JPS5837735B2 - パルスヘンチヨウホウシキ - Google Patents
パルスヘンチヨウホウシキInfo
- Publication number
- JPS5837735B2 JPS5837735B2 JP49122209A JP12220974A JPS5837735B2 JP S5837735 B2 JPS5837735 B2 JP S5837735B2 JP 49122209 A JP49122209 A JP 49122209A JP 12220974 A JP12220974 A JP 12220974A JP S5837735 B2 JPS5837735 B2 JP S5837735B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- noise
- signal
- pulse
- signals
- modulation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Stereophonic System (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明はアナログ原信号をデジタルパルス信号に変調
する変調装置を２以上備えたパルス変調方式に関するも
のである。
する変調装置を２以上備えたパルス変調方式に関するも
のである。
パルス変調方式には、たとえばＰＣＭ（ Ｐｕｌ ｓｅ
Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式があって、これ
は電話、宇宙通信等の通信分野を初め、最近ではテープ
レコーダ等種々の分野にその応用が拡大されている。
Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式があって、これ
は電話、宇宙通信等の通信分野を初め、最近ではテープ
レコーダ等種々の分野にその応用が拡大されている。
このＰＣＭ方式による変調過程を示すと、第１図Ａ，Ｂ
，ＣおよびＤのように表わされ、そのブロックダイヤグ
ラムは第２図のように示される。
，ＣおよびＤのように表わされ、そのブロックダイヤグ
ラムは第２図のように示される。
すなわち、ＰＣＭ方式の概略を説明すると、変調すべき
アナログ原信号Ｓ１の振幅値をある決まった時間間隔Ｔ
ｓで取り出し（これを標本化という）、この振幅をある
定った大きさを持つ物差しで測定し、小数点以下は四捨
五入のような形で整数値に直し（これを量子化という）
、さらにこれをパルス信号Ｓ２で表して（これを符号化
という）通信方式の場合には伝送し、あるいはテープレ
コーダの場合には磁気テープ上に記録する。
アナログ原信号Ｓ１の振幅値をある決まった時間間隔Ｔ
ｓで取り出し（これを標本化という）、この振幅をある
定った大きさを持つ物差しで測定し、小数点以下は四捨
五入のような形で整数値に直し（これを量子化という）
、さらにこれをパルス信号Ｓ２で表して（これを符号化
という）通信方式の場合には伝送し、あるいはテープレ
コーダの場合には磁気テープ上に記録する。
これまでのアナログ原信号Ｓ１をデジタルパルス信号Ｓ
２に変調する変調装置Ｍとしては第３図に示したような
ローパスフィルター１、サンプリングホールド回路２、
Ａ／Ｄ変換（アナログ／デジタル変換）回路３から成る
ものが使用される。
２に変調する変調装置Ｍとしては第３図に示したような
ローパスフィルター１、サンプリングホールド回路２、
Ａ／Ｄ変換（アナログ／デジタル変換）回路３から成る
ものが使用される。
一方、復調側では上記とはまったく逆の過程を経てアナ
ログ原信号Ｓ１を再現再生する。
ログ原信号Ｓ１を再現再生する。
すなわち、供給されたパルス信号Ｓ２が標本値を合成し
（これを復調という）、これからローパスフィルター（
ＬＰＦ）を用いて元のアナログ原信号Ｓ１を得る（これ
を補間という）。
（これを復調という）、これからローパスフィルター（
ＬＰＦ）を用いて元のアナログ原信号Ｓ１を得る（これ
を補間という）。
上記のようなＰＣＭ方式によると、伝送系の途中で介入
する雑音の影響を受ける虞れが全くなく、またパルス信
号Ｓ２は一般に２値のパルス列で構成されているので、
復調はそのパルスの有無を判別しさえすればよいからＳ
／Ｎ比は磁気テープ雑音、転写等に殆んど影響されず、
高Ｓ／Ｎ比が得られ、さらに、録音の場合には音声等の
アナログ原信号Ｓ１がパルス信号Ｓ２で表わされている
ので、磁気テープの磁気飽和を全く考える必要がなく、
大きなダイナミックレンジ（Ｄ ｙｎａｍ ｉｃ Ｒａ
ｎｇｅ）を取ることができる等の優れた利点がある。
する雑音の影響を受ける虞れが全くなく、またパルス信
号Ｓ２は一般に２値のパルス列で構成されているので、
復調はそのパルスの有無を判別しさえすればよいからＳ
／Ｎ比は磁気テープ雑音、転写等に殆んど影響されず、
高Ｓ／Ｎ比が得られ、さらに、録音の場合には音声等の
アナログ原信号Ｓ１がパルス信号Ｓ２で表わされている
ので、磁気テープの磁気飽和を全く考える必要がなく、
大きなダイナミックレンジ（Ｄ ｙｎａｍ ｉｃ Ｒａ
ｎｇｅ）を取ることができる等の優れた利点がある。
しかし、その反面、連続的な曲線である原信号Ｓ１を量
子化する際、有限個の量子化ステップに基づき四捨五入
の操作によって第１図Ｃのように階段状の量子化信号Ｓ
３に変えるものであるため復調したとき元の原信号Ｓ１
とはわずかに異なるという所謂量子化雑音ＮＱが避けら
れないという欠点を有する。
子化する際、有限個の量子化ステップに基づき四捨五入
の操作によって第１図Ｃのように階段状の量子化信号Ｓ
３に変えるものであるため復調したとき元の原信号Ｓ１
とはわずかに異なるという所謂量子化雑音ＮＱが避けら
れないという欠点を有する。
そして、この量子化雑音ＮＱの最大値は量子化ステップ
の単位の大きさの％となり、量子化される信号Ｓ１の振
幅には関係なく一定となる。
の単位の大きさの％となり、量子化される信号Ｓ１の振
幅には関係なく一定となる。
したがって、相対的な量子化雑音ＮＱは振幅値がＨにな
れば２倍になる関係にあって、小さいレベルの信号に対
してはより大きい相対誤差となって表われ、聴取時には
無視できない歪として再現生される。
れば２倍になる関係にあって、小さいレベルの信号に対
してはより大きい相対誤差となって表われ、聴取時には
無視できない歪として再現生される。
そこで、このような量子化雑音ＮＱによる影響を解消す
るには量子化ステップの数を増して、すなわち、ビット
（Ｂｉｔ）数を大きくして分解能を高くすればよいので
あるが、しかし、ビット数を増すことはより多くのチャ
ンネルを必要とし価格的にも高価な変調装置Ｍとなり得
策ではない。
るには量子化ステップの数を増して、すなわち、ビット
（Ｂｉｔ）数を大きくして分解能を高くすればよいので
あるが、しかし、ビット数を増すことはより多くのチャ
ンネルを必要とし価格的にも高価な変調装置Ｍとなり得
策ではない。
しかして、たとえば入力アナログ信号の段階で信号レベ
ル圧縮を行うことにより、量子化ステップ数を同一にし
たまま、その単位を信号の大きさに比例するように変化
させる非線形量子化、あるいはオートレンジング（Ａｕ
ｔｏ Ｒａｎｇｉｎｇ ）等で見掛け上の量子化ステッ
プを向上させて量子化雑音ＮＱを改善する方法が従来よ
り提案されている。
ル圧縮を行うことにより、量子化ステップ数を同一にし
たまま、その単位を信号の大きさに比例するように変化
させる非線形量子化、あるいはオートレンジング（Ａｕ
ｔｏ Ｒａｎｇｉｎｇ ）等で見掛け上の量子化ステッ
プを向上させて量子化雑音ＮＱを改善する方法が従来よ
り提案されている。
しかし、上記のような方法、たとえば非線形量子化によ
っても、シングルトーン（Ｓ ｉｎｇｌｅ Ｔｏｎｅ）
の場合にはその効果が期待できるが、マルチトーン（Ｍ
ｕｌｔｉ Ｔｏｎｅ）の場合には、アナログ信号の堕縮
器の時定数により信号の急激な変化に対する追従性が悪
く、その効果が殆んど期待できないのが現状であって、
量子化雑音ＮＱの改善対策としては未だ不完全なもので
あった。
っても、シングルトーン（Ｓ ｉｎｇｌｅ Ｔｏｎｅ）
の場合にはその効果が期待できるが、マルチトーン（Ｍ
ｕｌｔｉ Ｔｏｎｅ）の場合には、アナログ信号の堕縮
器の時定数により信号の急激な変化に対する追従性が悪
く、その効果が殆んど期待できないのが現状であって、
量子化雑音ＮＱの改善対策としては未だ不完全なもので
あった。
そこで、本出願人は既にアナログ原信号Ｓ１に雑音信号
Ｓ４を積極的に重畳することにより見掛け上の量子化雑
音ＮＱを改善する方法を提案している。
Ｓ４を積極的に重畳することにより見掛け上の量子化雑
音ＮＱを改善する方法を提案している。
すなわち、この方法は第４図Ａ，Ｂおよび第４図Ｃ，Ｄ
に示したように、雑音信号Ｓ４を重畳しない場合には、
たとえばサンプリングタイム（１１〜１４つまでが「０
００」のパルス符号Ｓ２となるのに対して、雑音信号Ｓ
４を重畳した場合には、アナログ原信号Ｓ１は各量子化
レベルにそれぞれある確率をもって分配量子化される。
に示したように、雑音信号Ｓ４を重畳しない場合には、
たとえばサンプリングタイム（１１〜１４つまでが「０
００」のパルス符号Ｓ２となるのに対して、雑音信号Ｓ
４を重畳した場合には、アナログ原信号Ｓ１は各量子化
レベルにそれぞれある確率をもって分配量子化される。
換言すると、量子化され、符号化されたパルス信号Ｓ２
は雑音信号Ｓ４の確率でパルス数変調（Ｐ ｕｌ ｓｅ
Ｎ ｕｍｂｅｒＭｏｄｕｌａｔ ｉｏｎ）された状態
になるため、復調の際にローパスフィルター（ＬＰＦ）
等に通すと、アナログ原信号Ｓ１に近似したものが得ら
れ、これにより量子化雑音ＮＱを加善しようとするもの
である。
は雑音信号Ｓ４の確率でパルス数変調（Ｐ ｕｌ ｓｅ
Ｎ ｕｍｂｅｒＭｏｄｕｌａｔ ｉｏｎ）された状態
になるため、復調の際にローパスフィルター（ＬＰＦ）
等に通すと、アナログ原信号Ｓ１に近似したものが得ら
れ、これにより量子化雑音ＮＱを加善しようとするもの
である。
そしてまた、この雑音信号Ｓ４を重畳する方法によると
、原信号Ｓ１の種類によらず、量子化雑音ＮＱが改善で
きる優れた効果がある。
、原信号Ｓ１の種類によらず、量子化雑音ＮＱが改善で
きる優れた効果がある。
しかし、その反面当然にＳ／Ｎは多少悪化する傾向にな
る。
る。
これは、多少の雑音は無視して、すなわち聴感上、Ｓ／
Ｎ比の悪化があまり目立たない程度にして量子化雑音Ｎ
Ｑである歪を優先させて除去するという考え方に基づく
ものである。
Ｎ比の悪化があまり目立たない程度にして量子化雑音Ｎ
Ｑである歪を優先させて除去するという考え方に基づく
ものである。
このように雑音信号Ｓ４を重畳することは、量子化雑音
ＮＱの加善に優れたものであるが、ただ、ステレオの左
右チャンネルのように互いに強い関連性を持つ複数チャ
ンネルの原信号Ｓ ｉ ａ ，Ｓｌｂ，Ｓ１ｃ・・・・
・・を同時に再現再生しようとする場合には、雑音信号
Ｓ４の定位（Ｌｏｃａｌ ｉｚａｔｉｏｎ）という現象
が生じて問題となる。
ＮＱの加善に優れたものであるが、ただ、ステレオの左
右チャンネルのように互いに強い関連性を持つ複数チャ
ンネルの原信号Ｓ ｉ ａ ，Ｓｌｂ，Ｓ１ｃ・・・・
・・を同時に再現再生しようとする場合には、雑音信号
Ｓ４の定位（Ｌｏｃａｌ ｉｚａｔｉｏｎ）という現象
が生じて問題となる。
すなわち、前記第３図に示したような変調装置Ｍを複数
備えた所謂多チャンネルの原信号Ｓ１ａ，Ｓｌｂ，Ｓ１
ｃ・・・・・・を取り扱うようにしたパルス変調方式、
たとえば第５図に示したようにステレオの左右の２チャ
ンネル信号のパルス変調方式にあって、２つの変調装置
Ｍ１，Ｍ２に同一の雑音発生装置４からの雑音信号Ｓ４
を分割供給腰夫々の原信号Ｓ １ ａ ｔ Ｓ １ ｂ
に重畳すると、夫々復調装置ＤＭ１ＤＭ２、スピーカ５
，６を介して原信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂを再現再生した際、
左右のスピーカ５，６から発生する雑音信号Ｓ４は相関
信号となり、しかもそのレベルが同一ならば（普通は同
じである）スピーカ５，６間の略々中央位置Ｌに定位す
る。
備えた所謂多チャンネルの原信号Ｓ１ａ，Ｓｌｂ，Ｓ１
ｃ・・・・・・を取り扱うようにしたパルス変調方式、
たとえば第５図に示したようにステレオの左右の２チャ
ンネル信号のパルス変調方式にあって、２つの変調装置
Ｍ１，Ｍ２に同一の雑音発生装置４からの雑音信号Ｓ４
を分割供給腰夫々の原信号Ｓ １ ａ ｔ Ｓ １ ｂ
に重畳すると、夫々復調装置ＤＭ１ＤＭ２、スピーカ５
，６を介して原信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂを再現再生した際、
左右のスピーカ５，６から発生する雑音信号Ｓ４は相関
信号となり、しかもそのレベルが同一ならば（普通は同
じである）スピーカ５，６間の略々中央位置Ｌに定位す
る。
このような雑音信号Ｓ４の定位に伴なうカクテルパテイ
ー効果等を考慮すると、実質上中央の原信号Ｓ１ａ，Ｓ
１ｂに対してＳ／Ｎ比を損することになるという不都合
が生ずる。
ー効果等を考慮すると、実質上中央の原信号Ｓ１ａ，Ｓ
１ｂに対してＳ／Ｎ比を損することになるという不都合
が生ずる。
本発明はこのような実情に鑑み、発明されたものであっ
て、その％徴は互いに強い関連性を有するアナログ原信
号をデジタルパルス信号夫々変調する変調装置を２以上
備え、これら各変調装置には雑音信号を独立に、かつ無
相関にして夫々重畳するようにしたことにある。
て、その％徴は互いに強い関連性を有するアナログ原信
号をデジタルパルス信号夫々変調する変調装置を２以上
備え、これら各変調装置には雑音信号を独立に、かつ無
相関にして夫々重畳するようにしたことにある。
これを第６図に示したー実施例について説明すると、た
とえばステレオの左右チャンネル信号を夫々変調するた
めの各変調装置Ｍ１，Ｍ２に夫々独立した雑音発生装置
７ａ，７ｂを接続し、雑音信号Ｓ４ａ，Ｓ４ｂをアナロ
グな原信号Ｓｉａ，Ｓ１ｂに重畳するとともに各雑音信
号Ｓ ４ ａ ，ｓ４ｂは無相関（通常、異なる雑音発
生装置７ａｔ７ｂから供給されると自然に無相関になる
）としたものである。
とえばステレオの左右チャンネル信号を夫々変調するた
めの各変調装置Ｍ１，Ｍ２に夫々独立した雑音発生装置
７ａ，７ｂを接続し、雑音信号Ｓ４ａ，Ｓ４ｂをアナロ
グな原信号Ｓｉａ，Ｓ１ｂに重畳するとともに各雑音信
号Ｓ ４ ａ ，ｓ４ｂは無相関（通常、異なる雑音発
生装置７ａｔ７ｂから供給されると自然に無相関になる
）としたものである。
そして、この雑音信号Ｓ４ａ，Ｓ４ｂの重畳方法、種類
、レベル等については本出願人が既に明らかにしてある
が、参考までに説明すると、前記第３図に示した如き変
調装置Ｍを使用した場合には第７図に示したようにロー
パスフィルター１とサンプリングホールド回路２の間で
雑音信号Ｓ４ａｓ４ｂを重畳することが好ましい。
、レベル等については本出願人が既に明らかにしてある
が、参考までに説明すると、前記第３図に示した如き変
調装置Ｍを使用した場合には第７図に示したようにロー
パスフィルター１とサンプリングホールド回路２の間で
雑音信号Ｓ４ａｓ４ｂを重畳することが好ましい。
これは、たとえばローパスフィルタ１の前位置で上記雑
音信号Ｓ ４ ａ ＋ Ｓ ４ ｂを重畳すると、この
重畳された雑音信号がローパスフィルター１で帯域制限
を受ける際に平均電力が降下するために、雑音信号Ｓ
４ ａ ，Ｓ ４ ｂのゲインが余分に必要となること
を考慮したものである。
音信号Ｓ ４ ａ ＋ Ｓ ４ ｂを重畳すると、この
重畳された雑音信号がローパスフィルター１で帯域制限
を受ける際に平均電力が降下するために、雑音信号Ｓ
４ ａ ，Ｓ ４ ｂのゲインが余分に必要となること
を考慮したものである。
また、ローパスフィルタ１の後に重畳される雑音信号Ｓ
４ ａ ｔ Ｓ ４ ｂは、サンプリング周波数ｆｓ
の％の周波数ｆｓ／２以上の成分も含んでおり、サンプ
リングホールド回路２での標本化の際にいわゆる折り返
し雑音ＣＡＪｉａｓ−ｉｎｇ Ｎｏｉｓｅ）として表わ
れることにより、実質的に雑音信号の電力が上がること
になり、雑音発生装置７ ａ ，７ ｂからの雑音信号
電力が少なくてすむからである。
４ ａ ｔ Ｓ ４ ｂは、サンプリング周波数ｆｓ
の％の周波数ｆｓ／２以上の成分も含んでおり、サンプ
リングホールド回路２での標本化の際にいわゆる折り返
し雑音ＣＡＪｉａｓ−ｉｎｇ Ｎｏｉｓｅ）として表わ
れることにより、実質的に雑音信号の電力が上がること
になり、雑音発生装置７ ａ ，７ ｂからの雑音信号
電力が少なくてすむからである。
次に、雑音信号Ｓ ４ ａ ＞ Ｓ ４ ｂとしては、
周波数スペクトル分布が全帯域でほぼ一様となる、いわ
ゆるホワイトノイズが用いられる。
周波数スペクトル分布が全帯域でほぼ一様となる、いわ
ゆるホワイトノイズが用いられる。
ここで、たとえば第８図に示すように、ホワイトノイズ
の周波数帯域（ほぼ全帯域）に対して、アナログ原信号
Ｓ１ａ，Ｓ１ｂの周波数帯域ＦＳ１と、標本化の際の時
間間隔ＴＳの逆数の周波数ｆｓのサンプリング信号Ｓ５
によりアナログ原信号Ｓｌａ，Ｓｌｂを標本化すること
によって生じた周波数スペクトル、いわゆる側波帯域Ｆ
Ｓ５とを制限し、これらの周波数帯域ＦＳ１，ＦＳ５以
外の周波数帯域内に存在する様にした雑音信号Ｓ４ａ’
，Ｓ４ｂ’を用いることにより、上記標本化の際に雑音
信号Ｓ ４ ａ’ ，Ｓ４♂がほぼ自分自身に折り返さ
れ、アナログ原信号Ｓ １ ａ ，Ｓ １ ｂに対する
影響が少なく、聴感上の悪影響をより軽減できる。
の周波数帯域（ほぼ全帯域）に対して、アナログ原信号
Ｓ１ａ，Ｓ１ｂの周波数帯域ＦＳ１と、標本化の際の時
間間隔ＴＳの逆数の周波数ｆｓのサンプリング信号Ｓ５
によりアナログ原信号Ｓｌａ，Ｓｌｂを標本化すること
によって生じた周波数スペクトル、いわゆる側波帯域Ｆ
Ｓ５とを制限し、これらの周波数帯域ＦＳ１，ＦＳ５以
外の周波数帯域内に存在する様にした雑音信号Ｓ４ａ’
，Ｓ４ｂ’を用いることにより、上記標本化の際に雑音
信号Ｓ ４ ａ’ ，Ｓ４♂がほぼ自分自身に折り返さ
れ、アナログ原信号Ｓ １ ａ ，Ｓ １ ｂに対する
影響が少なく、聴感上の悪影響をより軽減できる。
このときの雑音レベルの平均値は、量子化する場合のス
テップの最小電匡の％程度とすればよい。
テップの最小電匡の％程度とすればよい。
尚、第５図と同一構成部分は同一符号にして表わす。
上記のように構戒することによって、各変調装置Ｍ１
７ Ｍ２の雑音信号Ｓ ４ ａ ｔ Ｓ ４ ｂ ニよ
る量子化雑音ＮＱの改善という優れた利点をそのまま生
かしつつ、多チャンネルのパルス方式においても雑音信
号Ｓ４ａ，Ｓ４ｂが特定の位置に定位することなく分散
させることができる。
７ Ｍ２の雑音信号Ｓ ４ ａ ｔ Ｓ ４ ｂ ニよ
る量子化雑音ＮＱの改善という優れた利点をそのまま生
かしつつ、多チャンネルのパルス方式においても雑音信
号Ｓ４ａ，Ｓ４ｂが特定の位置に定位することなく分散
させることができる。
尚、上記においては２チャンネルの場合について説明し
て来たが多チャンネルの場合でも同様である。
て来たが多チャンネルの場合でも同様である。
以上から明らかなように本発明によれば、ステレオの左
右チャンネル信号や、マルチトラック録音されてミキシ
ング処理等によりトラックダウンされる前の多チャンネ
ル信号のような相関性の強い多チャンネルのアナログ原
信号を再現再生した場合に、夫々の雑音信号が重畳して
定位することなく分散するため、スピーカ間の中央の音
のＳ／Ｎが損するということがないという効果を期待す
ることができる。
右チャンネル信号や、マルチトラック録音されてミキシ
ング処理等によりトラックダウンされる前の多チャンネ
ル信号のような相関性の強い多チャンネルのアナログ原
信号を再現再生した場合に、夫々の雑音信号が重畳して
定位することなく分散するため、スピーカ間の中央の音
のＳ／Ｎが損するということがないという効果を期待す
ることができる。
尚、本発明はパルス変調方式としてＰＣＭ方式について
説明して来たが、同様の機能を有する△ＰＣＭ（Ｄｅｌ
ｔａ Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
）方式、ΔＭ （ Ｄ ｅ ｌ ｔａ Ｍｏｄｕ ｌａ
ｔ ｉｏｎ）方式、ＰＮＭ（ Ｐ ｕｌｓｅＮｕｍｄ
ｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔ ｉｏｎ）方式等においてもその
技術的要旨を変更しない範囲で適用できることももちろ
んである。
説明して来たが、同様の機能を有する△ＰＣＭ（Ｄｅｌ
ｔａ Ｐｕｌｓｅ Ｃｏｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
）方式、ΔＭ （ Ｄ ｅ ｌ ｔａ Ｍｏｄｕ ｌａ
ｔ ｉｏｎ）方式、ＰＮＭ（ Ｐ ｕｌｓｅＮｕｍｄ
ｅｒ Ｍｏｄｕｌａｔ ｉｏｎ）方式等においてもその
技術的要旨を変更しない範囲で適用できることももちろ
んである。
したがって、本発明のパルス変調方式を利用すれば、ス
テレオの左右チャンネル信号や、マルチトラック録音さ
れた多チャンネルオーディオソース信号のような互いの
相関の強い多チャンネル信号の伝送通信装置あるいはテ
ープレコーダ等を提供することができる。
テレオの左右チャンネル信号や、マルチトラック録音さ
れた多チャンネルオーディオソース信号のような互いの
相関の強い多チャンネル信号の伝送通信装置あるいはテ
ープレコーダ等を提供することができる。
第１図人ないしＤはＰＣＭ方式における変調の過程を示
した説明図、第２図はＰＣＭ方式のブロックダイヤグラ
ム、第３図はＰＣＭ方式における変調装置のブロックダ
イヤグラム、第４図ＡないしＤは雑音信号の重畳の有無
による量子化、符号化を比較した説明図、第５図は、多
チャンネルのパルス変調方式を示したブロックダイヤグ
ラム、第６図は本発明の一実施を示した多チャンネルの
パルス変調方式を示したブロックダイヤグラム、？７図
は雑音信号の重畳方法を示した変調装置のブロックダイ
ヤグラム、第８図は雑音信号の説明図である。 Ｓ１・・・・・・アナログ原信号、Ｓ２・・・・・・デ
ジタルパルス信号、Ｍ１，Ｍ２・・・・・・各変調装置
、ＮＱ・・・・・・量子化雑音、Ｓ ４ ａ ，Ｓ ４
ｂ ・”雑音信号、１，２，３・・・・・・変調装置
Ｍ１，，Ｍ２のローパスフィルター、サンプリングホー
ルド回路、Ａ／Ｄ変換回路、７ａ，７ｂ・・・・・・雑
音発生装置。
した説明図、第２図はＰＣＭ方式のブロックダイヤグラ
ム、第３図はＰＣＭ方式における変調装置のブロックダ
イヤグラム、第４図ＡないしＤは雑音信号の重畳の有無
による量子化、符号化を比較した説明図、第５図は、多
チャンネルのパルス変調方式を示したブロックダイヤグ
ラム、第６図は本発明の一実施を示した多チャンネルの
パルス変調方式を示したブロックダイヤグラム、？７図
は雑音信号の重畳方法を示した変調装置のブロックダイ
ヤグラム、第８図は雑音信号の説明図である。 Ｓ１・・・・・・アナログ原信号、Ｓ２・・・・・・デ
ジタルパルス信号、Ｍ１，Ｍ２・・・・・・各変調装置
、ＮＱ・・・・・・量子化雑音、Ｓ ４ ａ ，Ｓ ４
ｂ ・”雑音信号、１，２，３・・・・・・変調装置
Ｍ１，，Ｍ２のローパスフィルター、サンプリングホー
ルド回路、Ａ／Ｄ変換回路、７ａ，７ｂ・・・・・・雑
音発生装置。
Claims (1)
- １ ステレオ信号等の同時に再生されるべき少なくとも
２チャンネルの互いの信号間の相関の強いアナログ原信
号を夫々デジタルパルス信号に変調する変調装置を２以
上備え、これら各変調装置に独立にかつ無相関にして夫
々重畳される雑音信号を発生する雑音発生装置を、上記
各変調装置に対応する個数だけ夫々独立に設けることに
より、上記雑音信号の影響を少なくするようにしたこと
を特徴とするパルス変調方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP49122209A JPS5837735B2 (ja) | 1974-10-23 | 1974-10-23 | パルスヘンチヨウホウシキ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP49122209A JPS5837735B2 (ja) | 1974-10-23 | 1974-10-23 | パルスヘンチヨウホウシキ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5148214A JPS5148214A (ja) | 1976-04-24 |
| JPS5837735B2 true JPS5837735B2 (ja) | 1983-08-18 |
Family
ID=14830239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP49122209A Expired JPS5837735B2 (ja) | 1974-10-23 | 1974-10-23 | パルスヘンチヨウホウシキ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5837735B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5825966B2 (ja) * | 1976-04-26 | 1983-05-31 | 横河電機株式会社 | 電磁流量計の励磁回路 |
| US4187466A (en) * | 1978-01-16 | 1980-02-05 | Rolm Corporation | Signal injection technique |
| JPS63138570A (ja) * | 1986-11-28 | 1988-06-10 | Pioneer Electronic Corp | 信号記録装置 |
| JPH02134010A (ja) * | 1988-11-15 | 1990-05-23 | Sony Corp | 信号処理装置 |
| JPH02213226A (ja) * | 1989-02-13 | 1990-08-24 | Pioneer Electron Corp | ディジタル・アナログ変換回路 |
-
1974
- 1974-10-23 JP JP49122209A patent/JPS5837735B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5148214A (ja) | 1976-04-24 |
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