JPS5912639A - エコ−キヤンセラ - Google Patents
エコ−キヤンセラInfo
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- JPS5912639A JPS5912639A JP12100582A JP12100582A JPS5912639A JP S5912639 A JPS5912639 A JP S5912639A JP 12100582 A JP12100582 A JP 12100582A JP 12100582 A JP12100582 A JP 12100582A JP S5912639 A JPS5912639 A JP S5912639A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/232—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using phase shift, phase roll or frequency offset correction
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- H04B3/00—Line transmission systems
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- H04B3/238—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using initial training sequence
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Bidirectional Digital Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、不要反射波（エコー）を自動的に消去するた
めのエコー・キャンセラに関スる。
めのエコー・キャンセラに関スる。
加入者電話回線の様な２線式電話回線を用いてデータの
同時双方向通信を行おうとする場合、端末が接続される
４線部と加入者線との間の４線−２線変換器（ハイブリ
ッドトランス）で発生するエコーイｇ号が大きな問題と
なる。この自局送信側から自局受信側への漏洩信号であ
るこのエコー信号を消去する手段としては、エコーキャ
ンセラが知られている。これは自局送信信号にタッグ係
数を重み付は加算（たたみ込み演算）して擬似エコー信
号を発生させ、この擬似エコー信号を自局受信信号から
減する事にょシ自局受信信号に含まれるエコー信号を消
去するものである。
同時双方向通信を行おうとする場合、端末が接続される
４線部と加入者線との間の４線−２線変換器（ハイブリ
ッドトランス）で発生するエコーイｇ号が大きな問題と
なる。この自局送信側から自局受信側への漏洩信号であ
るこのエコー信号を消去する手段としては、エコーキャ
ンセラが知られている。これは自局送信信号にタッグ係
数を重み付は加算（たたみ込み演算）して擬似エコー信
号を発生させ、この擬似エコー信号を自局受信信号から
減する事にょシ自局受信信号に含まれるエコー信号を消
去するものである。
ところで１、従来のエコーキャンセラにおいては、タッ
プ係数を制御するための誤差信号として、自局受信信号
から擬似エコー信号を減じて得られる信号が用いられて
いた。しかしながらこの方式では、相手局からの送信が
あると、誤差信号にはエコー信号の残差成分の他に相手
局よシ送られて来た信号が重畳するため、双方向同時伝
送時にエコー消去性能が大幅に劣化してしまうという欠
点があった。
プ係数を制御するための誤差信号として、自局受信信号
から擬似エコー信号を減じて得られる信号が用いられて
いた。しかしながらこの方式では、相手局からの送信が
あると、誤差信号にはエコー信号の残差成分の他に相手
局よシ送られて来た信号が重畳するため、双方向同時伝
送時にエコー消去性能が大幅に劣化してしまうという欠
点があった。
本発明の目的は、双方向同時伝送時においてもエコー消
去性能が劣化することのないエコーキャンセラを提供す
ることである。
去性能が劣化することのないエコーキャンセラを提供す
ることである。
本発明は、自局受信信号と擬似エコー信号とを合成して
得られる信号から、さらに自局受信信号成分を消去して
エコー信号の残差成分のみを抽出し、これに基いて擬似
エコー発生回路におけるトランスバーサルフィルタのタ
ップ係数を制御することを骨子としている。
得られる信号から、さらに自局受信信号成分を消去して
エコー信号の残差成分のみを抽出し、これに基いて擬似
エコー発生回路におけるトランスバーサルフィルタのタ
ップ係数を制御することを骨子としている。
即ち、本発明に係るエコーキャンセラは、自局送信信号
をタッグ係数が可変のトランスバーサルフィルタに通し
て擬似エコー信号を生成する擬似エコー発生回路と、こ
の擬似エコー信号と自局受信信号とを合成して自局受信
信号に含まれるエコー信号成分を消去する第１の合成回
路と、所定の基準信号に基いて伝送歪を示す信号を生成
する伝送歪発生回路と、この伝送歪発生回路と、この伝
送歪発生回路の出力と第１の合成回路の出力とを合成し
てエコー信号の残差成分を抽出する第２の合成回路とを
備え、第２の合成回路の出力によυ擬似エコー発生回路
におけるトランスバーサルフィルタのタッグ係数を制御
するようにしたことを特徴とする。
をタッグ係数が可変のトランスバーサルフィルタに通し
て擬似エコー信号を生成する擬似エコー発生回路と、こ
の擬似エコー信号と自局受信信号とを合成して自局受信
信号に含まれるエコー信号成分を消去する第１の合成回
路と、所定の基準信号に基いて伝送歪を示す信号を生成
する伝送歪発生回路と、この伝送歪発生回路と、この伝
送歪発生回路の出力と第１の合成回路の出力とを合成し
てエコー信号の残差成分を抽出する第２の合成回路とを
備え、第２の合成回路の出力によυ擬似エコー発生回路
におけるトランスバーサルフィルタのタッグ係数を制御
するようにしたことを特徴とする。
本発明によれば、エコー信号の残差成分のみに基いてこ
の残差成分を最小化するような擬似エコー信号を生成で
きるので、双方向同時伝送時においても相手局からの送
信信号の影響を除去した良好なエコー消去作用が得られ
る。
の残差成分を最小化するような擬似エコー信号を生成で
きるので、双方向同時伝送時においても相手局からの送
信信号の影響を除去した良好なエコー消去作用が得られ
る。
第１図は本発明の一実施例に係るエコーキャンセラの構
成を示すものである。図において、入力端子Ｉに与えら
れるベースバンド送信信号は変調回路２で変調された後
、ハイブリッドトランス３を経由して相手局側へ伝送さ
れると共〜、擬似エコー発生回路４に入力される。擬似
エコー発生回路４は、タップ係数が可変のトランスバー
サルフィルタ５と、位相回転回路からなる変調回路６と
で構成され、ベースバンド送信信号から音声帯域の擬似
エコー信号を生成する。この擬似エコー信号はハイブリ
ッドトランス３を介して入力される受信信号と共に第１
の合成回路７に入力される。第１の合成回路７では、差
回路８で受信信号から擬似エコー信号を減算してハイブ
リッドトランス３で生じたエコー信号成分を消去し、さ
らに位相回転回路からなる復調回路９イ復調を行なって
ベースバンド受信信号を得る。この第１の合成回路７の
出力は遅延回路１０を介して第２の合成回路１６に一方
の入力信号として与えられると共に、トランスバーサル
フィルタを用いた自動等化器ＩＩによυ受信信号が電話
回線で受けた伝送歪が消去され、さらに位相回転回路か
らなるキャリア位相追従回路１２で位相ジッタ等の位相
擾乱が除去された後、符号判定回路１３に導かれ判定さ
れる。この利足結果は出力端子Ｉ４に導かれるとともに
、伝送歪発生回路Ｉ５に基準信号として与えられ、ここ
で伝送歪を示す信号が生成される。この伝送歪発生回路
１５の出力は第２の合成回路１６の他の入力信号となる
。第２の合成回路１６では、遅延回路ＩＱを通して与え
られるベースバンド受信信号の位相ジッタ等の位相擾乱
を位相回転回路１７で除去した信号と伝送歪発生回路Ｉ
５の出力のベースバンド信号との差を差回路Ｉ８で求め
、この差信号を位相回転回路１７の逆位相補正を与える
位相回転回路１９を経て出力する。そして、この第２の
合成回路１７の出力は擬似エコー発生回路４におけるト
ランスバーサルフィルタ５のタップ係数を制御する信号
となる。一方、差回路１８の出力信号はまた伝送歪発生
回路ＩＥにおけるトランスバーサルフィルタのタップ係
数を制御する１言号となる。
成を示すものである。図において、入力端子Ｉに与えら
れるベースバンド送信信号は変調回路２で変調された後
、ハイブリッドトランス３を経由して相手局側へ伝送さ
れると共〜、擬似エコー発生回路４に入力される。擬似
エコー発生回路４は、タップ係数が可変のトランスバー
サルフィルタ５と、位相回転回路からなる変調回路６と
で構成され、ベースバンド送信信号から音声帯域の擬似
エコー信号を生成する。この擬似エコー信号はハイブリ
ッドトランス３を介して入力される受信信号と共に第１
の合成回路７に入力される。第１の合成回路７では、差
回路８で受信信号から擬似エコー信号を減算してハイブ
リッドトランス３で生じたエコー信号成分を消去し、さ
らに位相回転回路からなる復調回路９イ復調を行なって
ベースバンド受信信号を得る。この第１の合成回路７の
出力は遅延回路１０を介して第２の合成回路１６に一方
の入力信号として与えられると共に、トランスバーサル
フィルタを用いた自動等化器ＩＩによυ受信信号が電話
回線で受けた伝送歪が消去され、さらに位相回転回路か
らなるキャリア位相追従回路１２で位相ジッタ等の位相
擾乱が除去された後、符号判定回路１３に導かれ判定さ
れる。この利足結果は出力端子Ｉ４に導かれるとともに
、伝送歪発生回路Ｉ５に基準信号として与えられ、ここ
で伝送歪を示す信号が生成される。この伝送歪発生回路
１５の出力は第２の合成回路１６の他の入力信号となる
。第２の合成回路１６では、遅延回路ＩＱを通して与え
られるベースバンド受信信号の位相ジッタ等の位相擾乱
を位相回転回路１７で除去した信号と伝送歪発生回路Ｉ
５の出力のベースバンド信号との差を差回路Ｉ８で求め
、この差信号を位相回転回路１７の逆位相補正を与える
位相回転回路１９を経て出力する。そして、この第２の
合成回路１７の出力は擬似エコー発生回路４におけるト
ランスバーサルフィルタ５のタップ係数を制御する信号
となる。一方、差回路１８の出力信号はまた伝送歪発生
回路ＩＥにおけるトランスバーサルフィルタのタップ係
数を制御する１言号となる。
この実施例の動作を式を用いて説明する。入力端子ｌに
与えられるベースバンド送信信号をＪ （ｉはサンプリ
ング時刻）、トランスフ４−サルフィルタ５のタップ係
数をαｎ（ｎはタツ７’Ｑ数番号）とすると、擬似エコ
ー発生回路４の出力ｕ１は・ （ここでＮはタップ数、θ１は変調搬送波の位相回転角
度、ｊ＝ＦＴである。）の実数部で与えられる。一方、
ノ・イブリッドトランス３からは、相手局よシの送信信
号ｖｔ ６ ｊ（’ Ｉ” ’ ＋ ）と、・・イブリ
ッドトランス３で発生した音声帯域のエコー信号ｕ、６
ｊ（＄＋＋′Ｏ）との和の実数部が入力される（ここで
θ。、θ１は一定位相）。したがって差回路８の出力は
、 の実数部となシ、これが復調回路９で復調、すなわちｅ
−ｊｌｌ、なる位相回転が施されることにより、゛第１
の合成回路７から、 ここで、ｕ’ ”ｕ （３ｊθｏ、 ｖ’ ＝Ｖ ８」
θ１・・・（４）１１ ｓｔ が出力される。
与えられるベースバンド送信信号をＪ （ｉはサンプリ
ング時刻）、トランスフ４−サルフィルタ５のタップ係
数をαｎ（ｎはタツ７’Ｑ数番号）とすると、擬似エコ
ー発生回路４の出力ｕ１は・ （ここでＮはタップ数、θ１は変調搬送波の位相回転角
度、ｊ＝ＦＴである。）の実数部で与えられる。一方、
ノ・イブリッドトランス３からは、相手局よシの送信信
号ｖｔ ６ ｊ（’ Ｉ” ’ ＋ ）と、・・イブリ
ッドトランス３で発生した音声帯域のエコー信号ｕ、６
ｊ（＄＋＋′Ｏ）との和の実数部が入力される（ここで
θ。、θ１は一定位相）。したがって差回路８の出力は
、 の実数部となシ、これが復調回路９で復調、すなわちｅ
−ｊｌｌ、なる位相回転が施されることにより、゛第１
の合成回路７から、 ここで、ｕ’ ”ｕ （３ｊθｏ、 ｖ’ ＝Ｖ ８」
θ１・・・（４）１１ ｓｔ が出力される。
（３）式の右辺の０内はエコー信号の残差成分であり、
τ′、は電話回線による伝送歪を受けた相手局よフの送
信信号である。この（３）式で与えられる信号γ１は自
動等化器１１、キャリア位相追従回路１２を経てτ′、
に含まれる伝送歪が除去された後、符号判定回路Ｉ３で
判定されるが、この際自動等化器１１でトランスバーサ
ルフィルタの中心タップ位置分だけの時間遅れ塊が生す
る。そこで、基準信号としての判定結果をｚｌ−Ｍ
と表示する事にする。次に伝送歪発生口路１５における
トランスバーサルフィルタのタッグ係数をｂｋ（ｋ＝１
．・・・、Ｋ）とすると、この回路１５からは、 が出力される。この伝送歪発生回路１５においても、ト
ランスバーサルフィルタの中心タップ位置分だけの時間
遅れｋ。が生ずる。遅延回路１０は、自動等化器１１及
び伝送歪発生回路１５による遅延量Ｍ。十Ｋｏ＝Ｌｏを
補正するために設けられたもので、その出力は（３）式
から、ｒｌ−Ｌ ＝（”ｌ−Ｌ −Σａｎ＄Ｉ−Ｌｏ
−ｎ） ＋ｖｉ−Ｌｏ ””” （６）０ ０
ｎ＝＝１ となる。この遅延回路１０の出力は更にキャリア位相追
従回路１２と等価な働きをする位相ジッタ等の位相擾乱
補正用の位相回転回路１７により６−ｊｆｌなる位相回
転が施される。差回路１８では、（５）式と（６）式と
の差演算を行ない、’Ｉ−ｒｉ−Ｌ、） ｅ−川ｕ１−
ｙ。
τ′、は電話回線による伝送歪を受けた相手局よフの送
信信号である。この（３）式で与えられる信号γ１は自
動等化器１１、キャリア位相追従回路１２を経てτ′、
に含まれる伝送歪が除去された後、符号判定回路Ｉ３で
判定されるが、この際自動等化器１１でトランスバーサ
ルフィルタの中心タップ位置分だけの時間遅れ塊が生す
る。そこで、基準信号としての判定結果をｚｌ−Ｍ
と表示する事にする。次に伝送歪発生口路１５における
トランスバーサルフィルタのタッグ係数をｂｋ（ｋ＝１
．・・・、Ｋ）とすると、この回路１５からは、 が出力される。この伝送歪発生回路１５においても、ト
ランスバーサルフィルタの中心タップ位置分だけの時間
遅れｋ。が生ずる。遅延回路１０は、自動等化器１１及
び伝送歪発生回路１５による遅延量Ｍ。十Ｋｏ＝Ｌｏを
補正するために設けられたもので、その出力は（３）式
から、ｒｌ−Ｌ ＝（”ｌ−Ｌ −Σａｎ＄Ｉ−Ｌｏ
−ｎ） ＋ｖｉ−Ｌｏ ””” （６）０ ０
ｎ＝＝１ となる。この遅延回路１０の出力は更にキャリア位相追
従回路１２と等価な働きをする位相ジッタ等の位相擾乱
補正用の位相回転回路１７により６−ｊｆｌなる位相回
転が施される。差回路１８では、（５）式と（６）式と
の差演算を行ない、’Ｉ−ｒｉ−Ｌ、） ｅ−川ｕ１−
ｙ。
なる誤差信号εｌを得る。そして、位相回転回路１９で
εＩＫｅｊψｌなる位相回転が施されて、誤差信号 ε′量＝（ｕｌ−Ｌｏ−Σαｎ”１−Ｌｏ−９Ｌ ）＋
ｎ＝１ な不″誤差信号ε′１として出力される。
εＩＫｅｊψｌなる位相回転が施されて、誤差信号 ε′量＝（ｕｌ−Ｌｏ−Σαｎ”１−Ｌｏ−９Ｌ ）＋
ｎ＝１ な不″誤差信号ε′１として出力される。
ここで、擬似エコー発生回路４におけるトランスバーサ
ルフィルタ５のタップ係数α１の制御を（８）式の誤差
信号の２乗を最急降下法に基いて最小にするものとする
と、評価関数ε′ｉε′１ （＊は複素共役）のグラジ
ェントは、（８）式を用いてしたがって、タッグ係数の
補正式は、αを正のタップダインとして ・・・ａｌ ｃＬ（ｌ＋１）＝α（１）＋αｇ’ｔ／１−ＬＯｎｎ
ｎ で与えられる。すなわち０１式は、第２の合成回路１６
から出力される誤差信号ε′１と・端子１に入力される
送信ベースバンド信号町−１の複素共役との相関をと９
、これを定数倍して時刻ｉのタッグ係数α（ｉ）に加算
する事により時刻１＋１での新たなタップ係数値が逐次
求まる事を示している。
ルフィルタ５のタップ係数α１の制御を（８）式の誤差
信号の２乗を最急降下法に基いて最小にするものとする
と、評価関数ε′ｉε′１ （＊は複素共役）のグラジ
ェントは、（８）式を用いてしたがって、タッグ係数の
補正式は、αを正のタップダインとして ・・・ａｌ ｃＬ（ｌ＋１）＝α（１）＋αｇ’ｔ／１−ＬＯｎｎ
ｎ で与えられる。すなわち０１式は、第２の合成回路１６
から出力される誤差信号ε′１と・端子１に入力される
送信ベースバンド信号町−１の複素共役との相関をと９
、これを定数倍して時刻ｉのタッグ係数α（ｉ）に加算
する事により時刻１＋１での新たなタップ係数値が逐次
求まる事を示している。
０１式から擬似エコー発生回路４におけるトランスバー
サルフィルタ５の構成は第２図のようにすればよい事が
判かる。第２図において、端子２Ｉには送信ベースバン
ド信号ｘ−のサンプル直系列が入力され、サンプルメモ
リ２２に各時刻のサンプル値が記憶される。これらの各
サンプル値は加重回路２３でタップ係数ａが乗算された
後、加算回路２４で加算合成されて、端子２５から等価
ベーンバンド擬似エコー信号として出力される。一方、
端子２６には（８）式で与えられる第２の合成回路１６
で得られた誤差信号ε′１が入力され、乗算器２７でサ
ンプルメモリ２２に記憶されている送信ベースバンド信
号の複素共役との相関εｉ町−Ｌ−ｎがとられ、さらに
積分回路２８で＜１０式の演算が行なわれることにより
、タップ係数が逐次更新される。第２図の構成が従来か
らのトランスバーサル型自動等化量として知られている
構成と異なる所は、第１図の遅延回路１０のために、重
み付は加算されるサンプルメモリの記憶信号と、相関が
とられて重み付けを変更するのに用いられるサンプルメ
モリの記憶（ｉｆ号とが異なっている点にある。
サルフィルタ５の構成は第２図のようにすればよい事が
判かる。第２図において、端子２Ｉには送信ベースバン
ド信号ｘ−のサンプル直系列が入力され、サンプルメモ
リ２２に各時刻のサンプル値が記憶される。これらの各
サンプル値は加重回路２３でタップ係数ａが乗算された
後、加算回路２４で加算合成されて、端子２５から等価
ベーンバンド擬似エコー信号として出力される。一方、
端子２６には（８）式で与えられる第２の合成回路１６
で得られた誤差信号ε′１が入力され、乗算器２７でサ
ンプルメモリ２２に記憶されている送信ベースバンド信
号の複素共役との相関εｉ町−Ｌ−ｎがとられ、さらに
積分回路２８で＜１０式の演算が行なわれることにより
、タップ係数が逐次更新される。第２図の構成が従来か
らのトランスバーサル型自動等化量として知られている
構成と異なる所は、第１図の遅延回路１０のために、重
み付は加算されるサンプルメモリの記憶信号と、相関が
とられて重み付けを変更するのに用いられるサンプルメ
モリの記憶（ｉｆ号とが異なっている点にある。
次に、伝送歪発生回路Ｉ５におけるトランスバーサルフ
ィルタのタップ係数ｂｋの制御は、（７）式の誤差信号
ε１の２乗を同様に、最急降下法に基いて最小にする様
行う事により実行できる。
ィルタのタップ係数ｂｋの制御は、（７）式の誤差信号
ε１の２乗を同様に、最急降下法に基いて最小にする様
行う事により実行できる。
評価関数Ｃ８６１５グラジエントは（７）式を用いると
、ツブダインとして、 ｂｋ（ｉ ＋１ ）−、！ｉノ ＋βｇ、ｚ＊、−Ｍ
０ ｋ −＃と
なυ、第２の合成回路１６内の差回路ｒＢｙｂｈら出力
される誤差信号ε１と伝送歪発生回路１５内に記憶され
ている基準信号ｚｉ−Ｍｏ−にの複素共役との相関値で
タップ係数ｂｋが逐次更新される。
、ツブダインとして、 ｂｋ（ｉ ＋１ ）−、！ｉノ ＋βｇ、ｚ＊、−Ｍ
０ ｋ −＃と
なυ、第２の合成回路１６内の差回路ｒＢｙｂｈら出力
される誤差信号ε１と伝送歪発生回路１５内に記憶され
ている基準信号ｚｉ−Ｍｏ−にの複素共役との相関値で
タップ係数ｂｋが逐次更新される。
この伝送歪発生回路１５の構成は、通常トランスバーサ
ル型自動等化量として知られている構成と同じものでよ
い。
ル型自動等化量として知られている構成と同じものでよ
い。
なお、相手局よシの送（ｉ信号と自局よシの送信信号が
非同期である場合、第２の合成回路１６に速度変換回路
を設ければよい。すなわち、（８）式の誤差信号ε′、
を求める迄の受信側の演算を相手局よシ送信される信号
に同期して動作させ、擬似エコー発生回路４を制御する
誤差信号ε′。
非同期である場合、第２の合成回路１６に速度変換回路
を設ければよい。すなわち、（８）式の誤差信号ε′、
を求める迄の受信側の演算を相手局よシ送信される信号
に同期して動作させ、擬似エコー発生回路４を制御する
誤差信号ε′。
をバッファ・メモリに蓄えて速度変換した後、第２の合
成回路１６よシ擬似エコー発生回路４に制御信号を出力
し、擬似エコー発生回路４を自局送信信号に同期して動
作させれば、非同期の問題は容易に解決する事ができる
。
成回路１６よシ擬似エコー発生回路４に制御信号を出力
し、擬似エコー発生回路４を自局送信信号に同期して動
作させれば、非同期の問題は容易に解決する事ができる
。
また、第１図では、遅延回路１０を自動等化量１１と独
立に設けているが、自動等化量１１内のメモリを用いて
遅延回路１０を構成する事も出来る。第３図は、トラン
スバ−サル型自動等化器の一部の構成を示すものであシ
、端子３１には（３）式のγ１信号が入力され、サンプ
ルメモリ３２で各時刻のサンプル値が記憶さＪし、可変
タッグ係数が加重回路３３で乗算さｈｓカロ咎。
立に設けているが、自動等化量１１内のメモリを用いて
遅延回路１０を構成する事も出来る。第３図は、トラン
スバ−サル型自動等化器の一部の構成を示すものであシ
、端子３１には（３）式のγ１信号が入力され、サンプ
ルメモリ３２で各時刻のサンプル値が記憶さＪし、可変
タッグ係数が加重回路３３で乗算さｈｓカロ咎。
器３４でこれらの全ての乗算結果がカロ算合成されて端
子３５に出力される。したがって、例えば第３図のよう
に不足遅延量がある時その分たけのす／ゾルメモリ３６
を追加すれは、端子３７から必要遅延量が与えられた遅
延回路１０の出力に相当する信号をとり出す事ができる
。
子３５に出力される。したがって、例えば第３図のよう
に不足遅延量がある時その分たけのす／ゾルメモリ３６
を追加すれは、端子３７から必要遅延量が与えられた遅
延回路１０の出力に相当する信号をとり出す事ができる
。
これとは逆に、これとは逆に、サンノルメモリ３２の最
終段からの出力が遅延過多である場合は、最終段より前
の中間から遅延回路１０の出力に和尚する信号をとり出
せはよい。
終段からの出力が遅延過多である場合は、最終段より前
の中間から遅延回路１０の出力に和尚する信号をとり出
せはよい。
捷だ、第２の合成回路Ｉ６は細々変形する事が呵ｈｌ二
であシ、第４図にその変形例を示す。第４図（ａ）にお
いて、端子４２から人力される伝送歪発生回路１５の出
力は位相回転回路４４によって位相擾乱が与えられ、こ
れが端子４１に入力される遅延回路ＩＯの出力と差回路
４３で減算される。この減算結果は端子４５を逃して擬
似エコー発生回路４への制御信号として出力されると共
に、位相回転回路４６を介して位相回転回路４４と逆方
向に位相補正ネれ、端子４７から伝送歪発生回路１５を
制御するための誤着信号として出力される。このとき、
端子４５から出力される誤差信号は（８）式、端子４７
から出力される誤差信号は（７）式で力えられるから、
この第４図（ａ）の構成になる第２の合成回路を用いて
も第１図と全く同様の動作がイＩＩられる事がわかる。
であシ、第４図にその変形例を示す。第４図（ａ）にお
いて、端子４２から人力される伝送歪発生回路１５の出
力は位相回転回路４４によって位相擾乱が与えられ、こ
れが端子４１に入力される遅延回路ＩＯの出力と差回路
４３で減算される。この減算結果は端子４５を逃して擬
似エコー発生回路４への制御信号として出力されると共
に、位相回転回路４６を介して位相回転回路４４と逆方
向に位相補正ネれ、端子４７から伝送歪発生回路１５を
制御するための誤着信号として出力される。このとき、
端子４５から出力される誤差信号は（８）式、端子４７
から出力される誤差信号は（７）式で力えられるから、
この第４図（ａ）の構成になる第２の合成回路を用いて
も第１図と全く同様の動作がイＩＩられる事がわかる。
また、第１図における相号判定回路１３と伝送歪発生回
路Ｉ５との間に、位相擾、５Ｌを乱ねる位相回転回路を
挿入すれは、伝送歪発生回路Ｉ５の出力には電話回線に
よる伝送歪に位相擾乱が伺加されるから、第４図（ｂ）
に示される様に、端子４２から入力される伝送歪発生回
路１５の出力と、端子４１から入力される位相擾乱刊の
遅延回路ＩＯの出力とを差回路４８で直接減視し、端子
４７から伝送歪発生回路Ｉ５を制御するための位相擾乱
付誤差イに号を、一方、擬似エコー発生回路４へは、位
相回転回路４９により位相擾乱成分を除去して、端子４
７を介して制御用誤差信号を出力すれば、第１図と同様
の動作が得られる事が明らかである。
路Ｉ５との間に、位相擾、５Ｌを乱ねる位相回転回路を
挿入すれは、伝送歪発生回路Ｉ５の出力には電話回線に
よる伝送歪に位相擾乱が伺加されるから、第４図（ｂ）
に示される様に、端子４２から入力される伝送歪発生回
路１５の出力と、端子４１から入力される位相擾乱刊の
遅延回路ＩＯの出力とを差回路４８で直接減視し、端子
４７から伝送歪発生回路Ｉ５を制御するための位相擾乱
付誤差イに号を、一方、擬似エコー発生回路４へは、位
相回転回路４９により位相擾乱成分を除去して、端子４
７を介して制御用誤差信号を出力すれば、第１図と同様
の動作が得られる事が明らかである。
以上の説明では、擬似エコー発生回路４に於るトランス
バーサルフィルタ５、伝送歪発生回路１５、並びに自動
等化量１１ｆ全てベースバンド帯動作とさせたが、この
うち任意のものについて音声帯域のパスバンド帯で動作
させる様構成する事も勿論円能である。例えは、自動等
化量１１のみをノ９スパント帝で拗らがせる場合は、第
１図の第１の合成回路７における復調回路９としての位
相回転回路を、パスバンド帯での位相スゲリット回路（
・やスパント帯の実数表現される信号を入力として複素
表現信号を出力する回路、これはヒルベルト・フィルタ
等で構成出来る事が知られており、従来より電話回線モ
γム用によく用いられている。）とし、第１の合成回路
７からパスバンド信号全出力し、ノ等スパント自動等化
器１１を経て、キャリア位相追従回路Ｉ２で位相ノック
等の位相擾乱成分と共に復調動作をもあわせて行ない、
符号判定回路１３で結果を判定すれはよい。このとき、
遅延回路１０もパスバンド帯での遅延回路となυ、第２
の合成回路１６は回路１２と同様に、位相擾乱補止と復
調を行なわせればよい。
バーサルフィルタ５、伝送歪発生回路１５、並びに自動
等化量１１ｆ全てベースバンド帯動作とさせたが、この
うち任意のものについて音声帯域のパスバンド帯で動作
させる様構成する事も勿論円能である。例えは、自動等
化量１１のみをノ９スパント帝で拗らがせる場合は、第
１図の第１の合成回路７における復調回路９としての位
相回転回路を、パスバンド帯での位相スゲリット回路（
・やスパント帯の実数表現される信号を入力として複素
表現信号を出力する回路、これはヒルベルト・フィルタ
等で構成出来る事が知られており、従来より電話回線モ
γム用によく用いられている。）とし、第１の合成回路
７からパスバンド信号全出力し、ノ等スパント自動等化
器１１を経て、キャリア位相追従回路Ｉ２で位相ノック
等の位相擾乱成分と共に復調動作をもあわせて行ない、
符号判定回路１３で結果を判定すれはよい。このとき、
遅延回路１０もパスバンド帯での遅延回路となυ、第２
の合成回路１６は回路１２と同様に、位相擾乱補止と復
調を行なわせればよい。
更に、ｋ子Ｉがらパスバンド＠信号を人力して、擬似エ
コー発生回路４をバスバフトイけで動作するトラ／スバ
〜ザルフィルタ５のみで構成し、他はベースバンド動作
とさ−じるには、第１図の第２の合成回路１６における
位相回転回路１９に、位相擾乱を与える演算ｅ」ψｉの
みでな（ベースバンド帯の誤差信号ε′１を）！スパン
ト帯に周波数変換する機能を持たせればよい小は１１町
である。同様に伝送Φ発生回路１５に対しても、コレを
パスバンド帯とする事も川ｔ１にである。−また、擬似
エコー党生回路４におけるトラ／スパーサルフィルタ５
、自動等化器１１、伝送歪発生回路Ｉ５を全てパスバン
ド帯で動作させる事も可能な事は勿論であり、これらを
動作さセ−る帯域に対応させて第１．第２の合成回路、
その他の構成回路を適宜変形させればよい。
コー発生回路４をバスバフトイけで動作するトラ／スバ
〜ザルフィルタ５のみで構成し、他はベースバンド動作
とさ−じるには、第１図の第２の合成回路１６における
位相回転回路１９に、位相擾乱を与える演算ｅ」ψｉの
みでな（ベースバンド帯の誤差信号ε′１を）！スパン
ト帯に周波数変換する機能を持たせればよい小は１１町
である。同様に伝送Φ発生回路１５に対しても、コレを
パスバンド帯とする事も川ｔ１にである。−また、擬似
エコー党生回路４におけるトラ／スパーサルフィルタ５
、自動等化器１１、伝送歪発生回路Ｉ５を全てパスバン
ド帯で動作させる事も可能な事は勿論であり、これらを
動作さセ−る帯域に対応させて第１．第２の合成回路、
その他の構成回路を適宜変形させればよい。
捷た、伝送歪発生回路Ｉ５に入力芒れる基準信号は、自
動等化器１１、伝送歪発生回路１５、擬似エコー発生回
路４の初期のタップ係数トレーニング用として、判定結
果を用いずに別途信号発生諒を持たせてその出力を用い
てもよい。
動等化器１１、伝送歪発生回路１５、擬似エコー発生回
路４の初期のタップ係数トレーニング用として、判定結
果を用いずに別途信号発生諒を持たせてその出力を用い
てもよい。
さらに、自動等化量ＩＺ、伝送歪発生回路１５を円変タ
ップ係数とせずに、あらかじめ予測した伝送歪補正及び
伝送歪をそれぞれ与える様な固定タップ係数の構成とし
てもよい。
ップ係数とせずに、あらかじめ予測した伝送歪補正及び
伝送歪をそれぞれ与える様な固定タップ係数の構成とし
てもよい。
また、上記説明では第１の合成回路７での遅姑童を無視
したが、遅延がある場合、第２図を用いて示した様な遅
延量の補正を擬似エコー発生回路４に更につけ加えれは
よい。
したが、遅延がある場合、第２図を用いて示した様な遅
延量の補正を擬似エコー発生回路４に更につけ加えれは
よい。
第１回目、本発明の一実施例に係るエコーキギンセラの
構成図、第２図は同実施例における擬似エコー発生回路
の具体的構成例を示す図、第３図は同じく−Ｍ延回路の
構成例を示す図、第４図（ａ） （ｂ）は本発明で用い
る第２の合成回路の他の構成例を示す図である。 ４・・・擬似エコー発生回路、７・・・第１の合成回路
、１５・・・伝送歪発生回路、Ｉ６・・・第２の合成回
路。
構成図、第２図は同実施例における擬似エコー発生回路
の具体的構成例を示す図、第３図は同じく−Ｍ延回路の
構成例を示す図、第４図（ａ） （ｂ）は本発明で用い
る第２の合成回路の他の構成例を示す図である。 ４・・・擬似エコー発生回路、７・・・第１の合成回路
、１５・・・伝送歪発生回路、Ｉ６・・・第２の合成回
路。
Claims (5)
- （１） 自局送信信号をタップ係数が可変のトランス
バーサルフィルタに通して擬似エコー信号を生成する擬
似エコー発生回路と、この擬似エコー信号と自局受信信
号とを合成して自局受信信号に含まれるエコー信号成分
を消去する第１の合成回路と、所定の基準信号に基いて
伝送歪を示す信号を生成する伝送歪発生回路と、この伝
送歪発生回路の出力と第１の合成回路の出力とを合成し
てエコー信号の残差成分を抽出する第２の合成回路とを
備え、第２の合成回路の出力により擬似エコー発生回路
におけるトランスバーサルフィルタのタッグ係数を制御
するようにしたことを特徴とするエコーキャンセラ。 - （２）伝送歪発生回路は、第１の合成回路から得られた
信号を基準信号とするものである特許請求の範囲第１項
記載のエコーキャンセラ。 - （３）伝送歪発生回路は、基準信号を入力とするトラン
スバーサルフィルタを用いて構成され、このトランスバ
ーサルのタップ係数は基準信号と第２の合成回路の出力
との相関値に基い。で制御されるものである特許請求の
範囲第１項または第２項記載のエコーキャンセラ。 - （４）第２の合成回路は、第１の合成回路の出力を遅延
回路を介して導入するものである特許請求の範囲第１項
記載のエコーキャンセラ。 - （５）第２の合成回路は、入力信号に位相擾乱を与える
位相回転回路および出力信号の位相擾乱を補正する位相
回転回路の少なくとも一方を含むものである特許請求の
範囲第１項または第４項記載のエコーキャンセラ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12100582A JPS5912639A (ja) | 1982-07-12 | 1982-07-12 | エコ−キヤンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12100582A JPS5912639A (ja) | 1982-07-12 | 1982-07-12 | エコ−キヤンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5912639A true JPS5912639A (ja) | 1984-01-23 |
| JPH0526375B2 JPH0526375B2 (ja) | 1993-04-15 |
Family
ID=14800423
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP12100582A Granted JPS5912639A (ja) | 1982-07-12 | 1982-07-12 | エコ−キヤンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5912639A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61296830A (ja) * | 1985-06-25 | 1986-12-27 | Nec Corp | 変復調回路 |
| JPH01290587A (ja) * | 1988-05-16 | 1989-11-22 | Nippon Mining Co Ltd | 化合物半導体単結晶の製造方法 |
| JPH0211057A (ja) * | 1988-03-22 | 1990-01-16 | American Teleph & Telegr Co <Att> | データ通信方法と通信ネットワーク |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5334406A (en) * | 1976-09-07 | 1978-03-31 | Western Electric Co | Echo forward integral equalizer |
| JPS5494219A (en) * | 1978-01-09 | 1979-07-25 | Nec Corp | Adaptive echo eraser |
| JPS5783936A (en) * | 1980-09-19 | 1982-05-26 | Trt Telecom Radio Electr | Echo cancelling device |
-
1982
- 1982-07-12 JP JP12100582A patent/JPS5912639A/ja active Granted
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5334406A (en) * | 1976-09-07 | 1978-03-31 | Western Electric Co | Echo forward integral equalizer |
| JPS5494219A (en) * | 1978-01-09 | 1979-07-25 | Nec Corp | Adaptive echo eraser |
| JPS5783936A (en) * | 1980-09-19 | 1982-05-26 | Trt Telecom Radio Electr | Echo cancelling device |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61296830A (ja) * | 1985-06-25 | 1986-12-27 | Nec Corp | 変復調回路 |
| JPH0211057A (ja) * | 1988-03-22 | 1990-01-16 | American Teleph & Telegr Co <Att> | データ通信方法と通信ネットワーク |
| JPH01290587A (ja) * | 1988-05-16 | 1989-11-22 | Nippon Mining Co Ltd | 化合物半導体単結晶の製造方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0526375B2 (ja) | 1993-04-15 |
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