JPS6046899B2 - 反響消去装置 - Google Patents

反響消去装置

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JPS6046899B2
JPS6046899B2 JP55134009A JP13400980A JPS6046899B2 JP S6046899 B2 JPS6046899 B2 JP S6046899B2 JP 55134009 A JP55134009 A JP 55134009A JP 13400980 A JP13400980 A JP 13400980A JP S6046899 B2 JPS6046899 B2 JP S6046899B2
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clock
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栄紀 伊藤
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Nippon Electric Co Ltd
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は送信および受信信号の伝送速度の異なるディジ
タル４線回線に挿入される反響消去装置に関する。
従来、長距離回線て発生する反響を制御するために、反
響阻止装置が用いられているが、この装置は回線のＯＮ
−ＯＦＦ（断続）動作を行なうため話頭切断やクリック
雑音等が発生するという欠点がある。
このような反響阻止装置の欠点を解決するために反響消
去装置が実用化されている。
この装置は、反響路の反響路特性を測定し、測定された
反響路特性に基づいて反響信号に近似する近似反響信号
を合成し、実際の反響信号を前記合成した近似反響信号
を用いて消去している。この反響消去装置は上述のよう
に回線をＯＮ−ＯＦＦすることがないため、反響阻止装
置における上述の欠点がなくなる。一方、通信回線のデ
ィジタル化に伴ない反響消去装置のディジタル回線への
適用の必要性が生じてきている。
しかし、ディジタル回線では、送信側と受信側との伝送
ビットレートが同期してない場合が多い。このような送
受非同期の回線に反響消去装置を適用すると、送受信信
号の各々のサンプリング時点が時間とともに変化するた
め反響路特性が時間的に変動する。また、送受信信号間
の同期が異なると、時間とともに位相変動が大きくなり
、ある時点で１サンプル分のデータが余るか不足する（
これはスリップと呼ばれる）。一般に、反響消去装置に
おいては、スリップ発生時以外の位相変動速度は比較的
ゆつくりしているため、反響路特性を逐次求める適応型
反響消去装置ではこの位相変動には追従可能である。し
かし、・スリップ発生時には、反響消去装置から見た反
響路特性が１サンプル分瞬間的にずれるため反響消去装
置の特性が大幅に劣化するという欠点がある。本発明の
目的は上述の欠点を除去した反響消去９日の大きいディ
ジタル回線に適用可能な反響消去装置を提供することに
ある。
次に本発明を図面を参照して詳細に説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。第
１図において、遠端話者（図示せず）からの信号はアナ
ログ・ディジタル（Ａ／Ｄ）変換器６０でサンプリング
クロックＣＫ２によりディジタル信号Ｘｋに変換される
。ディジタル・アナログ（Ｄ／Ａ）変換器３０のサンプ
リング信号ＣＫ２は受信ディジタル信号Ｘｋから抽出さ
れるため、Ａ／Ｄ変換器６０とＤ／Ａ変換器３０のサン
プリング周波数は一致する。Ｄ／Ａ変換器３０の出力信
号はハイブリッドトランス１０を介して近端話者２０に
与えられる。しかし、その一部は、ハイブリッドトラン
ス１０から漏れて（工ローと称す）Ａ／Ｄ変換器４０に
与えられる。Ａ／Ｄ変換器４０は近端話者２０からの信
号およびエコーをサンプリングクロックＣＫｌに応答し
てディジタル信号Ｙ，に変換し、反響消去装置１００の
送話側入力端子２に入力する。反響消去装置１００では
、減算器１２０により送路側入力端子２に入力されたデ
ィジタル信号Ｙ，と反響路モデル１１０より出力される
近似反響信号装置♀，との差（消去残エコーＥｊ）を求
める。減算器１２０の出力である消去残エコーＥｊは送
話側出力端子３を介してＤ／Ａ変換器５０に与えられ、
そこでアナログ信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器５０の
サンプリング信号ＣＫｌは消去残エコーＥｊより抽出さ
れるため、Ａ／Ｄ変換器４０とＤ／Ａ変換器５０のサン
プリング周波数は一致する。ところで、前述一のＡ／Ｄ
変換器６０で変換されたディジタル信号Ｘ，は補間回路
（同期回路）２００の入力端子４にも与えられる。補間
回路２００は、入力端子４からのディジタル信号Ｘ，の
補間を行ない、補間された信号Ｘ，（ディジタル信号Ｙ
，に同期したデ．イジタル信号Ｘｊ）を出力端子５を介
して反響消去装置１００の受話側入力端子１に与える。
反響消去装置１００では送話側入力信号Ｙ，と受話側入
力信号Ｘｊが補間回路２００の働きにより同期している
ため、スリップが発生しない。次に第２、第３、第４、
第５図を参照して補間回路２００を説明する。
補間回路２００は、入力信号を低域フィルタに通すこと
により必要とされるサンプル時刻の信号を得る回路で、
本実施例では、必要とされる信号４の位置によりタップ
係数が切り換えられるトランスバーサルフィルタを使用
している。
第２図の構成ではタップ係数が４のトランスバーサルフ
ィルタを使用し、補間を行う１サンプル間隔を４分割し
た例を示す。タップ係数の選択方法は入力信号の１周期
Ｔを４分割し、入力信号の１サンプル時間をｔとした時
、ｔからｔ＋）Ｔの値を得る時ＨＯ（第４図）、ｔ＋）
Ｔからｔ＋ムＴの値を得る時ｈ１、ｔ＋νＴからｔ＋秒
の値から得る時Ｈ２、ｔ＋１Ｔからｔ＋Ｔの値を得る時
Ｈ３をトランスバーサルフノイルタのタップ係数として
使用する。これらのタップ係数はそれぞれ４つのタップ
係数（Ｈ８〜Ｈ８；尼〜ＨＡ；ｈ蘂〜旧；Ｈｇ−ｈ（）
から構成され、係数回路（ＲＯＭ）２４０に第４図のよ
うに書き込まれている（ここでｈの添え字の上側が補・
間の時間位置、下側がタップの番号を示す）。端子４に
与えられた入力ディジタル信号Ｘ，（第５図ｂはタイミ
ング発生回路２４０から供給されたクロックＣＫ２（第
５図ｄ）の立上りでレジスク２１１に書き込まれる。こ
のレジスタ２１１の出力（第５図ｇ）はセレクタ２１２
を介してレジスタ２１３にクロックＣＫ４（第５図ｆ）
の立上りで書き込まれる。セレクタ２１２は乗算器２２
１が補間演算中はクロックＣＫ３（第５図ｅ）の立下が
りでＡ側を選択し、クロックＣＫ４の立下がりでディジ
タル信号Ｘ，をＢ側に選択する（第５図１）。このとき
のセレクタ選択入力は第５図ｂに示される。レジスタ２
１３にディジタル信号Ｘｋを書き込むクロックＣＫ４は
通常はクロックＣＫ２の立上りよりわずかに遅れて立下
るクロックであるが、トランスバーサルフィルタ２２０
が演算中は演算終了後に出力される。また、レジスタ２
１３としてはタップ数と同じ４段のレジスタが使用され
ている。レジスタ２１３より出力されるディジタル信号
（第５図ｊ）と係数回路２４０からのタップ係数（第５
図ｎ）とは補間フィルタ回路２２０の乗算器２２１と累
算器２２２でクロックＣＫ３によりたたみ込み演算が行
なわれディジタル信号出力Ｘ，が得られる（第５図ｐ）
。ここで使用されるタップ係数は選択回路２３０により
係数回路２４０から順次読み出される。選択回路２３０
の４進の第１カウンタ２３１がクロックＣＫ２の立上り
でリセットされた後、クロックＣＫ２の４倍のクロック
でカウンタ２３１はカウントを開始する（第５図ｋ）。
この第１のカウンタ２３１の出力をクロックＣＫｌ（第
５図ｃ）の立上りでレジスタ２３２に書き込む（第５図
１）ことにより、クロックＣＫｌとＣＫ２との相対的位
置が求まるこのレジスタ２３２の出力で係数回路２４０
の上位アドレスが指示される。また４進の第２のカウン
タ２３３をクロックＣＫｌの立上りでセットし、クロッ
クＣＫ３の立上りでカウントダウンする（第５図ｍ）。
このカウンタ２３３の出力により係数回路２４０の下位
アドレスが指定される。以上の説明では１サンプリング
間隔を４分割したが、分割数を多くすることにより特性
を良くできる。１紛割程度を行なえば実用的な特性が得
られる。
また、補間値の計算はフィルタ係数、ディジタル信号そ
れぞれを托程度使用したトランスバーサルフィルタが実
用的である。この場合、１サンプル周期に必要な積和の
回数は１６であるため、８ＫＨｚサンプリングの２４チ
ャンネル多重ＰＣＭ回線当りでは２４チャンネルの補間
を行なつても１回の積和時間が３００ｒ１ｓｅｃ程度と
なる一。また、補間フィルタを送話側入力（第１図の端
子２）に設けても同様の効果が得られる。さらに、適応
型反響消去装置を使用する時には、この補間フィルタの
周波数特性を変えることにより適応速度を変えることが
可能である。以上のように、本発明によれば送受非同期
なディジタル回線に適用可能な反響消去装置が実現でき
る。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
本発明に使用される補間回路の具体的構成を示すブロッ
ク図、第３図は補間のタイミングとフィルタ係数との関
係を示す図、第４図は、係数回路内のタップ係数の位置
を示す図および第５図ａ−ｐは補間回路のタイミング図
である。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 送信線路の送信信号と受信線路の受信信号とが非同
    期なディジタル４線回線に挿入され前記受信号に基づき
    近似反響信号を合成する反響信号作成回路を含む反響消
    去装置において、前記受信信号（または送信信号）を記
    憶する記憶回路と、複数組のフィルタ係数を有する係数
    回路と、前記送信信号と前記受信信号とのサンプル時刻
    の相対間隔により前記係数回路のフィルタ係数の１つの
    組を選択する選択回路と、前記記憶された入力信号と前
    記選択されたフィルタ係数の組とから前記送信信号（ま
    たは受信信号）の所定のサンプル時刻に対応する前記受
    信信号（または送信信号）の値を求めるフィルタ回路と
    から構成された同期回路を設けたことを特徴とする反響
    消去装置。
JP55134009A 1980-09-26 1980-09-26 反響消去装置 Expired JPS6046899B2 (ja)

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