JPS59194540A - 自動適応型等化器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は自動適応型等化器に関し、特にディジタル無線
伝送方式における伝送煩等化特性を改良する自動適応型
等化器に関する。

従来の自動適応型等化器は、第１図にその１例が示され
るように、適応型等化手段として２次振幅歪等化器１と
１次振幅歪等化器２とを備えており、端子１０１から入
力される中間周波信号は、２次振幅歪号化器ｌおよび１
次振幅歪等化器２において、それぞれ２次振幅歪および
１次（辰幅歪が等化されて端子１０２から出力される。

第３図に示されるのは端子１０１から入力される前記中
間周波信号のｍｕｍ周波数特性の１例で、この例におい
ては、周波数！−およびｆ＋における振幅レベルの差異
に対応する１次振幅歪と、中心周波数１０における振幅
レベルの低下に対応する２次振幅歪とが介在している。

第１図における選択フィルタ３゜４および５は、それぞ
れの選択周波数が前記ｆ１！＋および１０に設定されて
おり、選択フィルタ３および４の出力Ｓ（／−）および
８（／＋）は、抵抗Ｒ１およびＲ，を介して減算増幅器
６を経由して１次振幅歪等化器２に制御信号ｌＳ（／−
）−８（／＋）ｌとして入力され、このｌ　８（／−）
　−８（／＋）ｌが最小となるように１次振幅歪等化器
２を制御する。また、選択フィルタ３，４および５の出
力Ｓ（／　）、Ｓ（／＋）および５（１０）は減算増幅
器７を経由して２次振幅歪等化器１に制御信号１　（Ｓ
（／−）＋Ｓ（／＋）　）　／　２−８　（１０）　ｌ
として入力され、このｌ　（８（／　−）＋８（／＋）
Ｊ／２　５（１０）ｌが最小となるように２次振幅歪等
化器１を制御する。

このような１次振幅歪等化器２および２次振幅歪等化器
１に対する制御作用を介して、前述のように端子１０１
から入力される中間周波信号は、１次および２次の増幅
歪が等化されて端子１０２から出力される。１次振幅☆
等化器２および２次振幅歪等化器１の具体的な１例を、
第２図にその要部を示すブロック図として示す。第２図
において、端子１０３から入力される中間周波信号は分
岐回路８において所定のレベルに二分岐されて、一方は
遅延回路９を経由して分岐回路１ｏに入力され、他方は
合成回路１２に入力される。合成回路１２においては１
分岐回路１０において所定のレベルに二分岐され遅延回
路１１を経由して入力される信号と、前述のように分岐
回路８から入力される信号とを合成し、制御回路１４に
送出する。

制御回路１４．においては、端子１０５から入力される
制御信号により、合成回路１２から入力される信号のレ
ベルを制御し、合成回路１３に送る。

合成回路１３においては、分岐回路１０において分岐さ
れるもう一方の信号と、　ｉｉｉ制御回路１４から出力
されるレベル制御された信号とを入力して合成し、端子
１０４を介して出力する。第２図における分岐回路およ
び合成回路は、通常中間周波数帯におけるハイブリッド
回路等が用いられる。

この１次および２次の振幅歪等化器の具体例は、後記す
る本発明の実施例においても、適応型等化手段を構成す
る要素として使用するので、その動作原理の要点を説明
する。

第２図における遅延回路−９および１１の遅延時間をＴ
　（９ｅｃ）とし、対象とする信号の角周波数、をω（
Ｒａｄ／ｓｅｃ　）制御回路１４における制御系数をα
とすると、端子１０３から入力される信号ｅｊ（ａｔに
対応する、端子１０４からの出力信号５ｏ（ｔ）は次式
で示される。

５ｏ（ｔ）＝（１＋２ａｃｏｓωＴ）　＊６Ｊｃ′（ｖ
″）叫・・（１）上記（１）式より明らかなように、第
２図に示される回路の、信号ｅｊｍ（ｔ（）に対する伝
達関数は（１＋２ａｃｏｓωＴ）となり、虚数成分を含
まないため、αを変化させても振幅成分のみが三角関数
的に変化し、位相および遅延時間は周波数軸上で一定と
なる。すなわち振幅歪等化特性は次式によって規定され
る。

振幅歪特性→１＋２αｃｏｓωＴ　　　・・・・・・（
２）上記（２）式を参照して、第２図に示される等化器
を１次振幅歪等化器として使用する場合には、第２図に
おける遅延回路９および１１の遅延時間Ｔを、ωｏＴ＝
（２ｍ　ｉ）π／２（ｍは正の整数）となるように設定
する。ここにω０は第３図における中心周波数ｆｏに対
応する角周波数である。このようにＴの値を設定するこ
とにより、中心周波数１０の近傍においては、正弦関数
を用いた、近似的に直線的な勾配を有する１次振幅歪等
化器特性が得られる。次に、２次振幅歪等化器として使
用する場合には、前記遅延時間Ｔを、ω６　＝　２　ｍ
π（ｍは正の軒数）となるように設定する。これにより
、前記（２）式から明らかなように、中心周波数７０の
近傍においては、余弦関数を用いた、近似的にバラポリ
ツク関数に類似する２次振幅歪等化特性が得られる０ 以上は、従来の自動適応型等化器の一例に関する概袈説
明であるが、従来の自動適応型等化器においては、前述
のとおり信号の周波数スペクトラムから等化器の制御信
号を抽出しているため、歪等化の対象が振幅歪のみに限
定されており、群遅延歪については全く適用できないと
いう欠点がある。また、符号量干渉の対応策としてのト
ランスバーサル型等化器との組合せ使用を考慮する場合
には、勿論、相互の相乗効果は期待できるものの、この
場合それぞれ個別に制御する必要があり、いたずらに回
路構成を重複させるという欠点も介在している。

本発明の目的は上記の欠点を除去し、トランスバーサル
捜寺止器に対応する同相制御信号と直交制御信号とを、
所定の復調手段から出力される復調信号および誤差信号
より抽出する制御信号発生手段と、前記同相制御信号お
よび直交制御信号を入力して、振幅歪および遅延歪の各
歪等化器に対応する制御信号を出力する加減算手段を備
えることにより、振幅歪および遅延歪の双方に対して適
用することができ、且つトランスノ（−サル型等化器と
の併用時においても、その回路構成を効率よく形成する
ことのできる自動適応型等化器を提供することにある。

本発明の自動適応型等化器は、ディジタル無線伝送方式
において用いられる自動適応型等化器において、１次振
幅歪等化器および２次振幅歪等化器と１次遅延歪等化器
および２次遅延歪等化器とを備える適応型等化手段と一
復調されたベース・くンド信号とこのベースバンド信号
から生成される誤差信号等とを入力して（２ｎ＋１　）
タップ・トランスバーサル型等化器（ｎは正の整数）に
対応する同相制御信号Ｗｅ（−ｎ）、几ｅ（−ｎ＋１）
、・・・・・・、Ｒｅ（−２）、Ｒｅ　（−１）、Ｂｅ
（Ｑ）、Ｒｅ　（＋１　）、Ｂｅ　（＋２　）、・・・
・・・、Ｒｅ（ｎ−１）、Ｒｅ（ｎ）の内よりＲｅ（−
１）および几ｅ（＋１）を抽出するとともに、同じく前
記トランスバーサル型等化器に対応する直交制御信号Ｉ
ｍ（−ｎ）、　Ｉｎ（−ｎ＋１）、・・・・・・、Ｉｍ
（−２）、Ｉｍ（−１）、Ｉ’ｍ　（０）、Ｉｍ（＋１
）、Ｉｍ（＋２）、・・・・・・、Ｉｍ（ｎ−１）、Ｉ
　ｍ　（ｎ　）の内よりＩｍ（−１）およびＩｍ（＋１
）を抽出する制御信号発生手段と、前記同期制御信号Ｒ
ｅ（−ｘ）およびＲｅ（＋１）と前記直交制御信号Ｉｍ
（−１）およびＩｍ（＋１　）とを入力して、前記１次
振幅歪等化器、２次振幅歪等化器、１次遅延歪等化器お
よび２次遅延歪等化器に対する制御信号として、それぞ
れＩｍ（−１）−Ｉｍ（＋１）、几ｅ　（−１）＋Ｒｅ
　（＋１　）、Ｉｍ（、−１）＋Ｉｍ（＋１）およびＲ
ｅ（−１）−Ｒｅ（＋１）の平均値を出力する加減算手
段と、を備えて構成される。

以下、本発明について図面を参照して詳細に説明する。

第４図は本発明の第１の実施例の要部を示すブロック図
である。第４図に示されるように本発明の自動適応型等
化器は、２次遅延歪等化器１５．１次遅延歪等化器１６
．１次振幅歪等化器１７および２次振幅歪等化器１８を
含む適応型等化手段３９と、平均化回路１９，２０，２
１および２２と減算回路２３および２５と加算回路２４
および２６とを含む加減算手段４０と、排他的ＯＲ回路
２７゜２８．２９，３１，３２および３３と排他的ＮＯ
Ｒ回路３０および３４とシフト・レジスタ３５，３６．
３７および３８とを含む制御信号発生手段４１と、復調
手段４２とを備えている。

第４図において、端子１０６から入力される中間周波信
号は、適応型等化手段３９に入力されて、加減算手段４
ｏから適応型等化手段３９に入力される４種類の制御信
号により、振幅歪および位相歪を等化されて復調手段４
２に送られる。復調手段４，２は、一般的には位相検波
器、レベル識別器、誤差信号発生器およびクロック同期
回路等を備えており、適応型等化手段３９が正常に動作
している状態においては、所定の復調出力信号を端子１
０７〜１１０を介して出力する。復調手段４２は、適応
型等化手段３９における１次および２次の振幅歪と、１
次および２次の遅延歪とを等化するだめの制御信号を生
成するために、前記復調出力信号と同時に、復調信号Ｄ
ＰおよびＤＱと、誤差信号ｙｐおよびＹＱと、クロック
信号とを制御信号発生手段４１に送出する。制御信号発
生手段４１においては、シフト・レジスタ３７および３
８において、それぞれ前記復調信号り、およびＤＱと、
前記クロック信号とを入力して、それぞれ復調信号ＤＰ
およびＤＱを１ビツト遅延させた復調信号ＤＰ（−１）
およびＤＱ（−１）を出力し、それぞれ排他的ＯＲ回路
３１および３３と、排他的ＯＲ回路３２および排他的Ｎ
ＯＲ回路３４とに送出する。一方、シフト・レジスタ３
５および３６において、それぞれ前記誤差信号ＹＰおよ
びＹＱと、前記クロック信号とを入力して、それぞれ誤
差゛信号ｙｐおよびＹｑｅｌビット遅延させた誤差信号
ＹＰ（＋１）および”Ｑ（＋１　）を出力し、それぞれ
排他的ＯＲ回路２７および排他的ＮＯＲ，回路３０と、
排他的０’）！、回路２８および２９とに送出する。ま
た、前記復調信号ＤＰおよびＤＱと、前記誤差信号ＹＰ
およびＹＱとは、シフト・レジスタ３５〜３８を介する
ことなく、第４図に明示されるように、直接的にも排他
的ＯＲ回路２７および２９と、排他的ＯＲ回路２８およ
び排他的ＮＯＲ回路３０と、排他的ＯＲ回路３１および
排他的Ｎ　ＯＲ１路３４と、排他的ＯＲ回路３２および
３３とに入力される。

排他的ＯＲ回路２７および２８の出力は抵抗几３および
Ｒ４を介して加算され、排他的ＯＲ回路２９および排他
的ＮＯＲ回路３０の出力は抵抗Ｒ５およびＲ６を介して
加算され、排他的ＯＲ回路３１および３２の出力は抵抗
Ｒ７およびＲ８を介して加算され、排他的ＯＲ回路３３
および排他的ＮＯＲ回路３４の出力は抵抗Ｒ９およびＲ
１１，を介して加算されて、それぞれ次式で与えられる
同相制御信号Ｋｅ（−１）、直交制御信号Ｉｍ（−１）
、同相制御信号Ｒｅ　（＋１　）および直交制御信号Ｉ
ｍ（＋１）が生成される０ 上記（３１式におけるＲｅ（−１）およびＩｍ（−１）
は、トランバーサル・フィルタにおける（−１）タップ
（主タップに対して１ビット進んだタップ）に対応する
タップ係数の実数部と虚数部とを表わしており、Ｂｅ　
（＋１　）およびＩｍ（＋１）は、１司じ＜（＋１）タ
ップ（主タップに対して１ビツト遅れたタップ）に対応
するタップ係数の実数部と虚数部とを表わしている。

上記の同相制御信号Ｒｅ（−１）およびｌ（ｅ　（＋１
　）と、直交制御信号Ｉｍ（−１）およびＩｍ（＋１）
とは、制御信号発生手段４１から出力されて加減算手段
４０に入力され、前記Ｒｅ（−１）とＲｅ　（＋１　）
とが減算回路２３に、前記Ｉｍ（−１）と１ｍ（＋１）
とが加算回路２４に、前記Ｉｍ（−１）とＩｍ（＋１）
とが減算回路２５に、前記几ｅ　（−１）とＲｅ　（＋
１　）とが加算回路２６にそれぞれ入力されて、それぞ
れＲｅ（−１）−几ｅ（＋１）、Ｉｍ（−１）＋Ｉｍ（
＋１）、Ｉｍ（−１）−Ｉｍ（＋１．）およびＲｅ（−
１）＋Ｒｅ（＋１）が生成され、それぞれ平均化されて
、対応する２次遅延歪等化器１５．１次遅延歪等化器１
６．１次振幅歪等化器１７および２次振幅歪等化器１８
に、それぞれの歪等化用の制御信号として入力はれる。

適応型等化手段３９における１次振幅歪等化器１７およ
び２次蚤幅φ等化器１８の、それぞれの具体例は前述の
第２図に示される等什器と同様である。また、１次遅延
歪等化器１６および２次遅延歪等化器１５の具体例は、
それぞれ第６図および第７図に示される。

１次振幅歪等化器１７および２次振幅歪等化器１８の具
体例については、概に説明しているので、ここでは再度
の説明を省略し、１次遅延歪等化器１６および２次遅延
、歪等化器１５のそれぞれの具体例について説明する。

第６図は１次遅延歪等化器の１具体例の要部を示すブロ
ック図で、端子１１５から入力される中間周波信号は、
遅延時間Ｔ“（式）の遅延回路４８と減算回路５２に入
力される。遅延回路４８の出力は遅延時間Ｔ　（ｓｅＣ
）の遅延回路４９に入力されるとともに、減算回路５４
に入力される。遅延回路４９の出力は、遅延時間Ｔ（ｇ
ｅｃ、）の遅延回路５０と合成回路５６に入力され、更
に遅延回路５０の出力は、遅延時間Ｔ”（ｓｅｅ、）の
遅延回路５１を経由して減算回路５２に入力される。減
算回路５２においては、端子１１５から入力される信号
と遅延回路５１から入力される信号との差がとられて、
その差出力が合成回路５３に入力される。減算回路５４
においては、遅延回路４８の出力信号と遅延回路５０の
出力信号が入力されて、その差信号が出力され合成回路
５３に入力される。合成回路５３においては、減算回路
５２からの差出力信号と減算回路５４からの差出力信号
とが入力されて合成され、制御回路５５においては、合
成回路５３から入力される合成信号が、端子１１６から
入力される所定の制御信号によシ、そのレベルを制御さ
れて出力され１合成回路５６に送られる。合成回路５６
においては、制御回路５５からの出力信号と、遅延回路
４９からの出力信号とが入力されて合成され、端子１１
７を介して出力される。今、制御回路５５における制御
係数をαとすると、端子１１５から端子１１７に対する
伝達関数Ｈ（ｊω）は、次式によって与えられる。

Ｈ（ｊω）＝１＋ｊ２ｄ（ｓｉｎωＴ＋ｓｉｎωＴ’）
　　（４）（上式において、Ｔ／　＝Ｔ＋Ｔ“） 上記（４）式から遅延特性θ（ω）を求め、遅延時間特
性τ（（ロ）を算出すると次式が得られる。

この１次遅延歪等化器の遅延時間特性例を、宙１］御信
号レベルをパラメータとして第８図に示す。

次に、第７図は２次遅延歪竺止器の１具体例の要部を示
すブロック図である。第７図において、端子１１８から
入力される中間周波信号は、遅延時間Ｔ（ｇ、）の遅延
回路５７と減算回路５９に入力される。遅延回路５７の
出力は同じく遅延時間Ｔ（９６Ｃ，）の遅延回路５８と
合成回路６１に入力される。遅延回路５８の出力信号は
減算回路５９に入力されて、端子１１８から入力される
前記中間周波信号との差がとられ、その差出力信号は制
御回路６０に入力される。制御回路６０においては、減
算回路５９から入力される差信号が、端子１１９から入
力される所定の制御信号により、そのレベルを制御され
て出力され１合成回路６１に送られる。合成回路６１に
おいては、制御回路６０からの出力信号と、遅延回路５
７からの出力信号とが入力されて合成され、端子１２０
を介して出力される。制御回路６０における制御係数會
αとすると、端子１１５および１１７間の遅延時間特性
τ（（ロ）は次式で与えられる。

この２次遅延歪等化器の遅延時間特性例を、制御信号レ
ベル金パラメータとして第９図に示す。

前述の同相制御信号Ｒｅ（−１）およびＲｅ（＋１’）
直交制御信号Ｉｍ（−１）およびＩｍ（＋１）、は、そ
れツブ（−１）および（＋１）から、それぞれ前記タッ
プ係数Ｃ−１およびＣ＋１を乗数とする倍率器を介して
加算されるトランスバーサル型等什器に対応する制御信
号Ｃ−１＋ｃ＋１は１次式で与えられる。

Ｃ−１十〇＋１ ＝（Ｒｅ（−１）＋ｊＩｍ（１））・ｅ”Ｔ＋（Ｒｅ　
（＋１　）＋ｊ　Ｉｍ（＋１　）　）　・ｅ−”Ｔ＝（
）（、ｅ　（−１）十几ｅ　（＋１　）　）　ｃｏｓ　
ωＴ−（Ｉｍ（−１）−Ｉｍ（＋１　）　）　ｓｉｎ　
ωＴ＋ｊ　（Ｉｍ（−１）＋Ｉｍ（＋１））ｃｏｓ　ω
Ｔ＋ｊ　（Ｒｅ（−１）−Ｒｅ（＋１　）　）ｓｉｎ　
Ｇ）Ｔ・・・・・・（７） ｄ Ｔ”ｊａ＋（Ｃ−・十〇・・） ＝−（Ｒｅ（−１）＋Ｒｅ（＋１））ｓｉｎ　（１）’
Ｉ’−（Ｉｍ（７；、１）−Ｉｍ（＋１））ｃｏｓωＴ
−ｊ　（Ｉｍ（−１）＋Ｉｍ（＋１　）　）ｓｉｎ　（
ＩＪＴ十ｊ　（Ｒｅ（−１）−Ｒｅ（＋１　））ｃｏｓ
　ωＴ従って、上記（７）式の実数部におけるｃｏｓω
Ｔの係数Ｒｅ　（−１）十Ｒｅ　（＋１　）およびｓｉ
ｎ　Ｑ）Ｔ　（Ｄ係数Ｉｍ（−１）−Ｉｍ（＋１）から
は、それぞれ２次振幅歪および１次振幅歪に対する等化
用制御信号が得られ、また、上記（８）式の虚数部にお
けるｃｏｓωＴの係数Ｒｅ　（−１）　−Ｒｅ　（＋１
　）およびｓｉｒ＋ωＴの係数Ｉｍ（−１）＋Ｉｍ（＋
１）からは、それぞれ２次遅延歪および１次遅延歪に対
する等化用制御信号が得られることは明らかである。

これらの制御信号は、前述のように第２図、第６図およ
び第７図において、それぞれの具体例が示される１次振
幅歪等化器、２次振幅歪等化器。

１次遅延歪等化器および２次遅延歪等化器の対応する制
御回路に入力され、１次および２次の振幅歪と１次およ
び２次の遅延歪とが共に等化される。

しかも、前記制御信号は、復調後のベースバンド信号波
形よシ制御情報を得ているため１機器内体の内部要因に
よる歪等をも適切に等化される。

第５図は本発明の第２の実施例の要部を示すブロック図
である。第５図に示されるように本発明の自動適応型等
化器は、適応型等化手段４３と、加減算手段４４と、ト
ランスバーサル働フィルタ４５と、制御信号発生手段４
６と、復調手段４７とを備えている。適応型等化手段４
３および加減算手段４４は、それぞれ第１の実施例にお
ける適応型等化手段３９および加減算手段４１と同様に
形成されておシ、また、トランスバーサル書フィルタ４
５．制御信号発生手段４６および復調手段４７の動作内
容に関連する事項については、例えば自動等化器（特願
昭５６−２１５２７１）の説明の中において詳記されて
いるので、これらの各手段の動作内容に関する詳細な説
明は省略する。第５図において、復調手段４７からは所
定のゆ調信号が、端子１１１，１１２．１１３および１
１４を介して出力されるが、同時に、復調信号ＤＰおよ
びＤＱと、トランスバーサル・フィルタに対応する主タ
ップ制御用誤差信号Ｙ；およびＧ　　とｔ前述の誤差信
号（他タップ制御用誤差信号を略記）ＹＰおよびＹＱと
、クロック信号とが出力されて、制御信号発生手段４６
に入力される。制御信号発生手段４６においては、前記
復調信号、誤差信号およびクロック信号を入力して、同
相制御信号Ｒｅ（−１）。

Ｂｅ（’０）およびＲｅ（＋１）と、直交制御信号Ｉｍ
（−１）およびＩｍ（＋ｌ）とを生成して出方し、加減
算手段４４に対しては、前記同相制御信号Ｒｅ（−１）
およびｍｅ　（＋］、　）と、前記直交制御信号Ｉｍ（
−１）およびＩｍ（＋１　）とを送出し、また、トラン
スバーサル・フィルタ４５に対しては、前記同相制御信
号Ｒｅ（−１）、、）ｌｅ（０）およびＲｅ（＋１）と
、前記直交制御信号Ｉｍ（−１）およびＩｍ（＋ｌ）と
を送出する。

ここに、直交制御信号Ｒｅ（０）は、復調信号ＤＰおよ
びり、と、主タップ制御用誤差信号バおよびＹごとより
、排他的ＯＲ回路および加算回路を介して得られる、ト
ランスバーサル・フィルタ４５の主タップに対応する制
御信号で１次式によって与えられる。

ａｅ（ｏ）＝ＤＰ−Ｙ；’＋Ｄ、−Ｙ、；　　　　−・
−（９）加減算手段４４においては、前記同相制御信号
および直交制御信号を入力して、適応型等化手段４３に
対する等代用の制御信号Ｒｅ　（−１）十Ｒｅ　（＋１
　）。

Ｉｍ（−ｔ）−Ｉｍ（−Ｈ）、几ｅ　（−１）　−Ｒｅ
　（＋１　）およびＩｍ（−１）十Ｉｍ（＋１）を出力
する。これらの加減算手段４４および適応型等化手段４
３の動作については、既に説明したとおりである。一方
、制御信号発生手段４６から出力されるトランスバーサ
ル・フィルタ用の前記同相制御信号Ｒｅ（−１）、几ｅ
（０）およびＲｅ（＋１）と、前記直交制御信号Ｉｍ（
−１）およびＩｍ（＋ｌ）とは、トランスバーサル・フ
ィルタ４５に入力されて、各タップ重み付は制御作用を
介して、適応型等化手段４３を経由してトランスバーサ
ル・フィルタ４５に入力される信号の符号量干渉を除去
する。なお、この動作内容については、例えば前記特願
昭５６−２１５２７１に詳記されている。この第２の実
施例は、１次および２次の振幅歪と、１次および２次の
”遅延歪とを等化するための制御信号発生手段と、符号
量干渉を除去するためのトランスバーサル・フィルタに
対する制御信号発生手段とを共用するもので、総体的に
見て回路構成が簡易化される。

また、第４図および第５図に示される第１および第２の
実施例において、適応型等化手段を形成する１次および
２次の振幅歪等化器と、１次および２次の遅延歪齢化器
とは、伝送歪の実態に対応して、これらのすべての等化
器を備える必要のない場合もあり、従って、これらの等
化器の内の特定の一つの等化器、または特定の複数の等
化器を用いて前記適ら型等化手段を形成し、本発明の自
動適応型等化器を構成することも可能である。

以上詳細に説明したように、本発明はトランスバーサル
型等化器に対応する他タップ制御信号を、振幅歪および
遅延歪の等化用制御信号として適用することにより、振
幅歪のみならず遅延歪に対しても等化が可能になるとい
う効果があシ、また、符号量干渉の対応策として、トラ
ンスバーサル型等化器との組合せ使用を必要とする場合
にけ、制御信号発生手段を両等化機能に対して共用化す
るととができ、回路構成が簡素化されるという効果があ
る。更に、等化用制御信号が、復調後のベースバンド信
号波形より制御情報を得て生成されているために、機器
自体に起因する内部歪をも等化

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自動適応型等化器の要部を示すプ・・り
図、第２図は振幅歪等化Δと一例の要部を示すブロック
図、′− 一°−−第３図は中間周波信号の振 幅周波数特性図、第４図および第５図は、それぞれ本発
明の第１および第２の実施例の要部を示すブロック図、
第６図および第７図は、それぞれ１次および２次の遅延
歪等化器の一例の要部を示すブロック図、第８図および
第９図は、それぞれ１次および２次の遅延歪等化器の遅
延時間特性図である。 図において、１．１８・・・・・・２次振幅歪等化器、
２．１７・・・・・・１次振幅歪等化器、３，４．５・
・・・・・選択フィルタ、６，７・・・・・・減算増幅
器、８．１０・・・・・・分岐回路、９．１１．４８，
４９，５０，５１゜５７．５８・・・・・・遅延回路、
１２，１３，５３，５６゜６１・・・・・・合成回路、
１４，５５，６０・・・・・・制御回路、カフ（！１ 第ｑ閉

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＋１）　　ディジタル無線伝送方式において用いられる
   自動適応型等化器において、１次振幅歪等化器および２
   次振幅歪等化器と１次遅延歪等化器および２次遅延歪等
   化器とを備える適応型等化手段と、復調されたベースバ
   ンド信号とこのベースバンド信号から生成される誤差信
   号等を入力して（２ｎ＋１　）タップ・トランスバーサ
   ル型等化器（ｎは正の整数）に対応する同相制御信号１
   （、ｅ（−ｎ）、几ｅ（−ｎ＋１）、・−・−１ｆＬｅ
   （−２）、Ｒ，ｅ（−１）、Ｂｅ（０）、Ｒｅ　（＋１
   　）、Ｒ，ｅ（＋２）、・・・・・・、几ｅ（ｎ−１）
   、几ｅ（ｎ）の内よりＲ（−１）およびＢｅ　（＋１　
   ）を抽出するとともに、同じく前記トラ／スパーサル型
   等化器に対応する直交制御信号Ｉｍ（−ｎ）、Ｉｍ（−
   ｎ＋１）、・・・・・・、Ｉｍ　（−２）、Ｉｍ（−１
   人■ｍ（ｏ）、Ｉｍ（＋１）、　Ｉｍ（＋２）、・・・
   ・・・、Ｉｍ（ｎ−１）、Ｉｍ（ｎ）の内よりＩｍ（〒
   １）およびＩｍ（＋１　）を抽出する制御信号発生手段
   と、前記同相制御信号Ｒｅ（−１）およびＲｅ　（＋１
   　）と前記直交制御信号Ｉｍ（−１）およびＩｍ（＋１
   ）とを入力して、前記１次振幅歪等化器、２次振幅歪等
   化器、１次遅延歪等化器および２次遅延歪等化器に対す
   る制御信号として、それぞれＩｍ（−１）−Ｉｍ（＋１
   ）、Ｒｅ（−１）＋Ｒｅ（＋１）、Ｉｍ（−１）　＋　
   Ｉｍ（＋１　）およびＲｅ　（−１）　−Ｒｅ　（＋１
   　）の平均値を出力する加減算手段と、を備えることを
   特徴とする自動適応型等化器。 （２）前記適応型等化手段が、前記１次振幅歪等化器、
   ２次振幅歪等化器、１次遅延歪等化器および２次遅延歪
   等化器の内の、少くとも一つを備える特許請求の範囲第
   （１）項記載の自動適応型等化器。 （３）前記制御信号発生手段が、前記適応型等化手段と
   併用されるトランスバーサル型等化器用の制御信号発生
   手段と共用される特許請求の範囲第（１）項訃よび第（
   ２）ｆＡ記載の自動適応型等化器。