JPS648499B2 - - Google Patents

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JPS648499B2
JPS648499B2 JP57143549A JP14354982A JPS648499B2 JP S648499 B2 JPS648499 B2 JP S648499B2 JP 57143549 A JP57143549 A JP 57143549A JP 14354982 A JP14354982 A JP 14354982A JP S648499 B2 JPS648499 B2 JP S648499B2
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JP
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echo
wave
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equalizer
signal
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JP57143549A
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JPS5848539A (ja
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Godaaru Dominiku
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International Business Machines Corp
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International Business Machines Corp
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Publication date
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Publication of JPS648499B2 publication Critical patent/JPS648499B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
    • H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
    • H04B3/235—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers combined with adaptive equaliser

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Bidirectional Digital Transmission (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は同期デジタル・データ伝送装置に関す
るものであり、更に具体的にはそのような伝送装
置で使用するデジタル受信機のためのエコー打消
器に関するものである。
背景技術 同期デジタル伝送装置に於て、伝送されるべき
信号のデジタル・コードで作られるビツト系列は
先ずデータ・シンボル系列に変換される。これら
のシンボルは次に所謂信号時間間隔Ｔで伝送チヤ
ネルを介して順次伝送される。その伝送は搬送周
波数fcを変調して行なわれるが、その変調は各シ
ンボルを搬送波の１つ又は幾つかの特徴（振幅、
位相等）を離散値に変換することにより成る。
伝送チヤネルのコストが高いので２本の電線を
用いる２重伝送が行なわれるが、通常は送信用に
２本そして受信用に２本、計４本の線が必要とさ
れる。しかし２本から４本への変換及びその反対
の変換は、平衡ハイブリツド・カプラ（送信チヤ
ネルを受信チヤネルから区分する所謂差動変成
器）によつて各伝送局に於て実施される。しかし
両チヤネルの相互からの区分は、伝送チヤネルの
特性インピーダンスに適合した差動変成器によつ
てのみ達成される。実際上、伝送チヤネル（具体
的には開閉されるネツトワーク）の特性インピー
ダンスは完全に知ることが出来ず、しかも時間で
変わるので、その結果、不平衡回路網となる。従
つて望ましくない寄生反射波、即ちエコーがその
不平衡ネツトワーク内に発生される。エコーには
種々の形のものがあり、その中には所謂受話者エ
コーがある。この形のエコーは受信端末の受信機
に現われるエコーである。この受話者エコーは伝
送された信号から誘導され、伝送装置内を再循環
し従つて遅延された後に正規の受信信号に加えら
れる。このエコーは、その遅延ばかりでなく時間
で変る所の位相によつても特徴づけられる寄生波
である。従つてこの受話者エコーは受信波から除
去し且つ制御するのが取りわけ困難である。
本発明 本発明の目的は受話者エコー打消器を提供する
ことである。
更に具体的に言えば本発明はデータ受信機に於
ける受話者エコーをトラツキング（前後移動）し
且つ打消すための方法及び装置に関する。
本発明は通常のイコライザ及びシンボル・デコ
ーダを備えたデータ受信機で用いられる受話者エ
コーのトラツキング兼打消装置を提供するもので
あつて、その装置はデコードされたデータ・シン
ボルを遅らせ、かくて受話者エコーを時間基準原
点へシフトさせるためのバルク遅延手段と、遅延
されデコードされたデータ・シンボルを処理して
受話者エコー・レプリカ（複製）を作るための受
話者エコー・レプリカ発生手段と、上記レプリカ
を受信後の未デコード信号から減算するための手
段とを含む。
第１Ａ図は２つの端末SP１及びSP２の間の有
線伝送チヤネルのブロツク図である。端末SP１
及びSP２で使う送信機及び受信機は夫々Ｅ１，
Ｅ２、及びＲ１，Ｒ２で示される。SP１及びSP
２間の伝送チヤネルの部分は単一の２線式線路で
構成され、他の部分は各伝送方向に１宛計２つの
２線式線路で構成される。２つから１つへの及び
その反対の変換は、差動変成器TD１，TD２，
TD３、及びTD４を用いることにより、SP１及
びSP２を接続する伝送径路に沿つて行なわれる。
TD１は夫々送信機Ｅ１及び受信機Ｒ１へ接続さ
れた２つの２線式線路を１つの２線式線路に統合
するために使用される。従つてTD１は２線から
４線への変換、及びその反対の変換を行なう。同
様な変換はTD２，TD３、及びTD４によつても
行なわれる。例えばそのような変換はTD２，
TD２に於いて増幅の目的で行なわれてもよい。
SP１からSP２への伝送はＥ１，TD１，TD２，
TD３，TD４，Ｒ２を通るのが正規である。し
かし、第１図の点線径路をたどる波のような寄生
波（雑音）が、上述の正規径路をたどる正規波に
加えられる。例えばSP１によつて発生された信
号は、TD１，TD２及びTD３を通つて正規に進
んだ後で、全部がTD４へ注入される代りに部分
的にTD２へフイード・バツクされ、然る後TD
３へ戻されてそこからTD４へ進み、同じデー
タ・シンボルを持つ既に正規に受信された信号に
対して遅延されて受信機Ｒ２へ到達する。
かくして寄生信号は正規の径路をたどりSP２
によつて正規に受信された信号に加えられる。こ
のような寄生信号は受話者エコーと呼ばれる。こ
のエコーがたどつた径路はエコー・チヤネルと呼
ばれる。このエコーはSP２に於ける聴取を著し
く妨げるので、受信信号から抹殺されなければな
らない。しかし正規の波に対する位相シフトが時
間で変化するこのようなエコー（即ちローリン
グ・エコー）をトラツキングし且つ打消すことは
取りわけ難しい。
受話者エコーをトラツキング（前後移動）し且
つ打消すための本発明に従う装置について説明す
る前に、更に具体的な発明概念に関する付加的情
報を先ず述べることにする。端末SP１によつて
与えられる信号は送信機Ｅ１へ給送され、それが
受話端末SP２へ送出される前にそこで数々の処
理を受ける。この送信機Ｅ１（及び端末SP２に
組合された送信機Ｅ２）は所謂、両側波帯直角位
相搬送波変調（DSB−QC）技術に従つて動作す
る。ここで、用語DSB−QCは最も広い意味で使
用され、伝送信号を２つの振幅変調された直角位
相搬送波の組合せによつて表わしうるすべての装
置を含むものとする。更に具体的に言えば、用語
DSB−QCは例えば位相シフト変調、複合振幅位
相変調、及び直角位相変調などの幾つかの技術を
包含する。
上述のように、Ｅ１によつて伝送された信号は
正規の伝送チヤネル及びエコー・チヤネルの両方
をたどり、第２図に示された受話受信機Ｒ２の入
力INに於て受信される。第２図はIBM3865モデ
ムに含まれている受信機のようなCCITTの推奨
規格V29に従う9600ビツト／秒受信機の概略ブロ
ツク図であつて、そこに本発明を実施するための
素子が付加されている。入力INに於て受信され
た情報信号のエネルギは自動利得制御回路（図示
せず）により通常は正規化され、且つ雑音を除去
するため帯域フイルタ（図示せず）によつてフイ
ルタされた上で、アナログ・デイジタル変換器
（Ａ／Ｄ）へ供給され、そこで１／τの割合でサ
ンプルされ且つデジタル符号化される。割合１／
τは所謂信号割合１／Ｔのｍ／Ｔ倍に等しくなる
ように選ばれるので、受信された信号を定義する
のに十分な多数のサンプルがＡ／Ｄによつて与え
られる。
受信された符号化サンプルはデジタル・ヒルベ
ルト変換器Ｈの入力へ供給される。
ヒルベルト変換器は１つの入力及び２つの出力
を有する複合フイルタである。その出力は入力へ
供給された入力信号の直交成分（即ち同位相成分
及び直角位相成分）を与える。そのような装置の
例はIEEEプレス、1972年発行のL.R.Rabiner及
びC.M.Rader両氏の論文「デジタル信号処理に
於ける離散ヒルベルト変換の理論及び実際」に開
示されている。
ヒルベルト変換器Ｈによつて作られた受信信号
同位相成分及び直角位相成分はスイツチＩによつ
て表わされたサンプリング装置によつて信号割合
１／Ｔで再びサンプルされる。デジタル位相ロツ
クド・オツシレータよりなるクロツク（図示せ
ず）が線（図示せず）を介して受信機の他の素子
ばかりか、サンプリング装置Ａ／Ｄ及びスイツチ
Ｉを制御する。クロツクの詳細については本願出
願人の米国特許第4320517号（特公61−47454号）
を参照されたい。
ｐ（ｔ）及びｒ（ｔ）は、夫々正規チヤネル及び
受話者エコー・チヤネルのインパルス応答を表わ
す複合パルスであるとする。そのとき受信信号は
下式で定義される正規信号x1（ｔ）を含む。
x1（ｔ） ＝Re 〓n aoｐ（ｔ−nT）exp ｊ〔2πfcｔ＋φ（ｔ）〕 但し Re：シンボルReを伴う式の実数成分（虚数成分
はImで示される） ao：時刻nTに於て伝送されたデータ．シンボル
を表わす。
epx：指数演算を表わす。
ｊ：√−１ φ（ｔ）：正規チヤネルに起因する位相回転。
このx1（ｔ）信号に対して受話者エコーx2（ｔ）
が加わる。
x2（ｔ） ＝Re 〓n ao-Kｒ（ｔ−nT）exp ｊ〔2πfcｔ＋χ（ｔ）〕 但し χ（ｔ）：受話者エコー・チヤネルに起因する時間
で変わる位相シフト。
KT：受話者エコー遅延を表わす。
データ・シンボルの形で情報を搬送する受信信
号はかくて下記のように表わされる。
ｘ（ｔ）＝Re〓aoｐ（ｔ−nT）exp ｊ〔2πfcｔ＋φ（
ｔ）〕＋Re 〓n ao-Kｒ（ｔ−nT）exp ｊ〔2πfcｔ＋χ（ｔ）〕 サンプリング装置Ｉの夫々の出力に於て入手さ
れる受信信号の同位相成分及び直角位相成分は複
合復調器DEMの入力へ供給される。復調器DEM
には更に、同位相搬送波cos2πfcnT及び直角位相
搬送波sin2πfcnTが局内供給源（図示せず）によ
つて供給される。復調器DEMは復調された受信
信号ｙ（ｔ）の同位相成分及び直角位相成分を与
えるが、これらは下式によつてその複合形態で表
わされる。
ｙ（ｔ）＝ 〓n aoｐ（ｔ−nT）exp jφ（ｔ）＋ 〓n ao-Kｒ（ｔ−nT）exp jχ（ｔ） (1) 但し： φ（ｔ）＝φ0＋2πΔfsｔ (2) χ（ｔ）＝χ0＋2πΔfeｔ (3) Δfs及びΔfeは夫々正規波及びエコー波の周波数
シフトを意味する。
復調された受信信号の同位相成分及び直角位相
成分は複合アダプテイブ・デイジタル・イコライ
ザEQ１の入力へ供給される。イコライザの例は
本願出願人の米国特許第3947768号に開示されて
いる。イコライザEQ１は誤差信号eo（第２図参
照）を用いることによりその係数を自動的に調整
するための装置（図示せず）を備えていることに
注意されたい。誤差信号eoは減算器１０によつて
与えられるものであつて、イコライズ（等化）さ
れた信号の成分及びデコーダDEC（又は検出器）
によつて供給されるデータ・シンボルan＾の成分
間の差を表わす。その実例は本願出願人の米国特
許第4024342号に開示されている。しかし本発明
は任意形式のイコライザでも適合するので、リカ
ーシブ（回帰的）イコライザEQ′１及び組合わさ
れた減算器１２が第２図中に点線で付記されてい
る。
注：上記anに付された符号「＾」は正しい理論
値と測定値との間の区別をするために、本明細
書全体を通じて使用される。
イコライズされた信号の同位相成分及び直角位
相成分は、受信されたデータ・シンボルの決定に
責任をもつデコーダDEC（即ち判断回路）に送ら
れる前に、普通の搬送波位相調整回路１３の入力
へ夫々供給される。回路１３はイコライズされた
信号の成分Re zo及びIm zoを作る。第２図に示
された回路の残りの部分が、以下詳細に説明され
る受話者エコー打消器を構成する。
受話者エコー打消器の理解を容易にするため、
先ず第１Ｂ図を説明する。第１Ｂ図は受信された
波が進行するチヤネルのインパルス応答ｐ（ｔ）
及びｒ（ｔ）の両者を含む組合わせインパルス応
答のグラフである。この組合わされたインパルス
応答から判断すると、全体信号ｙ（ｔ）のための
EQ１に於ける単一の普通のイコライゼーシヨン
は、全体の仕事、即ち普通のイコライゼーシヨン
のほかに受話者エコー打消を果たすイコライゼー
シヨンを含む仕事、をなしうることがわかる。し
かし使用されるべき単一のイコライザは相対的に
長く、これにより大きな計算能力を必要とするの
で、それ自身が第１の欠点となろう。しかしそれ
ばかりでなく、そのような単一のイコライザは相
互に等しくないΔfs及びΔfeに起因して受話者エコ
ーの打消に取りわけ役立たない。これらの批判は
本発明に従う装置の重要性を強調するものであ
る。本発明はエコーを時間基準原点へシフト・バ
ツクするため受信機回路中にバルク遅延を入れる
ことにより、及びエコー・レプリカを発生しその
後デコードされた受信信号から減算することによ
り、最初のイコライズされた信号（後述のように
デコードされた又は検出された信号）を処理す
る。
第２図に戻つて説明すると、デコーダによつて
処理された複合信号は下式によつて示される。
ao＋〓ao-K-khkexp jψo＋ωo (4) 但しωoはnTに於ける雑音及び残留シンボル間
干渉を表わし、組｛hk｝はイコライザEQ１のイ
ンパルス応答でのｒ（ｔ）の離散的たたみ込みか
ら導出された係数hkより成り、ψoは位相シフト即
ち受話者エコーが受ける位相回転の時刻nTに於
ける値を表わし、その位相シフトはイコライザ
EQ１及び位相調整回路１３の出力に於て考慮さ
れる。
最初の近似化により下記のように書き表わされ
る。
ψo＝ψ0＋2π（Δfe−Δfs）nT (5) 受話者エコーのトラツキング及び打消動作のた
めに、判断回路DEC（デコーダ又は検出器）によ
つて供給されるデコードされた信号成分Rea^o及
びIma^oはバルク遅延回路KTを介して受話者エコ
ー・イコライザEQ２へ送られて、その出力はエ
コー位相調整装置ROTψoに於けるψo位相回転動
作を受ける（第１Ｂ図及び受話者エコー遅延に関
する詳細を参照されたい）。レプリカqoを表わす
ROTψo出力は実数成分Re zo及び虚数成分Im zo
のために有する信号zoから14に於て減算される。
これらの成分Rezo及びIm zoは回路CALC（KT）
中へ給送され、その回路はバルク遅延回路
（KT）を調整するために使用されるべき、正規
波に関する寄生エコー波のバルク遅延を測定（予
測）する。このバルク遅延回路（KT）は時間基
準原点をt0からt′0へシフトするために使用される
（第１Ｂ図参照）。それに加えてDCE出力情報は
16に於てDEC入力から減算されて、検出された
データ・シンボルに関する誤差情報を導出する。
その誤差はエコー誤差εoと呼ばれる。そのような
エコー誤差は第２のイコライザ即ち所謂受話者エ
コー・イコライザEQ２の係数を調整するために
使用される係数調整回路（CALC.COEF.）へ給
送される。回路（CALC.COEF.）はエコー・イ
コライザEQ２の係数を計算し、従つて上記エコ
ー・イコライザの自動的調整を可能にする。最後
にエコー位相トラツキング回路CALCψoが使用さ
れてエコー位相シフトψoをトラツキングし且つ
その後更に精密に限定されるべきエコー・レプリ
カqoを調整する（qoについて具体的に言うと、時
刻nTに於て値が限定されるエコー・レプリカ
「ｑ」の離散値を表わす）。エコー位相は位相シフ
ト装置ROTψoで合わされる。
回路CALCψ^oはフイードバツク・ループを備え
ていることに注意されたい更に回路CALCψ^oによ
つて作られる情報は回路CALC.COEF.へ供給さ
れる。後者にはエコー・イコライザEQ２によつ
て与えられる情報の成分も供給される。
第３図は第２図の書き直し図であつて、受信機
全体の情報の種々の成分の実数成分（同位相成
分）及び虚数成分（直角位相成分）間の区別を更
に具体的に示す。これは何故減算器１４及び１６
が各成分に対して１つ宛の計２つで表わされなけ
ればならないかを説明する。同じ理由で回路KT
も２つの区域に分割されている。
回路１３の出力１８及び２０は夫々成分Re zo
及びIm zoを与える。同様にRea^o及びIma^oが
夫々線２２及び２４を介して判断回路DECによ
つて与えられる。エコー・イコライザEQ２及び
エコー位相調整装置ROTψ^oは夫々線２６及び２
８を介してエコー・レプリカ成分Re qo及びIm
qoを与える。同様に減算器１６はエコー誤差虚数
成分Imεo（線３０）及び実数成分Reεo（線３２）
を出す。
エコー位相トラツキング回路CALCψ^oは位相成
分Reψ^o（線３４上）及びImψ^o（線３６上）を出
す。最後に夫々線３８及び４０上に送られる成分
Re hl(o+1)及びIm hl(o+1)が係数調整回路CALC.
COEF.によつて作られる。この回路CALC.
COEF.にはそればかりか、エコー・イコライザ
EQ２から導出された値Rea^o-K-l及びIma^o-K-lが
供給される。その詳細は後で説明される。
第４図は第３図のエコー・イコライザEQ２及
びエコー位相調整装置ROTψ^oの部分を詳細な実
施例で示す図である。エコー・イコライザEQ２
の一般的な構成はイコライザEQ１のために使わ
れ且つ米国特許第3947768号に開示されたのと同
じ原理に従つて作られる。これらのイコライザ
は、受話者エコー・イコライザとしてｈ基準づけ
された係数を調整することによりダイナミツクに
調整されるようにする乗算回路を含んでいる。こ
の調整は第７図に示された装置CALC.COEF.に
よつて行なわれる。エコー・イコライザEQ２の
出力に対してcosψ^o及びsinψ^oの乗算を行うことに
よつて達成される位相調整ψ^oに関しては、位相
ψoのトラツキング動作を必要とし、そのトラツ
キング動作は第８図に示された装置によつて行な
われる。イコライザ及びエコー・トラツキング回
路を自動的に調整するための如何なる操作にも先
立つて、エコー・インパルス応答が時間基準原点
へシフトされなければならない。かくてパルク遅
延KT値（第５図及び第６図）が先ず決定されな
ければならない。その後で第２図及び第３図に記
号KTで示されたパルク遅延装置が調整されなけ
ればならない。この調整は正規の信号波に対する
エコー信号波の遅延を補償するためになされる。
換言すれば、パルク遅延回路は時間基準をt0から
to′へシフトする。そのような新しい時間基準を
使うと、エコー・イコライザEQ２は最少個数の
係数を用いて受話者エコー〔インパルス応答ｒ
（ｔ）〕に対して直接的に演算する。
本発明に従う装置の動作の理解を助けるため下
記の説明を加える。
時刻ｔ＝nTでのデータ・シンボル及び時刻ｔ
＝（ｎ−ｍ）Ｔでのデータ・シンボルは統計的に
独立である。従つて修正前のデータ・シンボルは
次のように表わすことが出来る。
Ea￥n ao-n＝０、但しｍ≠０ Ｅ：数学的期待値を意味する。
￥：複数共役量を意味する。
ｍ≠０：整数ｍはどれも零でないことを意味す
る。
実施例の場合、サンプリング時刻nTの前後で
受取る各データ・シンボルは、２次元平面上で原
点に対して対称的に存在するので、これら一団の
データ・シンボルは数学的に次式で表わされる。
Ea2 o＝０ (6) 他方、デコーダの出力を表わす式(4)は、サンプ
リング時刻nTに於て受取つたデータ・シンボル
anと誤差信号enの複合信号を表わす。式(4)のψn
に式(5)を代入して次式を得る。
eo〓ao-K-K・hK・exp ｊ（ψ0＋2π（Δfe−Δfs）
nT）＋ωn イコライザの出力に含まれる雑音ωnは、ホワ
イト・ノイズであるから、 Eωn￥ωn−ｍ＝０、但しｍ≠０ かくて、イコライザの係数値及びバルク遅延値
は次式で誘導される。
Ｅ＝〔eoｅ￥n-1 ａ￥n-K-p ao-K-p-1〕＝ （Ｅ｜ao｜2）2｜hp｜2exp j2π（Δfe−Δfs）Ｔ (7) 但し ｜｜：絶対値を表わす。
hp：イコライザEQ２のｐ番目の係数。
何故ならば、式(7)の左辺は次のように表わさ
れ、 Ｅ［eo・ｅ￥n-1 ・ａ￥n-K-p ・ao-K-p-1］ ＝Ｅ 〓K1 〓K2 ao-K-K1・hKl・exp ｊ（ψ0＋2π（Δfe−Δfs）nT） ・ａ￥ ・ａ￥n-1-K-K2 ・hK2exp−ｊ（ψ0＋2π（Δfe−Δfs）（ｎ−
１）Ｔ） ・ａ￥n-K-p ・ao-K-p-1 ＝ 〓K1 〓K2 Ｅ（ao-K-K1・ａ￥n-1-K-K2 ・ａ￥n-K-p ・ao-K-p-1） ・hK1・￥h K2・exp j2π（Δfe−Δfs）T. そしてK1＝K2＝ｐのとき、Ｅ（括弧内）は
（Ｅ｜ao｜２）２に等しく、hp・ｈ￥p は｜hp｜2に
等しいので、式(7)の右辺が成立するのである。
式(7)の右辺に於て、 exp j2π（Δfe−fs）Ｔ＝cos2π（Δfe−Δfs）Ｔ
＋ｊ sin2π（Δfe−Δfs）T. こゝで（Δfe−Δfs）Ｔは事実上可成り小さい
ので、sin部分は無視してよく、cos部分は殆んど
１に近い。
従つて式(7)の虚数成分を無視して、式(7)の実数
部分だけを考えればよいことになる。即ち、 ReE〔eoｅ￥n-1 ａ￥n-K-p ao-K-p-1〕（Ｅ｜ao｜2）2｜hp｜2 (8) イコライザEQ１′の係数の数をＮとし（そのよ
うなリカーシブ・イコライザが受信機内で使用さ
れ且つ第１図に示されたように接続される場合）、
又はイコライザEQ１の長さとこのイコライザEQ
１によつて導入される遅延との間の差（係数の数
で表わされた差）をＮとする〔そのようなトラン
スバーサルイコライザが使用される場合〕。後者
の場合、即ちトランスバーサル・イコライザが使
われた場合、ＮはEQ１の係数の数の半分に等し
いものと考えられる。かくて下式に基づいてエコ
ー・インパルスのサンプルを表わす係数であるgl
係数を決定することが出来る。
gl＝ReEeoｅ￥n-1 ａ￥N-l ao-N-l-1 (9) 但し、ｌ＝０、１、２、……M0、……Ｍ ここでＭはＮ＋ＭがＫ＋Ｌよりも僅かに大きく
なるように選ばれた予定の整数値で、2L＋１が
通常のイコライゼーシヨン技術に従つてエコー・
イコライザEQ２内で使用されるために選ばれた
係数の数であるとする。
これらの値は平均値で示されるので、gl値は実
際には次式の反復計算により求められる。
gl（ｎ＋１）＝（１−λ）gl（ｎ）＋λRe〔eoｅ￥n-1 ａ￥n-N-l ao-N-l-1〕 (10) λ：インパルスｐ（ｔ）エネルギ値の大きさを１
に正規化したとき、この係数値は0.002位いに
選ばれる。
エコー遅延KT＾の値を得ることは、上式で計算
された複数個のgl値のうちの最大のgl値を探すこ
とと同等である。従つてこれによつてエコー遅延
KT＾の値を決定することも出来る。そのような決
定はすべてCALC（KT）内に含まれている所の第
５図及び第６図の回路によつて実行される。イコ
ライザEQ１及び搬送波位相調整装置１３は、例
えば前述の米国特許第3947768号に開示されたよ
うな普通の方法で予め調整され、エコー・イコラ
イザEQ２の係数のすべてが零にセツトされてい
るものと仮定する。そのとき第５図の回路は、第
２図の受信機によつて受信されたデータ・シンボ
ルaoの予定系列（所謂トレーニング系列）から１
組の係数glを導出するため式(10)の動作を行なう。
それに加えて、そのようなトレーニング系列のレ
プリカが初期条件系列発生器GENE.に蓄えられ
る。デコーダDECによつて供給され、且つ受信
されたトレーニング系列から導出されたデータ・
シンボルも又GENEに蓄え且つその後使用するこ
とができる。このレプリカは各シンボルaoの２つ
の成分、即ちRe eoを与えるため25に於てRe zo
から減算される成分Re aoと、Im eoを与えるた
め27に於てIm zoから減算される成分Im aoを供
給する。成分Re eoは２つの乗算器２８，３０
と、参照番号３２２の付されたＴ遅延回路とへ同
時に供給される。成分Imも又２つの乗算器３４，
３６及び遅延回路３８へ供給される。乗算器２８
の出力は加算器４０へ送られて乗算器３４の出力
と加算され、積eo・ｅ￥-1n の実数部を発生する。
乗算器３０の出力は４２に於て乗算器３６の出力
から減算され、積eo・ｅ￥n-1 の虚数部を発生する。
２つの遅延セル３２，３８、乗算器２８，３０，
３４，３６、加算器４０、減算器４２から成る組
立体は参照符号COMBI１で示される。加算器４
０の出力は下記の量を与える。
Re eo・Re eo-1＋Im eo・Im eo-1 ＝Re〔eo・ｅ￥n-1 〕・ 同様に量、 Re eo-1・Im eo−Re eo・Im eo-1 ＝Im〔eo・ｅ￥n-1 〕． が減算器４２の出力に於て得られる。
成分Re ao及びIm aoはNT遅延回路４４，４
６へ供給され、そこで夫々Re ao-N及びIm ao-N
を発生する。回路４４，４６の出力は回路
COMBI１と同様な回路COMBI２へ供給されて
下記を発生する。
出力４８に於て、 Re ao-N・Re ao-N-1＋Im ao-N・Im ao-N-1＝Re〔ao
-N・ａ￥n-N-1 〕 そして出力５０に於いて、 Re ao-N-1・Im ao-N−Re ao-N・Im ao-N-1＝Im〔ao
-N・ａ￥n-N-1 〕 回路４０，４２の出力は回路COMBI２の出力
４８，５０に与えられた量と５２，５４に於て
夫々乗算される。乗算器５２，５４の出力は５６
に於て相互に減算される。回路５６は従つて下記
の量を発生する。
Reeoｅ￥n-1 ａ￥n-N ao-N-1 (11) そのような量は５５に於てλで乗算される。乗
算器５５の出力は加算器６０へ進み、加算器６０
の出力は６２に於て信号時間期間Ｔによつて乗算
される。６２の出力は６４に於て１−λで乗算さ
れる。６４の出力は加算器６０へ供給される。従
つて加算器６０の出力に於て下記の量が得られ
る。
g0（ｎ＋１）＝（１−λ）g0（ｎ）＋λRe〔eo・ｅ
￥n-1 ・ａ￥n-N ・ao-N-1〕 (12) その回路は動作(12)を実行した後でｌ＝０につい
て式(10)の機能を達成する。
次に上述と同じ関連回路で他のセル（COMBI
３）を用い且つ第５図に示された概略図に従つて
接続された組立体を用いて下記の式が得られる。
g1（ｎ＋１）＝（１−λ）g1（ｎ）＋λRe〔eo・
ｅ￥n-1 ・ｅ￥n-N-1 ・ao-N-2〕 （13） 同じ要領で処理するとg2，g3等が算出される。
換言すれば、ｌ＝０、１、２、……、M0、……
Ｍに対する項glが発生される。これらの量glは受
話者エコー・バルク遅延KTを決定するために使
用される。その目的でglの最大の位置即ちgM0が
決定されなければならない。この位置は任意の分
類（ソート）処理により、又は第６図に示された
回路を使うことにより決定できる。その例では項
g0，g1，g2，g3（説明を簡潔にするため４つの項
だけを使用する）が夫々順序的アドレスADR０，
ADR１，ADR２，ADR３に於て蓄えられる。g0
及びg1の値はそれらのアドレスと供に第１の比較
段COMP１へ供給される。g1の値はＳ１に於てg0
から減算される（第６図）。差の正負符号は
SIGN１に於て決定される。この正負符号は論理
ゲート７０，７２の条件づけを制御するのに対し
て、その逆符号（インバータＩ１によつて供給さ
れる）はゲート７４，７６の条件づけを制御す
る。
g0及びg1の値は夫々ゲート７０及び７６の入力
へ供給され、ゲート７２及び７４は夫々アドレス
ADR0及びADR１を受取る。ゲート７２及び７
４の出力はOR回路７８へ供給されOR処理され
る。ゲート７０及び７６の出力はOR回路８０へ
供給されOR処理される。従つてOR回路８０の
出力はg0及びg1間の最大のｇ値を表わし、そのア
ドレス値は回路７８によつて表示される。OR回
路８０の出力は減算器Ｓ２の（＋）入力へ供給さ
れ、その減算器Ｓ２の（−）入力にはg2が供給さ
れる。OR回路８０の出力はゲート８２の入力へ
も供給されるのに対してOR回路７８の出力はゲ
ート８４の入力へ供給される。ゲート８２及び８
４はCOMP１と同様な第２の比較段COMP２に
属し、g2をg0及びg1間の最大値と比較し、そのア
ドレスの最大値がADR２と比較される。COMP
２の出力は第３の比較段COMP３へ供給され、
そこで又g3及びそのアドレスADR３が与えられ
る。従つて最大のglの値gM0はその位置（アドレ
ス）と一緒にCOMO３の出力に於て入手される。
この位置は、エコー・イコライザEQ２の中央係
数又はタツプの相対的位置（M0）を決定する。
K^の見積り値は下式から導出される。
K^＝Ｎ＋M0＋１ （14） 一旦K^が知られれば、バルク遅延装置KTが調
整される。第４図に図解されたように多数の遅延
セルＴが、検出されたシンボルa^oの経路、即ち
Rea^o及びIma^oの両径路上に与えられる。それば
かりか、上述のようにglが計算されている間にエ
コー・イコライザEQ２係数が零にセツトされる。
最大のgl（即ちgM0）が一旦探知されると、それ
は検出されたシンボルa^oの径路に配列された遅延
素子Ｔで形成された遅延線上に置かれる。かくて
イコライザEQ２はM0上に、即ち検出されたデー
タ・シンボルの径路に配列された遅延線のＫ番目
のセル上に、位置づけられたその中心係数で位置
づけされる。イコライザEQ２の時間基準原点は
かくてt0からt′0へシフトされる。
バルク遅延装置（KT）が一旦調整されると、
エコー打消器のイコライザはそのサンプルqoを計
算することによりエコー・レプリカｑを作るよう
に働らかされる。
qo＝L 〓l=-L ao-K^-lK^lexpjψ^o （15） エコー・レプリカ成分Re qo及びIm qoは減算
器１４に於て夫々成分Re zo及びIm zoから減算
される。減算器１４の出力は減算器１６の（＋）
入力へ供給され、減算器１６の（−）入力には
夫々量Rea^o及びIma^oが与えられる（第４図）。エ
コー誤差信号εoの成分がかくて１対の減算器１６
によつて与えられ、それらの成分はエコー・イコ
ライザEQ２の見積られた係数h^lを調整するのに
使用される（ここでｌは今やエコー・イコライサ
内の係数ランクを表わす）。上述の誤差信号εoも
又位相ψ^oを調整するために使用される。量h^l及び
ψ^oはそれ自身に関するＥ｜εo｜2の勾配から導出
される。量h^l及びψ^oは下記の関係を満足する。
h^（ｎ＋１）＝h^l（ｎ）＋λhεoexp−jψ^oa^o-K-l
（16） ψ^（ｎ＋１）＝ψ^o＋λ〓Imq￥n epx−jψ^o （17） 但しλh及びλ〓は式（16）及び（17）を比較的迅
速に収歛させるための妥協として選ばれた予定の
一定の実係数である。これらの係数が高く選ばれ
すぎると式（16）及び（17）は発散し、小さく選
ばれすぎると収歛が遅くなりすぎる。
実際には下記のように考えられる。
λh＜１／N2・Ｅ｜ao｜2１／４（１／N2.E｜ao｜2） ここでN2はエコー・イコライザEQ２の係数の
数を意味する。
λ〓＜１／Ｅ｜εo｜2１／４１／Ｅ｜εo｜2 第７図の回路は、従来のデジタル・イコライゼ
ーシヨン方法に従う上記係数の初期設定後に、式
（16）の動作を果すことによりエコー・イコライ
ザEQ２の係数h^を調整するのに使用される。成分
Reεoは８０に於てcosψ^oにより乗算され且つ８２
に於てsinψ^oにより乗算される。成分Imεoは８４
に於てsinψ^oにより乗算され且つ８６に於てcosψ^o
により乗算される。乗算器８０及び８４の出力は
８８に於て相互に加算され、乗算器８２及び８６
の出力は９０に於て相互に減算される。回路８８
及び９０の出力は９２及び９４に於てRea^o-K-l
（これは成分Rea^o-Kを受信したイコライザEQ２
のその部分の遅延線のｌ番目のセルによつて与え
られる）によつて乗算される。回路８８及び９０
のこれらの出力は夫々９６及び９８に於て
Ima^o-K-lが乗じられる。９２及び９８の出力は１
００に於て相互に加算される。１００の出力は１
０２に於てλh倍される。かくて１０２の出力に於
て下記の量が得られる。
Re〔λhεoexp−jψ^oa^o-K-l〕 （18） 量hl(o)が１０４に於て、乗算器１０２により与
えられる所の式（18）で定義される量へ加えられ
て、１０４の出力に於て量Re hl(o+1)を得る。
第７図の回路の下部を用いることにより、同様
なプロセスでImh^l(o+1)の計算が出来る。
第８図に示された回路は量sinψ^o及びcosψ^oを決
定する。その目的で成分Reεo及びImεoが１１０
及び１１２に於てcosψ^o倍され且つ１１４及び１
１６に於てsinψ^o倍される。１１０及び１１６の
出力が１１８で相互に加算され且つ１２０で相互
に減算される。１１８及び１２０の出力は１２２
に於てIm qo倍され且つ１２４に於てRe qo倍さ
れる。１２２及び１２４の出力は１２６に於て相
互に減算される。１２６の出力は１２８に於てλ〓
倍される。乗算器１２８の出力は加算器１３０の
第１の入力へ供給され、第２の入力は項ψ^o-1を受
取る。項ψ^oは普通の形式のsin及びcos表をアドレ
スするのに使用され、量sinψ^o及びcosψ^oを与え
る。
これらの項はエコー・イコライザEQ２の出力
成分の位相を調整するため、第４図の装置の出力
に於て使用される。
要約すると、本発明に従う受話者エコー・トラ
ツキング手順は、エコー打消器が外された状態
（具体的にはエコー・イコライザEQ２の係数を零
にセツトすることにより与えられる）の第１ステ
ツプより成る初期条件づけ期間を含む。送信機は
トレーニング・データ・シンボル順序を伝送す
る。それは受信されたとき受信機のEQ１イコラ
イザを調整するために使用される。その後同じト
レーニング系列が式(10)によつて定義される係数gl
をソート（分類）することにより、及び０＜ｌ＜
Ｍ（Ｍは予定の数）のとき最大係数glを探知する
ことにより、エコーのバルク遅延KTを決定する
ため使用される。一旦KT値が決定されると、デ
コードされたトレーニング・シンボル系列の径路
上にバルク遅延KTを導入することにより、時間
基準原点をエコー・インパルス応答位置へシフト
するために使用される。（この遅延は送信機−受
信機の接続が不変に維持される限り一定に保たれ
る）。然る後、トレーニング系列はEQ１によつて
イコライズされた信号から減算される所の受話者
エコー・レプリカを発生するために使用される。
そのエコー・レプリカは自動エコー・イコライザ
を用いることによつて発生される。自動エコー・
イコライザはデコードされ且つバルク遅延された
データ・シンボルに対して作用するばかりか、受
話者エコー位相シフトに従つてレプリカ位相の自
動調整を行なう。受話者エコー・レプリカの自動
調整は式（16）及び（17）で示される動作に従つ
て実行されるエコー・トラツキングを必要とす
る。
本発明は種々の変形が考えられる。例えば非対
称イコライザEQ２、即ち長さが2L＋１とは異な
るL1の遅延線を有するイコライザを選んだり、
式（15）及び以後の式中の「ｌ」の限度を変えた
りしてよいことは当業者に明らかである。
【図面の簡単な説明】
第１Ａ図は正規の信号径路（実線矢印径路）と
対比して所謂受話者エコー波がたどる径路（破線
２重矢印径路）を示す有線回線の概略的ブロツク
図、第１Ｂ図は受信波が通過するチヤネルのイン
パルス応答のグラフ、第２図及び第３図は本発明
の装置を組込んだデータ受信機の概略図、第４図
は第３図の装置の詳細部分図、第５図及び第６図
は第３図に示された装置（CALC KT＾）の実施
例を示す図、第７図は第３図に示された装置
（CALC.COEF.）の実施例を示す図、第８図は第
３図に示された装置（CALC ψ^o）の実施例を示
す図である。 Ａ／Ｄ……アナログ・デジタル変換器、Ｈ……
ヒルベルト変換器、DEN……復調器、EQ１……
デジタル・イコライザ、EQ２……受話者エコ
ー・イコライザ、ROTψo……エコー位相調整装
置、CALC.COEF.……係数調整回路、CALC.ψo
……エコー位相、DEC……デコーダ、１２……
減算器、１３……搬送波位相調整回路、１４……
減算器、１６……減算器。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 両側波帯直角位相変調波を受信し且つ一定の
    信号率１／Ｔでサンプリングし、復調し、イコラ
    イズして得た信号を判断回路（DEC）に送つて
    離散的なデータ・シンボルを検出するとき、正常
    受信波の位相に対して時間的に変動するエコー位
    相シフトψを示し且つ正常受信波に加わる遅延寄
    生波（即ち受信者エコー）を打消す方法であつ
    て、 イ 正常受信波のピーク時刻（例えば第１Ｂ図の
    to）から寄生エコー波のピーク時刻（例えば同
    図のto′）までの時間を測定することにより、
    上記正常受信波及び寄生波間のバルク遅延KT
    を予め入手し、 ロ 検出されたデータ・シンボルを上記バルク遅
    延KTだけ遅らせ、 ハ 上記受信波のエコー位相シフトψの、時刻
    nTに於ける離散値ψnを測定し、 ニ 上記時刻nTにおいて、受話者エコー・レプ
    リカの離散的サンプルqn即ち、 qn＝L 〓l=-L ao-K-lh^lexp jψ^o を発生させ、 但し上記式中のＬは整数値、 ｊ＝√−１ an−K^−ｌは受信波のエコー成分、記号＾付の
    値は予測値であり、hlは下記の係数を表わす。 h^l(o+1)＝h^l(o)＋λhεoexp−jψ^oa^o-K-l 式中のλhは予定の係数値、 εoはサンプリング時刻nTに於けるエコー誤差
    値であつて、上記判断回路（DEC）への入力
    波及びその出力波間の差から導出される値、 expは指数演算式であることを表わし、 ψnはエコー位相シフトψによつて生じる離
    散値、 ホ 上記判断回路に対する入力波から上記エコ
    ー・レプリカを差引くこと、 の各ステツプを含む受話者エコー打消し方法。
JP57143549A 1981-09-08 1982-08-20 受話者エコ−打消し方法 Granted JPS5848539A (ja)

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