JPH0669758A - フィルタ構造体 - Google Patents
フィルタ構造体Info
- Publication number
- JPH0669758A JPH0669758A JP4329844A JP32984492A JPH0669758A JP H0669758 A JPH0669758 A JP H0669758A JP 4329844 A JP4329844 A JP 4329844A JP 32984492 A JP32984492 A JP 32984492A JP H0669758 A JPH0669758 A JP H0669758A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- output signal
- filter
- adaptive filter
- echo
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H21/00—Adaptive networks
- H03H21/0012—Digital adaptive filters
Landscapes
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 広ダイナミックレンジを有する高速デジタル
フィルタを提供する。 【構成】 広ダイナミックレンジを有する高速デジタル
フィルタは、“オーバーラップ”モード動作と呼ばれ
る、２個の低分解能フィルタを並列に動作することによ
り実現される。このオーバーラップモード動作では、両
方の低分解能アダプティブフィルタとも入力データで同
時に動作する。しかし、両フィルタの特性は、一方のフ
ィルタが粗雑なの濾波を行い、他方のフィルタが微細な
濾波を行い、その結果、第１のフィルタにより生じた全
てのエラーを除去するように、コントロールされてい
る。このフィルタの用途は例えば、エコーキャンセラ、
イコライザおよびゴースト除去フィルタなどである。
フィルタを提供する。 【構成】 広ダイナミックレンジを有する高速デジタル
フィルタは、“オーバーラップ”モード動作と呼ばれ
る、２個の低分解能フィルタを並列に動作することによ
り実現される。このオーバーラップモード動作では、両
方の低分解能アダプティブフィルタとも入力データで同
時に動作する。しかし、両フィルタの特性は、一方のフ
ィルタが粗雑なの濾波を行い、他方のフィルタが微細な
濾波を行い、その結果、第１のフィルタにより生じた全
てのエラーを除去するように、コントロールされてい
る。このフィルタの用途は例えば、エコーキャンセラ、
イコライザおよびゴースト除去フィルタなどである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はデータ通信で使用される
濾波技術に関する。
濾波技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】近い将来、一層精巧で、複雑なデータサ
ービスがビジネス分野だけでなく、一般住宅分野でも提
供されるであろう。その結果、データ通信装置は、精巧
で複雑なデータサービスを家庭に導入するために、極め
て高いデータ転送速度が要求されるであろう。
ービスがビジネス分野だけでなく、一般住宅分野でも提
供されるであろう。その結果、データ通信装置は、精巧
で複雑なデータサービスを家庭に導入するために、極め
て高いデータ転送速度が要求されるであろう。
【０００３】例えば、一般住宅分野では、単一通信チャ
ネルでデータサービスを行うために、全二重モデムが使
用される。この場合、一般的に、撚り対の電話線が使用
される。全二重動作に適合させるために、両方向の伝送
によりもたらされる信号エネルギーを、この単一信号通
信チャネルで同時に重畳させなければならない。その結
果、各伝送方向からの若干の信号エネルギーが必ず、反
対方向の伝送路に漏れ出す。この交差路漏洩は、若干の
モデム伝送信号を、それ自身の受信機の入力に出現させ
る。この望ましからざる漏洩信号はしばしば、“エコ
ー”と呼ばれる。
ネルでデータサービスを行うために、全二重モデムが使
用される。この場合、一般的に、撚り対の電話線が使用
される。全二重動作に適合させるために、両方向の伝送
によりもたらされる信号エネルギーを、この単一信号通
信チャネルで同時に重畳させなければならない。その結
果、各伝送方向からの若干の信号エネルギーが必ず、反
対方向の伝送路に漏れ出す。この交差路漏洩は、若干の
モデム伝送信号を、それ自身の受信機の入力に出現させ
る。この望ましからざる漏洩信号はしばしば、“エコ
ー”と呼ばれる。
【０００４】エコー信号を弱めなければ、このエコー信
号はモデム受信機の性能を著しく低下させる。エコーは
簡単には濾波できないが、エコーを打ち消すために、モ
デム内に“エコーキャンセラー”が形成されている。エ
コーキャンセラーはエコーのレプリカを適合的に合成
し、次いで、受信信号からレプリカを引き算すると、殆
どエコーを含まない信号が得られる。このエコー補償信
号をモデムデータ受信機に入力する。エコーキャンセラ
ー技術は、現在、殆どの全二重高速モデムにおける標準
的な構成部品となるほどの成功をおさめている。
号はモデム受信機の性能を著しく低下させる。エコーは
簡単には濾波できないが、エコーを打ち消すために、モ
デム内に“エコーキャンセラー”が形成されている。エ
コーキャンセラーはエコーのレプリカを適合的に合成
し、次いで、受信信号からレプリカを引き算すると、殆
どエコーを含まない信号が得られる。このエコー補償信
号をモデムデータ受信機に入力する。エコーキャンセラ
ー技術は、現在、殆どの全二重高速モデムにおける標準
的な構成部品となるほどの成功をおさめている。
【０００５】エコーの存在に加えて、伝送媒体における
振幅および遅延歪みの存在は、記号間干渉を発生する。
記号間干渉は隣接する伝送記号が相互に重畳し始めるの
で、受信機で伝送信号値を決定する際にエラーを起こ
す。振幅および遅延歪みの作用を取消すために、例え
ば、イコライザーと呼ばれる別の形のアダプティブフィ
ルタがモデム内で使用されている。
振幅および遅延歪みの存在は、記号間干渉を発生する。
記号間干渉は隣接する伝送記号が相互に重畳し始めるの
で、受信機で伝送信号値を決定する際にエラーを起こ
す。振幅および遅延歪みの作用を取消すために、例え
ば、イコライザーと呼ばれる別の形のアダプティブフィ
ルタがモデム内で使用されている。
【０００６】現在、アダプティブフィルタは、エコー取
消し用またはイコライザー用に拘らず、一般的に、デジ
タルアダプティブフィルタである。このデジタルアダプ
ティブフィルタは各サンプリング周期の入力信号で多数
の濾波動作を行う必要がある。濾波動作の核心は、サン
プリング周期内に多数の乗法動作を完了することであ
る。乗法動作の速度は、一緒に乗算されている数のダイ
ナミックレンジまたは分解能のサイズにより左右され
る。
消し用またはイコライザー用に拘らず、一般的に、デジ
タルアダプティブフィルタである。このデジタルアダプ
ティブフィルタは各サンプリング周期の入力信号で多数
の濾波動作を行う必要がある。濾波動作の核心は、サン
プリング周期内に多数の乗法動作を完了することであ
る。乗法動作の速度は、一緒に乗算されている数のダイ
ナミックレンジまたは分解能のサイズにより左右され
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従って、新たなデータ
サービスをサポートするためにデータ速度が増大するに
つれて、極めて多数の乗法を完了するのに利用できる時
間量、すなわち、サンプリング周期は低下する。結局、
サンプリング周期は、所定のダイナミックレンジで必要
な濾波動作を行うために現存のデジタルアダプティブフ
ィルタを設計し直さなければならないほど短くなる。
サービスをサポートするためにデータ速度が増大するに
つれて、極めて多数の乗法を完了するのに利用できる時
間量、すなわち、サンプリング周期は低下する。結局、
サンプリング周期は、所定のダイナミックレンジで必要
な濾波動作を行うために現存のデジタルアダプティブフ
ィルタを設計し直さなければならないほど短くなる。
【０００８】運の悪いことに、再設計は追加設計と実行
コスト増を伴う。同様に、一層高度な正確性が求められ
るにつれて、一層大きなダイナミックレンジが必要にな
る。更に、同じサンプリング周期内で一層多くの計算が
求められるので、集積回路の複雑性が増大する。
コスト増を伴う。同様に、一層高度な正確性が求められ
るにつれて、一層大きなダイナミックレンジが必要にな
る。更に、同じサンプリング周期内で一層多くの計算が
求められるので、集積回路の複雑性が増大する。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、並列に
動作する、すなわち、“オーバーラップ”モードで動作
する２個の低分解能アダプティブフィルタを使用するこ
とにより、大きなダイナミックレンジをサポートするた
めのアダプティブフィルタの再設計を避けることができ
る。このオーバーラップモードによる動作では、両方の
低分解能アダプティブフィルタとも入力データで同時に
動作する。しかし、両フィルタの特性は、一方のフィル
タが粗雑なの濾波を行い、他方のフィルタが微細な濾波
を行い、その結果、第１のフィルタにより生じた全ての
エラーを除去するように、コントロールされている。
動作する、すなわち、“オーバーラップ”モードで動作
する２個の低分解能アダプティブフィルタを使用するこ
とにより、大きなダイナミックレンジをサポートするた
めのアダプティブフィルタの再設計を避けることができ
る。このオーバーラップモードによる動作では、両方の
低分解能アダプティブフィルタとも入力データで同時に
動作する。しかし、両フィルタの特性は、一方のフィル
タが粗雑なの濾波を行い、他方のフィルタが微細な濾波
を行い、その結果、第１のフィルタにより生じた全ての
エラーを除去するように、コントロールされている。
【００１０】本発明によれば、第１のフィルタの特性は
初期設定期間中に“調整”されるが、第２のフィルタの
特性は一定に保たれる。動作中は、第１のフィルタの特
性は一定に保たれるが、第２のフィルタの特性は“調
整”される。
初期設定期間中に“調整”されるが、第２のフィルタの
特性は一定に保たれる。動作中は、第１のフィルタの特
性は一定に保たれるが、第２のフィルタの特性は“調
整”される。
【００１１】本発明の別の実施例では、２個の低分解能
フィルタは、エコーキャンセラーおよびイコライザに使
用された際に、オーバーラップモードで動作するように
形成されている。
フィルタは、エコーキャンセラーおよびイコライザに使
用された際に、オーバーラップモードで動作するように
形成されている。
【００１２】
【実施例】以下、図面を参照しながら本発明を更に詳細
に説明する。
に説明する。
【００１３】図１に示されるようなモデム１００の構造
は、従来技術のエコーキャンセリングモデムの代表的な
ものである。従って、各種構成部品の動作は周知であ
る。モデム１００に対するバイナリ入力データ列｛ｘ
k ｝は最初にエンコーダ１１０で処理される。エンコー
ダ１１０は、名目速度１／Ｔ記号／秒で、一連の複素数
値記号｛ａn ｝を出力する。これは入力データ列を表
し、スクランブリング、冗長度およびエンコーディング
のその他の形式も含む。
は、従来技術のエコーキャンセリングモデムの代表的な
ものである。従って、各種構成部品の動作は周知であ
る。モデム１００に対するバイナリ入力データ列｛ｘ
k ｝は最初にエンコーダ１１０で処理される。エンコー
ダ１１０は、名目速度１／Ｔ記号／秒で、一連の複素数
値記号｛ａn ｝を出力する。これは入力データ列を表
し、スクランブリング、冗長度およびエンコーディング
のその他の形式も含む。
【００１４】記号列｛ａn ｝は次いで、波形整形フィル
タ１１５に送られて処理される。波形整形フィルタの出
力はアナログ・ツー・デジタル変換器（Ｄ／Ａ）１２０
に入力される。得られたアナログ信号をローパスフィル
タ（ＬＰＦ）１２０で濾波し、近端伝送信号ｎｓ（ｔ）
を発生する。混成回路１０４により近端伝送信号をチャ
ネル４１０に結合させる。図示されているように、モデ
ム１００は直交増幅変調（ＱＡＭ）を使用しており、チ
ャネル４１０は撚り対、または、２本ワイヤループであ
る。すなわち、一般的に、電話局（図示せず）に接続さ
れているようなラインである。
タ１１５に送られて処理される。波形整形フィルタの出
力はアナログ・ツー・デジタル変換器（Ｄ／Ａ）１２０
に入力される。得られたアナログ信号をローパスフィル
タ（ＬＰＦ）１２０で濾波し、近端伝送信号ｎｓ（ｔ）
を発生する。混成回路１０４により近端伝送信号をチャ
ネル４１０に結合させる。図示されているように、モデ
ム１００は直交増幅変調（ＱＡＭ）を使用しており、チ
ャネル４１０は撚り対、または、２本ワイヤループであ
る。すなわち、一般的に、電話局（図示せず）に接続さ
れているようなラインである。
【００１５】他の通信方向では、遠モデム（図示せず）
から伝送されるアナログライン信号ｆｓ（ｔ）は混成回
路１０４で受信され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
３０に送られる。この信号は“遠端データ信号”と呼ば
れ、伝送信号ｎｓ（ｔ）と同じ周波数帯で使用される。
すなわち、モデム１００は全二重モデムである。バンド
パスフィルタ１３０は遠端データ信号から信号パスバン
ド外のエネルギーを除去する。次いで、バンドパスフィ
ルタ１３０からの出力は、アナログ・ツー・デジタル変
換器（Ａ／Ｄ）変換器１３５でデジタルに変換され、受
信信号ｒｓ（ｔ）を発生する。
から伝送されるアナログライン信号ｆｓ（ｔ）は混成回
路１０４で受信され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）１
３０に送られる。この信号は“遠端データ信号”と呼ば
れ、伝送信号ｎｓ（ｔ）と同じ周波数帯で使用される。
すなわち、モデム１００は全二重モデムである。バンド
パスフィルタ１３０は遠端データ信号から信号パスバン
ド外のエネルギーを除去する。次いで、バンドパスフィ
ルタ１３０からの出力は、アナログ・ツー・デジタル変
換器（Ａ／Ｄ）変換器１３５でデジタルに変換され、受
信信号ｒｓ（ｔ）を発生する。
【００１６】バンドパスフィルタ１３０に入力する信号
ｆｓ（ｔ）は、いわゆる近および遠エコーにより改悪さ
れている。近エコーは伝送信号エネルギーからなる。こ
の伝送信号エネルギーは、混成回路１０４によりチャネ
ルに送られるよりもむしろ、混成回路から漏洩される。
遠エコーは、最初はチャネル４１０に送られるが、例え
ば、インピーダンス不一致およびその他のチャネル異常
の結果により、反射されてモデムに戻ってしまう信号エ
ネルギーからなる。従って、Ａ／Ｄ変換器１３５により
出力される受信信号ｒｓ（ｔ）は遠端データ信号からの
エネルギーばかりでなく、近および遠エコー信号も含
む。
ｆｓ（ｔ）は、いわゆる近および遠エコーにより改悪さ
れている。近エコーは伝送信号エネルギーからなる。こ
の伝送信号エネルギーは、混成回路１０４によりチャネ
ルに送られるよりもむしろ、混成回路から漏洩される。
遠エコーは、最初はチャネル４１０に送られるが、例え
ば、インピーダンス不一致およびその他のチャネル異常
の結果により、反射されてモデムに戻ってしまう信号エ
ネルギーからなる。従って、Ａ／Ｄ変換器１３５により
出力される受信信号ｒｓ（ｔ）は遠端データ信号からの
エネルギーばかりでなく、近および遠エコー信号も含
む。
【００１７】遠端データ信号により表示されるデータの
正確な回復を行うには、リード線２４上のサンプルに存
在するエコーエネルギーを除去しなければならない。こ
の目的のために、近端エコーキャンセラー１４０は受信
信号ｒｓ（ｔ）を処理する。近端エコーキャンセラー１
４０はエコーキャンセラー１４５と加算器１４６からな
る。エコーキャンセラー１４５は近エコー推定信号
正確な回復を行うには、リード線２４上のサンプルに存
在するエコーエネルギーを除去しなければならない。こ
の目的のために、近端エコーキャンセラー１４０は受信
信号ｒｓ（ｔ）を処理する。近端エコーキャンセラー１
４０はエコーキャンセラー１４５と加算器１４６からな
る。エコーキャンセラー１４５は近エコー推定信号
【外１】 を発生する。この推定信号は受信信号ｒｓ（ｔ）内に存
在する実際の近エコー信号に近い。エコーキャンセラー
１４５は概ねフィルタであり、その転送機能は、“エコ
ー路”をエミュレートするように適合的に決定される。
すなわち、全ての濾波動作は、Ａ／Ｄ変換器１３５を通
って伝送フィルタ１１５から局所的に伝送される記号列
｛ａn ｝と出会う。加算器１４６において、外１はｒｓ
（ｔ）から引き算され、概ね近エコーを含まない信号ｒ
ｓ´（ｔ）を発生する。
在する実際の近エコー信号に近い。エコーキャンセラー
１４５は概ねフィルタであり、その転送機能は、“エコ
ー路”をエミュレートするように適合的に決定される。
すなわち、全ての濾波動作は、Ａ／Ｄ変換器１３５を通
って伝送フィルタ１１５から局所的に伝送される記号列
｛ａn ｝と出会う。加算器１４６において、外１はｒｓ
（ｔ）から引き算され、概ね近エコーを含まない信号ｒ
ｓ´（ｔ）を発生する。
【００１８】次いで、近エコーを含まない信号ｒｓ´
（ｔ）は遠エコーキャンセラー１５０により処理され
る。遠エコーキャンセラー１５０はバルク遅延素子１５
３、エコーキャンセラー１５５および加算器１５６から
なる。バルク遅延素子１５０は遠エコー路の群遅延に近
ずけ、局所伝送記号列｛ａn ｝の遅延バーションを発生
する。エコーキャンセラー１４５と同時に動作するエコ
ーキャンセラー１５５はリード線３０に、遠エコー信号
（ｔ）は遠エコーキャンセラー１５０により処理され
る。遠エコーキャンセラー１５０はバルク遅延素子１５
３、エコーキャンセラー１５５および加算器１５６から
なる。バルク遅延素子１５０は遠エコー路の群遅延に近
ずけ、局所伝送記号列｛ａn ｝の遅延バーションを発生
する。エコーキャンセラー１４５と同時に動作するエコ
ーキャンセラー１５５はリード線３０に、遠エコー信号
【外２】 のエコー推定信号を発生する。（単純化のために、遠エ
コー信号は周波数変換によっては発生せず、遠エコー推
定信号，外２，を同様に発生させる必要があるものと仮
定する。）加算器で、外２はｒｓ´（ｔ）から引き算さ
れ、遠エコー信号を殆ど含まない信号ｒｓ´´（ｔ）を
発生する。従って、ｒｓ´´（ｔ）は主に遠端信号と、
これにチャネルおよび各種の受信機要素により導入され
たノイズ（例えば、Ａ／Ｄ変換器１３５により導入され
た量子化エラー）を足したものからなる。
コー信号は周波数変換によっては発生せず、遠エコー推
定信号，外２，を同様に発生させる必要があるものと仮
定する。）加算器で、外２はｒｓ´（ｔ）から引き算さ
れ、遠エコー信号を殆ど含まない信号ｒｓ´´（ｔ）を
発生する。従って、ｒｓ´´（ｔ）は主に遠端信号と、
これにチャネルおよび各種の受信機要素により導入され
たノイズ（例えば、Ａ／Ｄ変換器１３５により導入され
た量子化エラー）を足したものからなる。
【００１９】信号ｒｓ´´（ｔ）はイコライザ１６０に
より更に処理される。イコライザ１６０はチャネル４１
０により導入された記号間干渉を補償する。イコライザ
１６０はスライサ１７０に記号列｛ｂ´n ｝を入力す
る。スライサ１７０は記号列｛ｂ´n ｝を量子化するこ
とにより推定記号列
より更に処理される。イコライザ１６０はチャネル４１
０により導入された記号間干渉を補償する。イコライザ
１６０はスライサ１７０に記号列｛ｂ´n ｝を入力す
る。スライサ１７０は記号列｛ｂ´n ｝を量子化するこ
とにより推定記号列
【外３】 を発生する。この推定記号列外３は加算器１６５（下記
で説明する）およびデコーダ１８０に入力される。デコ
ーダ１８０は記号−ビットマッピング機能を果たし、こ
れにより、遠モデムにより伝送されるバイナリ列｛ｙ
k ｝の推定信号，
で説明する）およびデコーダ１８０に入力される。デコ
ーダ１８０は記号−ビットマッピング機能を果たし、こ
れにより、遠モデムにより伝送されるバイナリ列｛ｙ
k ｝の推定信号，
【外４】 を発生する。
【００２０】前記のように、イコライザ１６０およびエ
コーキャンセラー１４５，１５５は両方ともフィルタで
あり、本発明の実施例の概念においては、ＦＩＲデジタ
ルフィルタである。一般的に、ＦＩＲデジタルフィルタ
では、時間ｎにおけるデジタル出力信号Ｙn は次の数１
で求められる。
コーキャンセラー１４５，１５５は両方ともフィルタで
あり、本発明の実施例の概念においては、ＦＩＲデジタ
ルフィルタである。一般的に、ＦＩＲデジタルフィルタ
では、時間ｎにおけるデジタル出力信号Ｙn は次の数１
で求められる。
【００２１】
【数１】
【００２２】（前記式中、Ｙn は時間ｎにおける出力で
あり、Ｃk nは時間ｎにおけるｋ，th係数であり（これ
は、係数が時間により変化するものと仮定する）、そし
て、Ｘn- k は時間ｎ前のデジタル入力信号Ｘ（ｔ）のサ
ンプルを示す。）一般的に、サンプルＸn-1 からＸn-m
の収集は分岐遅延線に蓄積される。フィルタの特性は時
間ｎにおける係数，Ｃ1 n，〜係数，Ｃm n，の値により決
定される。各係数はタップ重みまたはタップ係数とも呼
ばれる。係数，Ｃk n，は、係数の積の合計がＹn に等し
いという結果を有するＸ（ｔ）の各サンプルとＸ（ｔ）
の各ｍサンプルとを掛け算する。係数自体は下記の数２
により変更または適合的に更新される。
あり、Ｃk nは時間ｎにおけるｋ，th係数であり（これ
は、係数が時間により変化するものと仮定する）、そし
て、Ｘn- k は時間ｎ前のデジタル入力信号Ｘ（ｔ）のサ
ンプルを示す。）一般的に、サンプルＸn-1 からＸn-m
の収集は分岐遅延線に蓄積される。フィルタの特性は時
間ｎにおける係数，Ｃ1 n，〜係数，Ｃm n，の値により決
定される。各係数はタップ重みまたはタップ係数とも呼
ばれる。係数，Ｃk n，は、係数の積の合計がＹn に等し
いという結果を有するＸ（ｔ）の各サンプルとＸ（ｔ）
の各ｍサンプルとを掛け算する。係数自体は下記の数２
により変更または適合的に更新される。
【００２３】
【数２】
【００２４】（前記式中、Ｃk n+1は時間ｎ＋１における
Ｃk の値であり、βは一般的に小数値であり、ｅn は時
間ｎにおける係数を調整するために使用されるエラー信
号である。）係数を適合的に更新するこの方法は係数の
“調整”とも呼ばれる。
Ｃk の値であり、βは一般的に小数値であり、ｅn は時
間ｎにおける係数を調整するために使用されるエラー信
号である。）係数を適合的に更新するこの方法は係数の
“調整”とも呼ばれる。
【００２５】エコーキャンセラー１４５に関連して、Ｘ
n-k ＝ａn-k であり、また、エラー信号ｅn は時間ｎに
おける近エコー信号を含まない信号ｒｓ´（ｔ）の関数
である。従って、前記数２は次のようになる。
n-k ＝ａn-k であり、また、エラー信号ｅn は時間ｎに
おける近エコー信号を含まない信号ｒｓ´（ｔ）の関数
である。従って、前記数２は次のようになる。
【００２６】
【数３】
【００２７】（前記数式３において、β≒２-11 であ
る。）同様な説明はエコーキャンセラー１５５にも当て
はまる。
る。）同様な説明はエコーキャンセラー１５５にも当て
はまる。
【００２８】イコライザ１６０に関連して、Ｘn-k ＝ｒ
ｓ´´n-k であり、エラー信号ｅnは、リード線３８か
らイコライザ１６０に入力されるエラー信号ｅｑn と等
しい。従って、数式２は次のようになる。
ｓ´´n-k であり、エラー信号ｅnは、リード線３８か
らイコライザ１６０に入力されるエラー信号ｅｑn と等
しい。従って、数式２は次のようになる。
【００２９】
【数４】
【００３０】（前記数式４において、β≒２-7であり、
ｅｑn は、
ｅｑn は、
【００３１】
【数５】
【００３２】に等しい。）数５に照らして、図１の加算
器１６５は
器１６５は
【外５】 からｂ´n を引き算し、エラー信号ｅｑn を与える。
【００３３】前記の数式１から明らかなように、デジタ
ルフィルタは、デジタルフィルタが与える出力信号の各
サンプルについて多数の計算を行わなければならない。
係数は常に緩慢に更新されるが、数１に示されたＣk n×
Ｘn-k の多数の乗算は、各サンプル周期内で行われなけ
ればならない。乗算動作の速度は、一緒に掛け算される
数のサイズ（すなわち、ダイナミックレンジまたは分解
能）により左右される。ダイナミックレンジは数量の近
似値を弁別できる程度を示すので重要である。この実施
例では、ダイナミックレンジは単に、デジタル信号を示
すために使用されている単なるビット数である。
ルフィルタは、デジタルフィルタが与える出力信号の各
サンプルについて多数の計算を行わなければならない。
係数は常に緩慢に更新されるが、数１に示されたＣk n×
Ｘn-k の多数の乗算は、各サンプル周期内で行われなけ
ればならない。乗算動作の速度は、一緒に掛け算される
数のサイズ（すなわち、ダイナミックレンジまたは分解
能）により左右される。ダイナミックレンジは数量の近
似値を弁別できる程度を示すので重要である。この実施
例では、ダイナミックレンジは単に、デジタル信号を示
すために使用されている単なるビット数である。
【００３４】デジタルフィルタでは、考慮しなければな
らないダイナミックレンジが２種類ある。サンプルサイ
ズと係数サイズである。サンプルサイズはサンプルを与
えるアナログ・ツー・デジタル変換器により限定され、
一般的に、係数，Ｃk n，のサイズまたはダイナミックレ
ンジよりも小さい。係数，Ｃk n，のサイズは一般的に大
きいので、乗算動作の速度に与える効果は一層大きい。
この明細書で使用されている“ダイナミックレンジ”と
ういう用語は係数のダイナミックレンジを意味する。
らないダイナミックレンジが２種類ある。サンプルサイ
ズと係数サイズである。サンプルサイズはサンプルを与
えるアナログ・ツー・デジタル変換器により限定され、
一般的に、係数，Ｃk n，のサイズまたはダイナミックレ
ンジよりも小さい。係数，Ｃk n，のサイズは一般的に大
きいので、乗算動作の速度に与える効果は一層大きい。
この明細書で使用されている“ダイナミックレンジ”と
ういう用語は係数のダイナミックレンジを意味する。
【００３５】前記の説明から明らかなように、新規なデ
ータサービスを提供するためにデータ速度が増大すれ
ば、多数の乗算を行うのに利用できる時間量は減少す
る。結局、現存のデジタルアダプティブフィルタは、所
定のダイナミックレンジにおける短いサンプリング周期
内で必要な濾波動作を行うために設計し直さなければな
らない。運悪く、全ての再設計は、異なる一層速い技術
への転換またはフィルタのアーキテクチャー再設計を必
要とするので、追加の設計および履行コストを伴う。同
様に、一層高度な正確性求められるにつれて、一層大き
なダイナミックレンジが必要になる。その結果、同じサ
ンプリング周期内で一層多くの乗算が必要になるので、
集積回路の複雑性が高まる。
ータサービスを提供するためにデータ速度が増大すれ
ば、多数の乗算を行うのに利用できる時間量は減少す
る。結局、現存のデジタルアダプティブフィルタは、所
定のダイナミックレンジにおける短いサンプリング周期
内で必要な濾波動作を行うために設計し直さなければな
らない。運悪く、全ての再設計は、異なる一層速い技術
への転換またはフィルタのアーキテクチャー再設計を必
要とするので、追加の設計および履行コストを伴う。同
様に、一層高度な正確性求められるにつれて、一層大き
なダイナミックレンジが必要になる。その結果、同じサ
ンプリング周期内で一層多くの乗算が必要になるので、
集積回路の複雑性が高まる。
【００３６】しかし、本発明によれば、２個の低分解能
フィルタをオーバーラップモードで使用することによ
り、高分解能フィルタの再設計を避けることができる。
このオーバーラップモード動作では、第１のデジタルフ
ィルタは高レベル入力信号を処理し、第２のデジタルフ
ィルタは低レベル入力信号と第１のデジタルフィルタの
全てのエラーを除去する。その結果、オーバーラップモ
ード動作は多数の乗算を低分解能で行うことを可能にす
る。従って、濾波動作の完了までに要する時間が著しく
短縮される。濾波動作の完了までに要する時間が短いの
で、所定のダイナミックレンジにおける高データ速度を
サポートすることができるばかりか、ダイナミックレン
ジそのものを高めることもできる。
フィルタをオーバーラップモードで使用することによ
り、高分解能フィルタの再設計を避けることができる。
このオーバーラップモード動作では、第１のデジタルフ
ィルタは高レベル入力信号を処理し、第２のデジタルフ
ィルタは低レベル入力信号と第１のデジタルフィルタの
全てのエラーを除去する。その結果、オーバーラップモ
ード動作は多数の乗算を低分解能で行うことを可能にす
る。従って、濾波動作の完了までに要する時間が著しく
短縮される。濾波動作の完了までに要する時間が短いの
で、所定のダイナミックレンジにおける高データ速度を
サポートすることができるばかりか、ダイナミックレン
ジそのものを高めることもできる。
【００３７】次の具体例によりオーバーラップモード動
作を例証する。Ｃk nのダイナミックレンジは２４ビット
であると仮定する。しかし、各２４ビット係数，Ｃk n，
は次のように書き直すことができる。
作を例証する。Ｃk nのダイナミックレンジは２４ビット
であると仮定する。しかし、各２４ビット係数，Ｃk n，
は次のように書き直すことができる。
【００３８】
【数６】
【００３９】（前記式中、係数，Ｃk n,1，および係数，
Ｃk n,2，を示すのに使用されているビット数は係数，Ｃ
k n，を示すのに使用されているビット数（すなわち、２
４ビット）よりも小さい。）Ｃk nおよびＣk n,1とＣk n,2
は係数桁の左側に小数点を有する。すなわち、これらの
係数は小数である。数６において、αは次の数７に等し
い。
Ｃk n,2，を示すのに使用されているビット数は係数，Ｃ
k n，を示すのに使用されているビット数（すなわち、２
４ビット）よりも小さい。）Ｃk nおよびＣk n,1とＣk n,2
は係数桁の左側に小数点を有する。すなわち、これらの
係数は小数である。数６において、αは次の数７に等し
い。
【００４０】
【数７】
【００４１】
【数８】
【００４２】Ｃk n，Ｃk n,1およびＣk n,2の間の関係は図
２に示されている。Ｃk nのダイナミックレンジ，ｚ，は
２４ビットである。図２では単に、２４ビットレジスタ
９０として示されている。本発明によれば、このダイナ
ミックレンジはレジスタ９１とレジスタ９２（係数，Ｃ
k n,1およびＣk n,2，でそれぞれ示される）のオーバーラ
ップによっても得られる。
２に示されている。Ｃk nのダイナミックレンジ，ｚ，は
２４ビットである。図２では単に、２４ビットレジスタ
９０として示されている。本発明によれば、このダイナ
ミックレンジはレジスタ９１とレジスタ９２（係数，Ｃ
k n,1およびＣk n,2，でそれぞれ示される）のオーバーラ
ップによっても得られる。
【００４３】図示されているように、Ｃk n,1のダイナミ
ックレンジ，ｙ，は１６ビットであり、Ｃk n,2のダイナ
ミックレンジ，ｗ，は１６ビットである。従って、前記
の数８から、ｊは８（すなわち、ｚ−ｗ＝８）であると
算出され、そして、数７から、α＝１／（２8 ）＝０．
００３９０６２であると算出される。実際の設計では、
レジスタ９１および９２は本当にはオーバーラップする
必要はない。しかし、レジスタ９１のビット数はｊより
も大きいか、または等しくなければならない。
ックレンジ，ｙ，は１６ビットであり、Ｃk n,2のダイナ
ミックレンジ，ｗ，は１６ビットである。従って、前記
の数８から、ｊは８（すなわち、ｚ−ｗ＝８）であると
算出され、そして、数７から、α＝１／（２8 ）＝０．
００３９０６２であると算出される。実際の設計では、
レジスタ９１および９２は本当にはオーバーラップする
必要はない。しかし、レジスタ９１のビット数はｊより
も大きいか、または等しくなければならない。
【００４４】図２に示されるように、係数，Ｃk n，は２
４ビット数であり、係数，Ｃk n,1，は１６高有意ビット
を示し、実際上、最下位ビットとして８個のゼロを有す
る２４ビット数であり、また、係数，Ｃk n,2，も実際
上、低有意ビットを示す２４ビット数である。数６に照
らして、数式１は次の数９または数１０になる。
４ビット数であり、係数，Ｃk n,1，は１６高有意ビット
を示し、実際上、最下位ビットとして８個のゼロを有す
る２４ビット数であり、また、係数，Ｃk n,2，も実際
上、低有意ビットを示す２４ビット数である。数６に照
らして、数式１は次の数９または数１０になる。
【００４５】
【数９】
【００４６】
【数１０】
【００４７】各係数，Ｃk n,1およびＣk n,2で使用される
ビット数は係数，Ｃk n，におけるビット数よりも小さい
ので、高速のＸn-k の各サンプルについて行われる低分
解能乗算に帰する。その結果、本発明により、低分解能
係数を用いて高ダイナミックレンジが得られる。
ビット数は係数，Ｃk n，におけるビット数よりも小さい
ので、高速のＸn-k の各サンプルについて行われる低分
解能乗算に帰する。その結果、本発明により、低分解能
係数を用いて高ダイナミックレンジが得られる。
【００４８】図３に本発明の実施例を示す。図１のエコ
ーキャンセラ１４０はエコーキャンセラ５４０に置き換
えられている。図３のその他の部品は前記と同じ機能を
果たす。エコーキャンセラ５４０は、エコーキャンセラ
５４５および５４８、コントロール素子５４７，乗算器
５４９および加算器５４６からなる。エコーキャンセラ
５４５および５４６は前記のようなＦＩＲデジタルフィ
ルタであり、図３に示されるように、局所伝送記号列
｛ａn ｝に対して並列に動作する。
ーキャンセラ１４０はエコーキャンセラ５４０に置き換
えられている。図３のその他の部品は前記と同じ機能を
果たす。エコーキャンセラ５４０は、エコーキャンセラ
５４５および５４８、コントロール素子５４７，乗算器
５４９および加算器５４６からなる。エコーキャンセラ
５４５および５４６は前記のようなＦＩＲデジタルフィ
ルタであり、図３に示されるように、局所伝送記号列
｛ａn ｝に対して並列に動作する。
【００４９】エコーキャンセラ５４５の出力はリード線
３により加算器５４６に入力され、エコーキャンセラ５
４８の出力は乗算器５４９によりα倍される。得られた
積をリード線１１で加算器５４６に入力する。加算器５
４６は、リード線３および１１からの信号を有する受信
信号ｒｓ（ｔ）を合計し、リード線２８に近エコー信号
を含まない信号ｒｓ´（ｔ）を出力する。
３により加算器５４６に入力され、エコーキャンセラ５
４８の出力は乗算器５４９によりα倍される。得られた
積をリード線１１で加算器５４６に入力する。加算器５
４６は、リード線３および１１からの信号を有する受信
信号ｒｓ（ｔ）を合計し、リード線２８に近エコー信号
を含まない信号ｒｓ´（ｔ）を出力する。
【００５０】信号ｒｓ´（ｔ）はコントロール素子５４
７にも入力され、エコーキャンセラ５４５と５４８の係
数の更新方法をコントロールする。エコーキャンセラ５
４５の係数は、数３により、リード線７を介して更新さ
れる。更新されると、数３は次のように書き直される。
７にも入力され、エコーキャンセラ５４５と５４８の係
数の更新方法をコントロールする。エコーキャンセラ５
４５の係数は、数３により、リード線７を介して更新さ
れる。更新されると、数３は次のように書き直される。
【００５１】
【数１１】
【００５２】（式中、β1 はエコーキャンセラ５４５に
付随するβ値を示し、この値は前記のように一般的に、
小数値である。）
付随するβ値を示し、この値は前記のように一般的に、
小数値である。）
【００５３】エコーキャンセラ５４８の係数はリード線
９を介して更新され、同様に下記の数式により決定され
る。
９を介して更新され、同様に下記の数式により決定され
る。
【００５４】
【数１２】
【００５５】（式中、β2 はエコーキャンセラ５４８に
付随するβ値を示し、この値は前記のように一般的に、
小数値である。）
付随するβ値を示し、この値は前記のように一般的に、
小数値である。）
【００５６】エコーキャンセラ５４５，５４８はオーバ
ーラップモードで動作するので、エコーキャンセラ５４
５、５４８は同じ入力データについて同時に動作する。
しかし、両方のエコーキャンセラをそれぞれの係数値に
連続的に適合させる必要はない。エコーキャンセラは実
際上“相互に追跡する”ことができるので、両方のエコ
ーキャンセラをそれぞれの係数値に連続的に適合させる
のは非現実的である。
ーラップモードで動作するので、エコーキャンセラ５４
５、５４８は同じ入力データについて同時に動作する。
しかし、両方のエコーキャンセラをそれぞれの係数値に
連続的に適合させる必要はない。エコーキャンセラは実
際上“相互に追跡する”ことができるので、両方のエコ
ーキャンセラをそれぞれの係数値に連続的に適合させる
のは非現実的である。
【００５７】各エコーキャンセラはコントロール素子５
４７によりリード線２８を介して帰還される他のエコー
キャンセラの出力信号に頻繁に適合しようとする。その
結果、コントロール素子５４７は数１１、１２で使用さ
れるβ1 およびβ2 値もコントロールする。更に、両係
数を頻繁に適合する必要はない。エコーキャンセラ５４
５は“粗”エコーキャンセラであり、時間に対するエコ
ー特性の微細な変動は小さい。従って、エコーキャンセ
ラ５４８により容易に取り扱われる。
４７によりリード線２８を介して帰還される他のエコー
キャンセラの出力信号に頻繁に適合しようとする。その
結果、コントロール素子５４７は数１１、１２で使用さ
れるβ1 およびβ2 値もコントロールする。更に、両係
数を頻繁に適合する必要はない。エコーキャンセラ５４
５は“粗”エコーキャンセラであり、時間に対するエコ
ー特性の微細な変動は小さい。従って、エコーキャンセ
ラ５４８により容易に取り扱われる。
【００５８】図４にβ1 およびβ2 値をコントロールす
る流れ図を示す。ステップ９５により、エコーキャンセ
ラ５４５をモデム１００の初期設定中に調整する。この
初期設定時間中に、コントロール素子５４７はエコーキ
ャンセラ５４５に、数１１（式中、β1 は小数値であ
る）に従って、係数，Ｃk n,1，の値を適合的に決定させ
る。しかし、初期設定中に、β2 はコントロール素子５
４７によりゼロにセットされる。従って、初期設定中は
次のようになる。
る流れ図を示す。ステップ９５により、エコーキャンセ
ラ５４５をモデム１００の初期設定中に調整する。この
初期設定時間中に、コントロール素子５４７はエコーキ
ャンセラ５４５に、数１１（式中、β1 は小数値であ
る）に従って、係数，Ｃk n,1，の値を適合的に決定させ
る。しかし、初期設定中に、β2 はコントロール素子５
４７によりゼロにセットされる。従って、初期設定中は
次のようになる。
【００５９】
【数１３】
【００６０】これらは例えば、約ゼロに等しいと仮定さ
れる。初期設定は、データ通信が始動されるか、また
は、電力がモデム１００に供給されたときはいつも行わ
れる。この実施例では、遠端データ信号は到来せず、従
って、受信信号ｒｓ（ｔ）は、図４に示された調整方法
を示す伝送信号ｎｓ（ｔ）の結果である近エコーからな
る。
れる。初期設定は、データ通信が始動されるか、また
は、電力がモデム１００に供給されたときはいつも行わ
れる。この実施例では、遠端データ信号は到来せず、従
って、受信信号ｒｓ（ｔ）は、図４に示された調整方法
を示す伝送信号ｎｓ（ｔ）の結果である近エコーからな
る。
【００６１】ステップ９６により、近エコー信号を含ま
ない信号値が小さな値（例えば、ｒｓ´（Ｔ）≒０）に
近ずいたときに、初期設定期間は終了する。別法とし
て、所定量の時間（例えば、１０ミリ秒）が経過した時
点で、初期設定が完了したと仮定することもできる。こ
の時点で、ステップ９７により、コントロール素子５４
７はβ1 ＝０にセットする。その結果、通常の動作中
は、エコーキャンセラ５４５の係数は変化しない。すな
わち、次式の通りである。
ない信号値が小さな値（例えば、ｒｓ´（Ｔ）≒０）に
近ずいたときに、初期設定期間は終了する。別法とし
て、所定量の時間（例えば、１０ミリ秒）が経過した時
点で、初期設定が完了したと仮定することもできる。こ
の時点で、ステップ９７により、コントロール素子５４
７はβ1 ＝０にセットする。その結果、通常の動作中
は、エコーキャンセラ５４５の係数は変化しない。すな
わち、次式の通りである。
【００６２】
【数１４】
【００６３】更に、コントロール素子５４７は、エコー
キャンセラ５４８に、数１２（式中、β2 は小数値であ
る）に従って、係数，Ｃk n,2，の値を適合的に決定させ
る。その結果、エコーキャンセラ５４８は連続的に適合
し、受信信号ｒｓ（ｔ）内の低レベルエコーばかりでな
く、エコーキャンセラ５４５により導入された全てのエ
ラーも除去する。実際、エコーキャンセラ５４５は粗雑
なエコー除去を行い、エコーキャンセラ５４８は微細な
エコー除去を行う。
キャンセラ５４８に、数１２（式中、β2 は小数値であ
る）に従って、係数，Ｃk n,2，の値を適合的に決定させ
る。その結果、エコーキャンセラ５４８は連続的に適合
し、受信信号ｒｓ（ｔ）内の低レベルエコーばかりでな
く、エコーキャンセラ５４５により導入された全てのエ
ラーも除去する。実際、エコーキャンセラ５４５は粗雑
なエコー除去を行い、エコーキャンセラ５４８は微細な
エコー除去を行う。
【００６４】本発明の概念は他の用途についても応用可
能である。例えば、図５に示されるように、図１のイコ
ライザの代わりにイコライザ５６０を使用する。イコラ
イザ５６０の構成はエコーキャンセラ５４０の構成と大
体同じである。但し、第２の入力信号はゼロにセットさ
れる。イコライザ５６０はフィルタ５６５および５６
８、コントロール素子５６７、乗算器５６９および加算
器５６６からなる。フィルタ５６５および５６８は前記
のようなＦＩＲデジタルフィルタであり、遠エコー信号
を含まない信号ｒｓ´´（ｔ）に対して並列に動作す
る。
能である。例えば、図５に示されるように、図１のイコ
ライザの代わりにイコライザ５６０を使用する。イコラ
イザ５６０の構成はエコーキャンセラ５４０の構成と大
体同じである。但し、第２の入力信号はゼロにセットさ
れる。イコライザ５６０はフィルタ５６５および５６
８、コントロール素子５６７、乗算器５６９および加算
器５６６からなる。フィルタ５６５および５６８は前記
のようなＦＩＲデジタルフィルタであり、遠エコー信号
を含まない信号ｒｓ´´（ｔ）に対して並列に動作す
る。
【００６５】フィルタ５６５の出力はリード線１３によ
り加算器５６６に入力される。フィルタ５４８の出力は
乗算器５６９でα倍される。得られた積をリード線２１
により加算器５６６に送出する。加算器５６６はリード
線１３および２１から入力された信号を合計し、記号列
｛ｂ´n ｝をリード線３４によりスライサ１７０に入力
する。フィルタ５６５および５６８は入力信号ｒｓ´´
（ｔ）の等化を行うために使用されているので、前記の
エラー信号ｅｑn （ｔ）はリード線３８によりコントロ
ール素子５６７に入力され、次いで、リード線１７およ
び１９によりフィルタ５６５および５６８の係数をそれ
ぞれ調整する。
り加算器５６６に入力される。フィルタ５４８の出力は
乗算器５６９でα倍される。得られた積をリード線２１
により加算器５６６に送出する。加算器５６６はリード
線１３および２１から入力された信号を合計し、記号列
｛ｂ´n ｝をリード線３４によりスライサ１７０に入力
する。フィルタ５６５および５６８は入力信号ｒｓ´´
（ｔ）の等化を行うために使用されているので、前記の
エラー信号ｅｑn （ｔ）はリード線３８によりコントロ
ール素子５６７に入力され、次いで、リード線１７およ
び１９によりフィルタ５６５および５６８の係数をそれ
ぞれ調整する。
【００６６】フィルタ５６５および５６８に関する各係
数の更新は図３のエコーキャンセラ５４５および５４８
について既に述べたものと同様である。例えば、初期設
定期間中はβ2 ≒０などである。初期設定期間中、伝送
された調整列が既知なので、加算器１６５に対する入力
は、スライサ１７０の出力と反対に、固定基準信号であ
ることもできる。
数の更新は図３のエコーキャンセラ５４５および５４８
について既に述べたものと同様である。例えば、初期設
定期間中はβ2 ≒０などである。初期設定期間中、伝送
された調整列が既知なので、加算器１６５に対する入力
は、スライサ１７０の出力と反対に、固定基準信号であ
ることもできる。
【００６７】前記に説明した実施例あるいは具体例の他
に、本発明に対して様々な変更を為すことができる。例
えば、２個のフィルタの動作のオーバーラップモードは
“ゴースト除去”回路にも応用できる。すなわち、実質
的に“マルチパスイコライザ”であり、受信機内の受信
信号から複数の画像を除去するのに使用されるフィルタ
に応用できる。
に、本発明に対して様々な変更を為すことができる。例
えば、２個のフィルタの動作のオーバーラップモードは
“ゴースト除去”回路にも応用できる。すなわち、実質
的に“マルチパスイコライザ”であり、受信機内の受信
信号から複数の画像を除去するのに使用されるフィルタ
に応用できる。
【００６８】複数画像または“ゴースト”は伝送信号の
反射により生じる。このような場合、出力信号をマルチ
パスイコライザにより帰還させる。このマルチパスイコ
ライザはオーバーラップモード動作を行うように形成さ
れた２個のデジタルＦＩＲフィルタからなる。マルチパ
スイコライザの出力を入力信号を再結合させ、出力信号
を発生する。このタイプのイコライザの場合、係数は一
般的に、入力信号の等化中は変更されない。すなわち、
β1 およびβ2 は両方ともゼロである。係数値の変更は
オフラインで行われる。
反射により生じる。このような場合、出力信号をマルチ
パスイコライザにより帰還させる。このマルチパスイコ
ライザはオーバーラップモード動作を行うように形成さ
れた２個のデジタルＦＩＲフィルタからなる。マルチパ
スイコライザの出力を入力信号を再結合させ、出力信号
を発生する。このタイプのイコライザの場合、係数は一
般的に、入力信号の等化中は変更されない。すなわち、
β1 およびβ2 は両方ともゼロである。係数値の変更は
オフラインで行われる。
【００６９】オーバーラップモード動作は受信信号内に
存在する遠エコーを除去するためにも同様に使用でき
る。
存在する遠エコーを除去するためにも同様に使用でき
る。
【００７０】また、係数間の別の関係は次の数式で示す
こともできる。
こともできる。
【００７１】
【数１５】
【００７２】（但し、前記式中、γ＞１である）これは
粗雑フィルタがγ倍された実施例で得られる。
粗雑フィルタがγ倍された実施例で得られる。
【００７３】
【発明の効果】以上説明したように、新規なデータサー
ビスを提供するためにデータ速度が増大すれば、多数の
乗算を行うのに利用できる時間量は減少する。このた
め、既存のデジタルアダプティブフィルタは、所定のダ
イナミックレンジにおける短いサンプリング周期内で必
要な濾波動作を行うために設計し直さなければならな
い。しかし、全ての再設計は、異なる一層速い技術への
転換またはフィルタのアーキテクチャー再設計を必要と
するので、追加の設計および履行コストを伴う。同様
に、一層高度な正確性求められるにつれて、一層大きな
ダイナミックレンジが必要になる。その結果、同じサン
プリング周期内で一層多くの乗算が必要になるので、集
積回路の複雑性が高まる。
ビスを提供するためにデータ速度が増大すれば、多数の
乗算を行うのに利用できる時間量は減少する。このた
め、既存のデジタルアダプティブフィルタは、所定のダ
イナミックレンジにおける短いサンプリング周期内で必
要な濾波動作を行うために設計し直さなければならな
い。しかし、全ての再設計は、異なる一層速い技術への
転換またはフィルタのアーキテクチャー再設計を必要と
するので、追加の設計および履行コストを伴う。同様
に、一層高度な正確性求められるにつれて、一層大きな
ダイナミックレンジが必要になる。その結果、同じサン
プリング周期内で一層多くの乗算が必要になるので、集
積回路の複雑性が高まる。
【００００】これに対し、本発明によれば、２個の低分
解能フィルタをオーバーラップモードで使用することに
より、高分解能フィルタの再設計を避けることができ
る。このオーバーラップモード動作では、第１のデジタ
ルフィルタは高レベル入力信号を処理し、第２のデジタ
ルフィルタは低レベル入力信号と第１のデジタルフィル
タの全てのエラーを除去する。その結果、オーバーラッ
プモード動作は多数の乗算を低分解能で行うことを可能
にする。従って、濾波動作の完了までに要する時間が著
しく短縮される。濾波動作の完了までに要する時間が短
いので、所定のダイナミックレンジにおける高データ速
度をサポートすることができるばかりか、ダイナミック
レンジそのものを高めることもできる。
解能フィルタをオーバーラップモードで使用することに
より、高分解能フィルタの再設計を避けることができ
る。このオーバーラップモード動作では、第１のデジタ
ルフィルタは高レベル入力信号を処理し、第２のデジタ
ルフィルタは低レベル入力信号と第１のデジタルフィル
タの全てのエラーを除去する。その結果、オーバーラッ
プモード動作は多数の乗算を低分解能で行うことを可能
にする。従って、濾波動作の完了までに要する時間が著
しく短縮される。濾波動作の完了までに要する時間が短
いので、所定のダイナミックレンジにおける高データ速
度をサポートすることができるばかりか、ダイナミック
レンジそのものを高めることもできる。
【図１】従来のモデム構造のブロック図である。
【図２】本発明による広ダイナミックレンジの実現を例
証するブロック図である。
証するブロック図である。
【図３】本発明の原理を使用するモデム構造のブロック
図である。
図である。
【図４】図３のモデム構造で使用されるフィルタ係数を
適合させる方法を例証する流れ図である。
適合させる方法を例証する流れ図である。
【図５】本発明の原理を使用する別のモデム構造のブロ
ック図である。
ック図である。
９０ ２４ビットレジスタ ９１，９２ レジスタ １００ モデム １２５ ローパスフィルタ １３０ バンドパスフィルタ １４６，１５６，１６５，５４６，５６６ 加算器 ４１０ チャネル ５４９，５６９ 乗算器
Claims (9)
- 【請求項１】 第１の信号に応答する第１のアダプティ
ブフィルタ；前記第１の信号に応答する第２のアダプテ
ィブフィルタ；前記第１のアダプティブフィルタの出力
信号および前記第２のアダプティブフィルタの出力信号
に応答して、前記第１のアダプティブフィルタの出力信
号と前記第２のアダプティブフィルタの出力信号の予め
選択されたゼロよりも大きな量との組合せに対応する出
力信号を発生する手段；および、 前記出力信号に応答して、前記第１のアダプティブフィ
ルタおよび前記第２のアダプティブフィルタの特性をコ
ントロールする手段；からなるフィルタ構造体 - 【請求項２】 前記コントロール手段は、調整期間中の
み前記第１のフィルタの特性に影響を及ぼす請求項１の
構造体。 - 【請求項３】 前記コントロール手段は、調整期間中の
み前記第１のアダプティブフィルタの特性に影響を及ぼ
し、この調整期間中、前記第２のフィルタの特性は影響
を受けず、前記調整期間以外の期間においては、前記第
１のフィルタの特性は未変化のままであるが、前記第２
のアダプティブフィルタの特性は前記出力信号により改
変される請求項１の構造体。 - 【請求項４】 前記出力信号は、前記第１の信号を発生
する請求項１の構造体。 - 【請求項５】 前記出力信号発生手段は、第２の入力信
号にも応答し、その結果、出力信号は、前記第１のアダ
プティブフィルタの出力信号と前記第２のアダプティブ
フィルタの出力信号の予め選択された量との前記組合せ
よりも小さい第２の入力信号から発生される請求項１の
構造体。 - 【請求項６】 前記コントロール手段は、前記出力信号
に応答するスライサ、および前記出力信号から前記スラ
イサの出力信号を引き算し、これにより、前記第１のア
ダプティブフィルタおよび前記第２のアダプティブフィ
ルタの特性をコントロールする信号を発生する手段から
なる請求項５の構造体。 - 【請求項７】 第１のフィルタで第１の入力信号を濾波
して第１の出力信号を発生する工程；第２のフィルタで
第１の入力信号を濾波して第２の出力信号を発生する工
程；および、 第１の出力信号と第２の出力信号を結合し、濾波出力信
号を発生する工程；からなり、 第１のフィルタの特性は調整期間中に決定され、そし
て、第２のフィルタ特性は調整期間後に決定される；こ
とを特徴とする第１の入力信号の濾波方法。 - 【請求項８】 結合工程は、濾波出力信号と第２の入力
信号とを結合し、出力信号を発生する工程を含む請求項
７の方法。 - 【請求項９】 濾波出力信号と第２の入力信号とを結合
する工程は、第２の入力信号から濾波出力信号を引き算
し、出力信号を発生することからなる請求項７の方法。
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