加算
器２６からの出力は、′／２減衰器１７により１／２に
減衰された後、Ｄ／Ａ変換器２５に送られてアナログ信
号に変換され、出力端子２日より取り出される。
、入力端子２１に供給された入力信号は、加算器２２ａ
及び２２ｂに送られ、ディザ発生器１３からのディザ信
号がそれぞれ加算及び減算されて、ノイズシェイピング
回路２４ａ及び２４ｂにそれぞれ送られている。これら
のノイズシェイピング回路２４ａ及び２４ｂからの出力
は、先に加算器２６にて加算されて、ディザ信号成分が
打ち消され、上記入力信号成分が加算される。この加算
器２６からの出力は、′／２減衰器１７により１／２に
減衰された後、Ｄ／Ａ変換器２５に送られてアナログ信
号に変換され、出力端子２日より取り出される。
この第２の実施例の作用は上記第１の実施例と同様であ
り、同様な効果を得ることができるが、さらに、Ｄ／Ａ
変換器が１個で済み、より経済的であるといえる。
り、同様な効果を得ることができるが、さらに、Ｄ／Ａ
変換器が１個で済み、より経済的であるといえる。
また、同じ極性（同位相）のディザ信号に対し逆の極性
（逆位相）の入力信号を重畳して、ノイズシェイピング
後の信号を減算（引き算）するようにしてもよい。
（逆位相）の入力信号を重畳して、ノイズシェイピング
後の信号を減算（引き算）するようにしてもよい。
すなわち、第４図に示す第３の実施例の信号処理回路３
０において、入力端子３１に供給された入ノｊ信号は、
加算器３２ａに送られると共に、反転回路（インバータ
）３９により極性（あるいは位相）が反転されて加算器
３２ｂに送られている。
０において、入力端子３１に供給された入ノｊ信号は、
加算器３２ａに送られると共に、反転回路（インバータ
）３９により極性（あるいは位相）が反転されて加算器
３２ｂに送られている。
これらの加算ｆｆ１３３２ａ及び３２ｂにおいてはディ
ザ発生器１３からのディザ信号がいずれも加算されるが
、入力信号の極性（位相）が互いに逆となっているため
、入力信号とディザ信号とは、一方では加算され、他方
では減算されることになる。
ザ発生器１３からのディザ信号がいずれも加算されるが
、入力信号の極性（位相）が互いに逆となっているため
、入力信号とディザ信号とは、一方では加算され、他方
では減算されることになる。
これらの加算器３２ａ及び３２ｂからの出力は、ノイズ
シェイピング回路３４ａ及び３４ｂにそれぞれ送られ、
Ｄ／Ａ変換２Ｗ３５ａ及び３５ｂにそれぞれ送られてア
ナログ信号に変換されて加算器３６に送られる。この加
算器３６は、一方から他方を減算（引き算）することに
より、上記互いに逆極性（逆位相）の入力信号成分を実
質的に加算するものである。加算器３６からの出力は１
２衰器３７により利得（ゲイン）が１／２に減衰され、
出力端子３８より取り出される。
シェイピング回路３４ａ及び３４ｂにそれぞれ送られ、
Ｄ／Ａ変換２Ｗ３５ａ及び３５ｂにそれぞれ送られてア
ナログ信号に変換されて加算器３６に送られる。この加
算器３６は、一方から他方を減算（引き算）することに
より、上記互いに逆極性（逆位相）の入力信号成分を実
質的に加算するものである。加算器３６からの出力は１
２衰器３７により利得（ゲイン）が１／２に減衰され、
出力端子３８より取り出される。
この第３の実施例も、上記第１の実施例と同様な作用、
効果を奏することは勿論である。なお、この第３の実施
例の場合も上記第２の実施例と同様に、各ノイズシェイ
ピング回路３４ａ、３４ｂからの出力を加算器にて減算
した後、１個のＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換する
ように構成してもよい。
効果を奏することは勿論である。なお、この第３の実施
例の場合も上記第２の実施例と同様に、各ノイズシェイ
ピング回路３４ａ、３４ｂからの出力を加算器にて減算
した後、１個のＤ／Ａ変換器でアナログ信号に変換する
ように構成してもよい。
以上の説明においては、ノイズシェイピング回路を２個
用いた例について説明したが、上述のような２個のノイ
ズシェイピング回路を存する信号処理装置を複数個（ｎ
個）用意し、各信号処理装置で使用するディザ信号とし
て互いに異なるものをｎ個用いるようにしてもよい。
用いた例について説明したが、上述のような２個のノイ
ズシェイピング回路を存する信号処理装置を複数個（ｎ
個）用意し、各信号処理装置で使用するディザ信号とし
て互いに異なるものをｎ個用いるようにしてもよい。
すなわち、第５図に示す第４の実施例において、各装置
ＩＯ□ＩＯ！、・・・、１０７は、例えば上述した第１
の実施例の信号処理装置１０であり、各装置１０＋、１
０ｚ、・・・、１０．毎にディザ信号が異なっている。
ＩＯ□ＩＯ！、・・・、１０７は、例えば上述した第１
の実施例の信号処理装置１０であり、各装置１０＋、１
０ｚ、・・・、１０．毎にディザ信号が異なっている。
これらの装置１０□１０□、・・・、１０．。
には、入力端子４１からの入力信号が供給されており、
各装置ｌ０１ｌｏｚ、・・・、１０ｏからの出力信号は
加算器４２に送られて加算された後、１／ｎ減衰器４３
にて１／ｎに減衰され、出力端子４４から取り出される
。なお、各装置１０＝１０□１０、とじては、上記第２
の実施例の信号処理装置２０や第３の実施例の信号処理
装置３０を用いてもよく、これらを適宜混合して用いて
もよい。
各装置ｌ０１ｌｏｚ、・・・、１０ｏからの出力信号は
加算器４２に送られて加算された後、１／ｎ減衰器４３
にて１／ｎに減衰され、出力端子４４から取り出される
。なお、各装置１０＝１０□１０、とじては、上記第２
の実施例の信号処理装置２０や第３の実施例の信号処理
装置３０を用いてもよく、これらを適宜混合して用いて
もよい。
ただし、容袋Ｗ１０．．１０！、・・・、１０゜のディ
ザ信号を異ならせることが必要である。
ザ信号を異ならせることが必要である。
この第５図に示す第４の実施例によれば、出力端子４４
からの出力信号でのＳＮ比改善量は、ＳＮ比改善量−３
Ｘ ｌｏｇ、 ｎ （ｄＢ）となり、さらに大きくなる
。
からの出力信号でのＳＮ比改善量は、ＳＮ比改善量−３
Ｘ ｌｏｇ、 ｎ （ｄＢ）となり、さらに大きくなる
。
本発明に係る信号処理装置によれば、出力信号中のディ
ザ信号成分を完全に打ち消すことができるため、Ｄ／Ａ
変換の際のアナログＬＰＦ （ローパスフィルタ）構成
を簡素化でき、Ｍ系列信号等のように帯域制限されてい
ない信号もディザ信号として用いることができる。また
、ノイズシェイピング出力の信号成分（入力信号成分）
は最終段で実質的に加算されるため、ＳＮ比を改善する
ことができる。
ザ信号成分を完全に打ち消すことができるため、Ｄ／Ａ
変換の際のアナログＬＰＦ （ローパスフィルタ）構成
を簡素化でき、Ｍ系列信号等のように帯域制限されてい
ない信号もディザ信号として用いることができる。また
、ノイズシェイピング出力の信号成分（入力信号成分）
は最終段で実質的に加算されるため、ＳＮ比を改善する
ことができる。
第１図は本発明に係る信号処理装置の第１の実施例を示
すブロック回路図、第２図は該第１の実施例の出力信号
の周波数スペクトルを示す特性図、第３図は本発明の第
２の実施例を示すブロック回路図、第４図は本発明の第
３の実施例を示すブロック回路図、第５図は本発明の第
４の実施例を示す回路図、第６図は従来の信号処理装置
を示すブロック回路図、第７図は該従来例の出力信号の
周波数スペクトルを示す特性図である。 １１．２１．３１４１・・・・・・入力端子１２ａ、
！２ｂ、１６．２２ａ、２２ｂ、２６、３２ａ、３２ｂ
、３６．４２・・・・・・加算器１３，２３．３３・・
・・・・ディザ発生器１４ａＳ １４ｂ、２４ａ、２４
ｂ、３４ａ、３４ｂ・・・・・・ノイズシェイピング回
路１５ａ、１５ｂ、２５．３５ ａ、 ３５ ｂ−−−
−−−Ｄ／Ａ変換器 １７．２７．３７・・・、・・１／２減衰器１８．２８
．３８．４４・・・・・・出力端子４３・・・・・・１
／ｎ減衰器
すブロック回路図、第２図は該第１の実施例の出力信号
の周波数スペクトルを示す特性図、第３図は本発明の第
２の実施例を示すブロック回路図、第４図は本発明の第
３の実施例を示すブロック回路図、第５図は本発明の第
４の実施例を示す回路図、第６図は従来の信号処理装置
を示すブロック回路図、第７図は該従来例の出力信号の
周波数スペクトルを示す特性図である。 １１．２１．３１４１・・・・・・入力端子１２ａ、
！２ｂ、１６．２２ａ、２２ｂ、２６、３２ａ、３２ｂ
、３６．４２・・・・・・加算器１３，２３．３３・・
・・・・ディザ発生器１４ａＳ １４ｂ、２４ａ、２４
ｂ、３４ａ、３４ｂ・・・・・・ノイズシェイピング回
路１５ａ、１５ｂ、２５．３５ ａ、 ３５ ｂ−−−
−−−Ｄ／Ａ変換器 １７．２７．３７・・・、・・１／２減衰器１８．２８
．３８．４４・・・・・・出力端子４３・・・・・・１
／ｎ減衰器
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 少なくとも２個のノイズシェイピング回路を有し、 一方のノイズシェイピング回路にはディザ信号を入力信
号に対して相対的に加算して供給し、他方のノイズシェ
イピング回路には同じディザ信号を上記入力信号に対し
て相対的に減算して供給し、 各ノイズシェイピング回路からの出力を各信号成分が実
質的に加算されるように加算又は減算して取り出すこと
を特徴とする信号処理装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63288127A JPH02134010A (ja) | 1988-11-15 | 1988-11-15 | 信号処理装置 |
| DE68920005T DE68920005T2 (de) | 1988-11-15 | 1989-10-30 | Signalverarbeitungseinrichtung. |
| EP89311158A EP0369630B1 (en) | 1988-11-15 | 1989-10-30 | Signal processing apparatus |
| US07/428,958 US5073778A (en) | 1988-11-15 | 1989-10-30 | Digital to analog converter with dither using two parallel paths |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63288127A JPH02134010A (ja) | 1988-11-15 | 1988-11-15 | 信号処理装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02134010A true JPH02134010A (ja) | 1990-05-23 |
Family
ID=17726159
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63288127A Pending JPH02134010A (ja) | 1988-11-15 | 1988-11-15 | 信号処理装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5073778A (ja) |
| EP (1) | EP0369630B1 (ja) |
| JP (1) | JPH02134010A (ja) |
| DE (1) | DE68920005T2 (ja) |
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1988
- 1988-11-15 JP JP63288127A patent/JPH02134010A/ja active Pending
-
1989
- 1989-10-30 US US07/428,958 patent/US5073778A/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-10-30 EP EP89311158A patent/EP0369630B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1989-10-30 DE DE68920005T patent/DE68920005T2/de not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0369630A3 (en) | 1992-04-29 |
| EP0369630A2 (en) | 1990-05-23 |
| US5073778A (en) | 1991-12-17 |
| DE68920005D1 (de) | 1995-01-26 |
| DE68920005T2 (de) | 1995-04-27 |
| EP0369630B1 (en) | 1994-12-14 |
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