JPH11340877A - 適応型ｄｃ補償 - Google Patents
適応型ｄｃ補償Info
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- JPH11340877A JPH11340877A JP11009262A JP926299A JPH11340877A JP H11340877 A JPH11340877 A JP H11340877A JP 11009262 A JP11009262 A JP 11009262A JP 926299 A JP926299 A JP 926299A JP H11340877 A JPH11340877 A JP H11340877A
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
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- H04L25/063—Setting decision thresholds using feedback techniques only
- H04L25/064—Subtraction of the threshold from the signal, which is then compared to a supplementary fixed threshold
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ベースラインのふらつきを補償することの可
能な方法及び装置を提供する。 【解決手段】 本発明によれば、受取った信号の各サン
プルにおけるシフトを予測するためにマルチタップフィ
ルタを使用して、受信機がＤＣ又はベースラインのふら
つきを補償する。該マルチタップフィルタは受信機の動
作期間中にアップデートされる係数を介して適応する。
各予測に対し、マルチタップフィルタのフィルタ係数は
前の予測におけるエラーに従って変化し、従って変化さ
れた係数は先行するサンプルに対するベースラインシフ
トのよりよい予測を与える。変化されたフィルタ係数
は、通常、より良好な将来の予測を与える。
能な方法及び装置を提供する。 【解決手段】 本発明によれば、受取った信号の各サン
プルにおけるシフトを予測するためにマルチタップフィ
ルタを使用して、受信機がＤＣ又はベースラインのふら
つきを補償する。該マルチタップフィルタは受信機の動
作期間中にアップデートされる係数を介して適応する。
各予測に対し、マルチタップフィルタのフィルタ係数は
前の予測におけるエラーに従って変化し、従って変化さ
れた係数は先行するサンプルに対するベースラインシフ
トのよりよい予測を与える。変化されたフィルタ係数
は、通常、より良好な将来の予測を与える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は通信において使用さ
れる信号のような信号におけるベースラインのふらつき
及び記号間干渉の影響を減少させた方法及び装置に関す
るものである。
れる信号のような信号におけるベースラインのふらつき
及び記号間干渉の影響を減少させた方法及び装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】データを送信するためにパルスコード変
調（ＰＣＭ）を使用するモデム又はその他の送信機は、
一連の記号を表わす一連のパルスからなる信号を発生す
る。各パルスは、対応する記号に対する値を表わす振幅
を有している。レシーバ即ち受信機が、ベースライン電
圧と相対的にパルスの振幅を測定することによって記号
値を決定する。しかしながら、パルスがＤＣ又は低周波
数信号成分をブロックするか又は減衰させるチャンネル
を介して送られる場合には、各パルスのレベルはそのパ
ルスの期間中においてゼロへ向かって低下する。この様
な低下は次のパルスのレベルに影響を与える。特に、次
のパルスが先行するパルスと極性が反対である場合に
は、次のパルスの受取られた振幅は一層大きく、且つ次
のパルスが先行するパルスと同一の極性である場合に
は、次のパルスの振幅は一層小さい。この記号間干渉
は、パルス振幅の正確な決定を行うためのベースライン
を変化させ且つベースラインのふらつきとして一般的に
呼ばれている。多くの標準的な通信信号に対して共通の
その他の変調プロトコルを使用する信号においても同様
のベースラインのふらつきが発生する。ベースラインの
ふらつきは、受信機をして受信した信号の一部に関連す
る記号値を不正確に識別させる場合がある。
調（ＰＣＭ）を使用するモデム又はその他の送信機は、
一連の記号を表わす一連のパルスからなる信号を発生す
る。各パルスは、対応する記号に対する値を表わす振幅
を有している。レシーバ即ち受信機が、ベースライン電
圧と相対的にパルスの振幅を測定することによって記号
値を決定する。しかしながら、パルスがＤＣ又は低周波
数信号成分をブロックするか又は減衰させるチャンネル
を介して送られる場合には、各パルスのレベルはそのパ
ルスの期間中においてゼロへ向かって低下する。この様
な低下は次のパルスのレベルに影響を与える。特に、次
のパルスが先行するパルスと極性が反対である場合に
は、次のパルスの受取られた振幅は一層大きく、且つ次
のパルスが先行するパルスと同一の極性である場合に
は、次のパルスの振幅は一層小さい。この記号間干渉
は、パルス振幅の正確な決定を行うためのベースライン
を変化させ且つベースラインのふらつきとして一般的に
呼ばれている。多くの標準的な通信信号に対して共通の
その他の変調プロトコルを使用する信号においても同様
のベースラインのふらつきが発生する。ベースラインの
ふらつきは、受信機をして受信した信号の一部に関連す
る記号値を不正確に識別させる場合がある。
【０００３】送信機は送信された信号における低周波数
成分を減少させるか又は回避することによってベースラ
インのふらつきを減少させることが可能である。しかし
ながら、低周波数成分を回避することは、情報を送信す
るために使用可能な帯域幅を減少させることとなる。一
方、レシーバ即ち受信機は、「同軸通信用の実験的２８
０Ｍｂ／ｓデジタルリピータにおける量子化フィードバ
ック（Ｑｕａｎｔｉｚｅｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ ｉｎ
ａｎ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ２８０−Ｍｂ／ｓ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒｅｐｅａｔｅｒ ｆｏｒ Ｃｏａｘ
ｉｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）」、Ｆ．Ｄ． Ｗａ
ｌｄｈａｕｅｒ著、ＩＥＥＥ・トランズアクションズ・
コミュニケーションズ、Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２２、Ｎｏ．
１、１９７４年１月、１−５頁に記載されているものと
同様のフィードバックメカニズムを使用してベースライ
ンのふらつきを補償することが可能である。これらのフ
ィードバックメカニズムは、送信チャンネルの特性に対
し特定のモデルを仮定し且つチャンネルの実際の性能に
対して調節する能力をほとんど又は全く有するものでは
ない。従って、ベースラインのふらつきを取扱うことの
可能な改良したシステムが必要とされている。
成分を減少させるか又は回避することによってベースラ
インのふらつきを減少させることが可能である。しかし
ながら、低周波数成分を回避することは、情報を送信す
るために使用可能な帯域幅を減少させることとなる。一
方、レシーバ即ち受信機は、「同軸通信用の実験的２８
０Ｍｂ／ｓデジタルリピータにおける量子化フィードバ
ック（Ｑｕａｎｔｉｚｅｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ ｉｎ
ａｎ Ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ ２８０−Ｍｂ／ｓ
Ｄｉｇｉｔａｌ Ｒｅｐｅａｔｅｒ ｆｏｒ Ｃｏａｘ
ｉｌ Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）」、Ｆ．Ｄ． Ｗａ
ｌｄｈａｕｅｒ著、ＩＥＥＥ・トランズアクションズ・
コミュニケーションズ、Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２２、Ｎｏ．
１、１９７４年１月、１−５頁に記載されているものと
同様のフィードバックメカニズムを使用してベースライ
ンのふらつきを補償することが可能である。これらのフ
ィードバックメカニズムは、送信チャンネルの特性に対
し特定のモデルを仮定し且つチャンネルの実際の性能に
対して調節する能力をほとんど又は全く有するものでは
ない。従って、ベースラインのふらつきを取扱うことの
可能な改良したシステムが必要とされている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、以上の点に
鑑みなされたものであって、上述した如き従来技術の欠
点を解消し、信号におけるベースラインのふらつきを補
償することの可能な方法及び装置を提供することを目的
とする。
鑑みなされたものであって、上述した如き従来技術の欠
点を解消し、信号におけるベースラインのふらつきを補
償することの可能な方法及び装置を提供することを目的
とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、レシー
バ即ち受信機が、受取った信号の各サンプルにおけるベ
ースラインのシフトの量を予測するためにマルチタップ
（ｍｕｌｔｉ−ｔａｐ）フィルタを使用してベースライ
ンのふらつきを補償する。マルチタップフィルタは受信
機の動作期間中にアップデートされる係数を介して適応
性を有している。一般的に、該係数は補償した信号から
抽出された値と信号のプロトコルに従って信号に対して
許容された記号値との間の差を最小とする値へ集束す
る。
バ即ち受信機が、受取った信号の各サンプルにおけるベ
ースラインのシフトの量を予測するためにマルチタップ
（ｍｕｌｔｉ−ｔａｐ）フィルタを使用してベースライ
ンのふらつきを補償する。マルチタップフィルタは受信
機の動作期間中にアップデートされる係数を介して適応
性を有している。一般的に、該係数は補償した信号から
抽出された値と信号のプロトコルに従って信号に対して
許容された記号値との間の差を最小とする値へ集束す
る。
【０００６】ベースラインシフトを補償する一つの特定
のシステムは、補正したサンプルを発生するために予測
したベースラインシフトを補正していないサンプルへ加
算する加算器を有している。次いで、スライサが補正し
たサンプルから抽出した値を送信した信号の信号プロト
コルに従って該記号に対して許容された値と比較する。
抽出された値と最も近い許容された値との間の差は予測
におけるエラー、即ち、等価的には、予測が補正し得な
かったシフトの量を表わす。マルチタップ有限インパル
ス応答（ＦＩＲ）フィルタ及び積分器は、予測したシフ
トにおける前のエラーと先行する予測したベースライン
シフトに基づいて次のサンプルに対するベースラインシ
フトを予測する。更に、各予測に対して、先行する予測
におけるエラーに従ってマルチタップＦＩＲフィルタの
フィルタ係数を変化させることが可能であり、従って該
変化した係数は先行するサンプルに対するベースシフト
のよりよい予測を与えるものである。該変化されたフィ
ルタ係数は、通常、よりよい将来の予測を与える。チャ
ンネルの特性が一定である場合には、フィルタ係数はそ
のチャンネルに対して適応される値へ集束する傾向があ
る。チャンネルが変化する場合には、フィルタ係数はそ
の変化に対して適応する。マルチタップフィルタにおけ
るタップ数は、信号条件付けのために使用可能な計算能
力と受取った信号における記号間干渉の所望の補正に従
って選択される。
のシステムは、補正したサンプルを発生するために予測
したベースラインシフトを補正していないサンプルへ加
算する加算器を有している。次いで、スライサが補正し
たサンプルから抽出した値を送信した信号の信号プロト
コルに従って該記号に対して許容された値と比較する。
抽出された値と最も近い許容された値との間の差は予測
におけるエラー、即ち、等価的には、予測が補正し得な
かったシフトの量を表わす。マルチタップ有限インパル
ス応答（ＦＩＲ）フィルタ及び積分器は、予測したシフ
トにおける前のエラーと先行する予測したベースライン
シフトに基づいて次のサンプルに対するベースラインシ
フトを予測する。更に、各予測に対して、先行する予測
におけるエラーに従ってマルチタップＦＩＲフィルタの
フィルタ係数を変化させることが可能であり、従って該
変化した係数は先行するサンプルに対するベースシフト
のよりよい予測を与えるものである。該変化されたフィ
ルタ係数は、通常、よりよい将来の予測を与える。チャ
ンネルの特性が一定である場合には、フィルタ係数はそ
のチャンネルに対して適応される値へ集束する傾向があ
る。チャンネルが変化する場合には、フィルタ係数はそ
の変化に対して適応する。マルチタップフィルタにおけ
るタップ数は、信号条件付けのために使用可能な計算能
力と受取った信号における記号間干渉の所望の補正に従
って選択される。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明の一実施例によれば、受取
った信号のベースラインにおけるシフトを予測する場合
に、レシーバ即ち受信機が適応型マルチタップフィルタ
を使用する。次いで、その予測されたシフトを該受取っ
た信号へ加算して、受取った信号におけるベースライン
即ちＤＣふらつきを補償する。
った信号のベースラインにおけるシフトを予測する場合
に、レシーバ即ち受信機が適応型マルチタップフィルタ
を使用する。次いで、その予測されたシフトを該受取っ
た信号へ加算して、受取った信号におけるベースライン
即ちＤＣふらつきを補償する。
【０００８】図１は通信システムの一部を示しており、
その場合に、送信機１１０がチャンネル１２０を介して
受信機１３０へデータを送る。図示例においては、送信
機１１０はモデムの一部であり且つエンコーダ１１２
と、フィルタ１１４と、変換器１１６とを有しており、
それらは、一体となって、送信アナログ信号ＡＴｘを発
生する。動作について説明すると、エンコーダ１１２は
送信すべきデータを受取り且つそのデータをモデムプロ
トコルによって画定される記号からなる座標内へマッピ
ングする。各記号座標は変調方法が該記号座標に対して
定義する対応する独特の関数を有している。例えば、パ
ルス振幅変調（ＰＡＭ）信号の場合には、各記号値は単
一の座標及び独特の一定値を有する関数を有している。
フィルタ１１４は記号（即ちボー）レートでマッパー
（ｍａｐｐｅｒ）１１２から記号座標を受取り且つ該座
標をサンプリングして変換器１１６のサンプリング周波
数においてシリーズ即ち級数を形成する。フィルタ１１
４も、受信機１３０における最適な受信のためにチャン
ネル１２０の特性に従って該シリーズ（級数）を形成す
る。変換器１１６はフィルタ１１４からの該シリーズ即
ち級数における座標と関連している関数を逐次的にサン
プリングし且つ該サンプルに従ってアナログ信号ＡＴｘ
を発生する。変換器１１６のサンプリング周波数は、典
型的に、エンコーダ１１２からの出力記号レートよりも
一層高く、従って変換器１１６は各記号に対し複数回一
つ又はそれ以上の関数をサンプリングする。
その場合に、送信機１１０がチャンネル１２０を介して
受信機１３０へデータを送る。図示例においては、送信
機１１０はモデムの一部であり且つエンコーダ１１２
と、フィルタ１１４と、変換器１１６とを有しており、
それらは、一体となって、送信アナログ信号ＡＴｘを発
生する。動作について説明すると、エンコーダ１１２は
送信すべきデータを受取り且つそのデータをモデムプロ
トコルによって画定される記号からなる座標内へマッピ
ングする。各記号座標は変調方法が該記号座標に対して
定義する対応する独特の関数を有している。例えば、パ
ルス振幅変調（ＰＡＭ）信号の場合には、各記号値は単
一の座標及び独特の一定値を有する関数を有している。
フィルタ１１４は記号（即ちボー）レートでマッパー
（ｍａｐｐｅｒ）１１２から記号座標を受取り且つ該座
標をサンプリングして変換器１１６のサンプリング周波
数においてシリーズ即ち級数を形成する。フィルタ１１
４も、受信機１３０における最適な受信のためにチャン
ネル１２０の特性に従って該シリーズ（級数）を形成す
る。変換器１１６はフィルタ１１４からの該シリーズ即
ち級数における座標と関連している関数を逐次的にサン
プリングし且つ該サンプルに従ってアナログ信号ＡＴｘ
を発生する。変換器１１６のサンプリング周波数は、典
型的に、エンコーダ１１２からの出力記号レートよりも
一層高く、従って変換器１１６は各記号に対し複数回一
つ又はそれ以上の関数をサンプリングする。
【０００９】チャンネル１２０がＡＣ結合又はそうでな
い場合には送信された信号のＤＣ及び低周波数成分を強
く減衰させる結合を介して送信機１１０を受信機１３０
へ接続させる。モデム通信の場合には、チャンネル１２
０は従来の電話線を有している。この様なチャンネルは
信号ＡＴｘのＤＣ又は低周波数成分を阻止するか又は減
衰させ、従って受信機１３０は送信信号ＡＴｘとは異な
ったアナログ信号ＡＲｘを受取る。チャンネル１２０
は、更に、送信信号ＡＴｘを変化させるその他の不完全
性を有する場合がある。
い場合には送信された信号のＤＣ及び低周波数成分を強
く減衰させる結合を介して送信機１１０を受信機１３０
へ接続させる。モデム通信の場合には、チャンネル１２
０は従来の電話線を有している。この様なチャンネルは
信号ＡＴｘのＤＣ又は低周波数成分を阻止するか又は減
衰させ、従って受信機１３０は送信信号ＡＴｘとは異な
ったアナログ信号ＡＲｘを受取る。チャンネル１２０
は、更に、送信信号ＡＴｘを変化させるその他の不完全
性を有する場合がある。
【００１０】別のモデムの一部である受信機１３０は、
変換器１３２、フィルタ１３４、等化器１３６、適応型
ＤＣ補償器１３８、スライサ１３９を有している。変換
器１３２、フィルタ１３４、等化器１３６は初期的な信
号条件付けを行う。特に、変換器１３２はアナログ信号
ＡＲｘを一連のデジタルサンプルＲｘ（ｎ）へ変換し、
尚ｎは時間インデックスである。サンプルＲｘ（ｎ）は
信号ＡＲｘの直接的なサンプリングから、又は直接的に
とったサンプルの間の補間から得ることが可能である。
フィルタ１３４はデジタルバンドパスフィルタであっ
て、それは送信周波数においてのエネルギを最大とさせ
且つチャンネル１２０又は変換器１３２のアーチファク
ト即ち人工的な効果である場合がある高周波数成分を除
去する。等化器１３６はチャンネル障害に起因する送信
信号ＡＴｘに対する変動を補償する。その結果、等化器
１３６は低周波数成分の減衰及びベースラインのふらつ
きを少なくとも部分的に補償する。等化器１３６からの
各サンプルＲｘ′（ｎ）は送信信号ＡＴｘのサンプルＴ
ｘ（ｎ）−何らかのベースラインシフトＳ（ｎ）に等し
い。補償器１３８は予測シフトＳ′（ｎ）を関連するサ
ンプルＲｘ′（ｎ）へ加算して実際のシフトＳ（ｎ）に
対する補償を行う。
変換器１３２、フィルタ１３４、等化器１３６、適応型
ＤＣ補償器１３８、スライサ１３９を有している。変換
器１３２、フィルタ１３４、等化器１３６は初期的な信
号条件付けを行う。特に、変換器１３２はアナログ信号
ＡＲｘを一連のデジタルサンプルＲｘ（ｎ）へ変換し、
尚ｎは時間インデックスである。サンプルＲｘ（ｎ）は
信号ＡＲｘの直接的なサンプリングから、又は直接的に
とったサンプルの間の補間から得ることが可能である。
フィルタ１３４はデジタルバンドパスフィルタであっ
て、それは送信周波数においてのエネルギを最大とさせ
且つチャンネル１２０又は変換器１３２のアーチファク
ト即ち人工的な効果である場合がある高周波数成分を除
去する。等化器１３６はチャンネル障害に起因する送信
信号ＡＴｘに対する変動を補償する。その結果、等化器
１３６は低周波数成分の減衰及びベースラインのふらつ
きを少なくとも部分的に補償する。等化器１３６からの
各サンプルＲｘ′（ｎ）は送信信号ＡＴｘのサンプルＴ
ｘ（ｎ）−何らかのベースラインシフトＳ（ｎ）に等し
い。補償器１３８は予測シフトＳ′（ｎ）を関連するサ
ンプルＲｘ′（ｎ）へ加算して実際のシフトＳ（ｎ）に
対する補償を行う。
【００１１】本発明の例示的な実施例においては、送信
機１１０及び受信機１２０がＶ．ＰＣＭプロトコルに従
った信号処理を行うパルス振幅変調（ＰＡＭ）を実現す
る。Ｖ．ＰＣＭプロトコルは２０８個の記号を定義し、
各記号はベースラインと相対的な固定電圧レベルに対応
している。記号レートは、４０００ボー／秒であり、従
って約９６００Ｈｚのサンプリングレートが変換器１１
６に対して充分なものである。変換器１３２は信号ＡＲ
ｘを約１６ｋＨｚの周波数に対してアップサンプル（ｕ
ｐｓａｍｐｌｅ）し、各記号に対し複数個のサンプルＲ
ｘ（ｎ）を与える。
機１１０及び受信機１２０がＶ．ＰＣＭプロトコルに従
った信号処理を行うパルス振幅変調（ＰＡＭ）を実現す
る。Ｖ．ＰＣＭプロトコルは２０８個の記号を定義し、
各記号はベースラインと相対的な固定電圧レベルに対応
している。記号レートは、４０００ボー／秒であり、従
って約９６００Ｈｚのサンプリングレートが変換器１１
６に対して充分なものである。変換器１３２は信号ＡＲ
ｘを約１６ｋＨｚの周波数に対してアップサンプル（ｕ
ｐｓａｍｐｌｅ）し、各記号に対し複数個のサンプルＲ
ｘ（ｎ）を与える。
【００１２】図２はＰＡＭ信号におけるベースラインシ
フトを補償するのに適した補償器１３８の例示的な実施
例を示している。補償ユニット１３８はスライサ１３９
へ接続しており且つ適応型ＦＩＲ（有限インパルス応
答）フィルタ２４０及び積分器２５０を有しており、そ
れらは加算器２１０及び２３０へ接続している。動作に
ついて説明すると、加算器２１０が予測シフトＳ′
（ｎ）を関連するサンプルＲｘ′（ｎ）へ加算して補正
レベルＴｘ′（ｎ）を発生する。サンプルＲｘ′（ｎ）
及び補正レベルＴｘ′（ｎ）に対する可能な離散値の数
がＰＡＭプロトコルによって許容される記号値の数を超
える。例えば、レベルＴｘ′（ｎ）は２０８個の許容さ
れた記号レベルを持ったプロトコルに対する１６ビット
値とすることが可能である。スライサ１３９が補正レベ
ルＴｘ′（ｎ）を記号レベルＴｘ（ｎ）へ変換し、それ
は該プロトコルに適合する２０８個のレベルのうちの一
つである。記号レベルＴｘ（ｎ）とサンプルＲｘ′
（ｎ）との間の差は実際のベースラインシフトＳ（ｎ）
である。予測シフトＳ′（ｎ）が正確に実際のシフトＳ
（ｎ）と等しい場合には、補正レベルＴｘ′（ｎ）は対
応する記号レベルＴｘ（ｎ）と等しい。加算器２３０が
関連するレベルＴｘ（ｎ）とＴｘ′（ｎ）との間の差を
決定し、それは補正されていないベースラインシフト即
ち等価的には予測シフトＳ′（ｎ）におけるエラーの量
△Ｓ（ｎ）を表わす。
フトを補償するのに適した補償器１３８の例示的な実施
例を示している。補償ユニット１３８はスライサ１３９
へ接続しており且つ適応型ＦＩＲ（有限インパルス応
答）フィルタ２４０及び積分器２５０を有しており、そ
れらは加算器２１０及び２３０へ接続している。動作に
ついて説明すると、加算器２１０が予測シフトＳ′
（ｎ）を関連するサンプルＲｘ′（ｎ）へ加算して補正
レベルＴｘ′（ｎ）を発生する。サンプルＲｘ′（ｎ）
及び補正レベルＴｘ′（ｎ）に対する可能な離散値の数
がＰＡＭプロトコルによって許容される記号値の数を超
える。例えば、レベルＴｘ′（ｎ）は２０８個の許容さ
れた記号レベルを持ったプロトコルに対する１６ビット
値とすることが可能である。スライサ１３９が補正レベ
ルＴｘ′（ｎ）を記号レベルＴｘ（ｎ）へ変換し、それ
は該プロトコルに適合する２０８個のレベルのうちの一
つである。記号レベルＴｘ（ｎ）とサンプルＲｘ′
（ｎ）との間の差は実際のベースラインシフトＳ（ｎ）
である。予測シフトＳ′（ｎ）が正確に実際のシフトＳ
（ｎ）と等しい場合には、補正レベルＴｘ′（ｎ）は対
応する記号レベルＴｘ（ｎ）と等しい。加算器２３０が
関連するレベルＴｘ（ｎ）とＴｘ′（ｎ）との間の差を
決定し、それは補正されていないベースラインシフト即
ち等価的には予測シフトＳ′（ｎ）におけるエラーの量
△Ｓ（ｎ）を表わす。
【００１３】適応型ＦＩＲフィルタ２４０及び積分器２
５０が一体となって前の予測Ｓ′（ｎ−１），Ｓ′（ｎ
−２），．．．及び補正されていないシフト△Ｓ（ｎ−
１），△Ｓ（ｎ−２），．．．から予測シフトＳ′
（ｎ）を決定する。特に、適応型フィルタ２４０は、過
去の補正されていないシフト△Ｓ（ｎ−１）乃至△Ｓ
（ｎ−Ｎ）に関して処理を行うＮタップフィルタを使用
して被積分関数Ｉ（ｎ）を発生し、且つ積分器２５０は
被積分関数Ｉ（ｎ）及び前の予測Ｓ′（ｎ−１），Ｓ′
（ｎ−２），．．．のうちの一つ又はそれ以上から予測
シフトＳ′（ｎ）を発生する。式１はＦＩＲフィルタ２
４０のＮタップフィルタ処理を示している。
５０が一体となって前の予測Ｓ′（ｎ−１），Ｓ′（ｎ
−２），．．．及び補正されていないシフト△Ｓ（ｎ−
１），△Ｓ（ｎ−２），．．．から予測シフトＳ′
（ｎ）を決定する。特に、適応型フィルタ２４０は、過
去の補正されていないシフト△Ｓ（ｎ−１）乃至△Ｓ
（ｎ−Ｎ）に関して処理を行うＮタップフィルタを使用
して被積分関数Ｉ（ｎ）を発生し、且つ積分器２５０は
被積分関数Ｉ（ｎ）及び前の予測Ｓ′（ｎ−１），Ｓ′
（ｎ−２），．．．のうちの一つ又はそれ以上から予測
シフトＳ′（ｎ）を発生する。式１はＦＩＲフィルタ２
４０のＮタップフィルタ処理を示している。
【００１４】式１：
【００１５】
【数１】
【００１６】上の式１において、ｉはタップインデック
スであって、それは１乃至Ｎの範囲に亘り、且つｃ
i（ｎ）はタップインデックスｉ及び時間インデックス
ｎに対応するフィルタ係数である。
スであって、それは１乃至Ｎの範囲に亘り、且つｃ
i（ｎ）はタップインデックスｉ及び時間インデックス
ｎに対応するフィルタ係数である。
【００１７】積分器２５０は、例えば、式２に示したよ
うに、Ｍ個の前に予測したシフトＳ′（ｎ−
１），．．．，Ｓ′（ｎ−Ｍ）とフィルタ２４０からの
被積分関数Ｉ（ｎ）を結合させる。
うに、Ｍ個の前に予測したシフトＳ′（ｎ−
１），．．．，Ｓ′（ｎ−Ｍ）とフィルタ２４０からの
被積分関数Ｉ（ｎ）を結合させる。
【００１８】 式２： Ｓ′（ｎ）＝Ｆ（Ｓ′（ｎ−１），．．．，Ｓ′（ｎ−Ｍ））＋Ｉ（ ｎ） 式２はＭポール無限インパルス応答（ＩＩＲ）積分器に
対して適切なものである。次の式２（ａ）は式２の特別
な場合であって、その場合には、単一ポール積分器が直
前の予測Ｓ′（ｎ−１）及び被積分関数Ｉ（ｎ）から予
測シフトＳ′（ｎ）を決定する。
対して適切なものである。次の式２（ａ）は式２の特別
な場合であって、その場合には、単一ポール積分器が直
前の予測Ｓ′（ｎ−１）及び被積分関数Ｉ（ｎ）から予
測シフトＳ′（ｎ）を決定する。
【００１９】 式２（ａ）： Ｓ′（ｎ）＝αＳ′（ｎ−１）＋Ｉ（ｎ） 式２（ａ）において、αは１のオーダの定数であり、且
つ本発明の例示的実施例においては、αは０．９５であ
る。一方、任意の所望の積分を使用することが可能であ
る。加算器２１０は積分器２５０からの予測シフトＳ′
（ｎ）を補正されていないサンプルＲｘ′（ｎ）へ加算
させる。
つ本発明の例示的実施例においては、αは０．９５であ
る。一方、任意の所望の積分を使用することが可能であ
る。加算器２１０は積分器２５０からの予測シフトＳ′
（ｎ）を補正されていないサンプルＲｘ′（ｎ）へ加算
させる。
【００２０】フィルタ２４０は、予測したシフトＳ′
（ｎ）が補正することのできないベースラインシフトの
量△Ｓ（ｎ）に従ってフィルタ係数ｃi（ｎ）が変化す
るという点において適応型である。一般的に、フィルタ
２４０が適応型であるためには、係数ｃi（ｎ）が時間
と共に変化して、予測したシフトＳ′（ｎ）が実際のシ
フトＳ（ｎ）よりも小さい（又は大きい）場合に、予測
したシフトＳ′（ｎ）の大きさを増加（又は減少）させ
る。測定した補正されていないシフト△Ｓ（ｎ）に基づ
いて係数ｃi（ｎ）における変化を決定するための多様
な繰返し方法が適宜のフィードバックを与える。しかし
ながら、例示的実施例においては、係数ｃi（ｎ＋１）
は式３に従って決定される。
（ｎ）が補正することのできないベースラインシフトの
量△Ｓ（ｎ）に従ってフィルタ係数ｃi（ｎ）が変化す
るという点において適応型である。一般的に、フィルタ
２４０が適応型であるためには、係数ｃi（ｎ）が時間
と共に変化して、予測したシフトＳ′（ｎ）が実際のシ
フトＳ（ｎ）よりも小さい（又は大きい）場合に、予測
したシフトＳ′（ｎ）の大きさを増加（又は減少）させ
る。測定した補正されていないシフト△Ｓ（ｎ）に基づ
いて係数ｃi（ｎ）における変化を決定するための多様
な繰返し方法が適宜のフィードバックを与える。しかし
ながら、例示的実施例においては、係数ｃi（ｎ＋１）
は式３に従って決定される。
【００２１】 式３： ｃi（ｎ＋１）＝ｃi（ｎ）＋μ・△Ｓ（ｎ）・△Ｓ（ｎ−ｉ） 式３において、μはフィルタ係数ｃi（ｎ）がチャンネ
ルの不完全性に対して適応する速度を制御する定数であ
る。Ｓ． Ｈａｙｋｉｎ著「適応型フィルタ理論（Ａｄ
ａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ）」、プレ
ンティスホール出版社、１９８５年、は、適応性のフィ
ルタ係数について更に記載しており且つ引用によって本
明細書に取込む。スライサ１３９を介して各レベルＴ
ｘ′（ｎ）に対して、適応型フィルタ２４０の係数は変
化する。チャンネル１２０における定常状態の場合に
は、係数ｃiは最良の値に向かって集束し且つその周り
に振動する。定数μは、係数ｃiがどれ程迅速に集束す
るかを決定し且つ最良の値の周りに振動する振幅を決定
する。
ルの不完全性に対して適応する速度を制御する定数であ
る。Ｓ． Ｈａｙｋｉｎ著「適応型フィルタ理論（Ａｄ
ａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ）」、プレ
ンティスホール出版社、１９８５年、は、適応性のフィ
ルタ係数について更に記載しており且つ引用によって本
明細書に取込む。スライサ１３９を介して各レベルＴ
ｘ′（ｎ）に対して、適応型フィルタ２４０の係数は変
化する。チャンネル１２０における定常状態の場合に
は、係数ｃiは最良の値に向かって集束し且つその周り
に振動する。定数μは、係数ｃiがどれ程迅速に集束す
るかを決定し且つ最良の値の周りに振動する振幅を決定
する。
【００２２】適応型ＤＣ補償器１３８は、構成要素２４
０及び２５０の機能を実行する特別のハードウエア又は
別法としてソフトウエアで実現することが可能である。
この様なソフトウエアは、フロッピーディスク、ハード
ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、又はＤＶＤディスクなどのコ
ンピュータによって読取り可能な格納媒体又はＲＡＭ又
はＲＯＭなどのメモリ内に格納することが可能である。
従来のモデムにおけるデジタル信号プロセサ、又はホス
ト信号処理用のモデムを有するホストコンピュータの中
央プロセサは、受取った信号におけるＤＣ又はベースラ
インのふらつきを補償するソフトウエアを実行させるこ
とが可能である。以下の表１は本発明の一実施例に基づ
いて適応型ＤＣ補償を実現するマットラブ（ＭａｔＬａ
ｂ）プログラムのリスティングを示している。
０及び２５０の機能を実行する特別のハードウエア又は
別法としてソフトウエアで実現することが可能である。
この様なソフトウエアは、フロッピーディスク、ハード
ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、又はＤＶＤディスクなどのコ
ンピュータによって読取り可能な格納媒体又はＲＡＭ又
はＲＯＭなどのメモリ内に格納することが可能である。
従来のモデムにおけるデジタル信号プロセサ、又はホス
ト信号処理用のモデムを有するホストコンピュータの中
央プロセサは、受取った信号におけるＤＣ又はベースラ
インのふらつきを補償するソフトウエアを実行させるこ
とが可能である。以下の表１は本発明の一実施例に基づ
いて適応型ＤＣ補償を実現するマットラブ（ＭａｔＬａ
ｂ）プログラムのリスティングを示している。
【００２３】
【表１】
【００２４】以下の表２は、本発明の例示的実施例にお
ける異なる寸法のフィルタを使用した場合の補償ユニッ
ト１３８のシミュレーション結果を示している。
ける異なる寸法のフィルタを使用した場合の補償ユニッ
ト１３８のシミュレーション結果を示している。
【００２５】 表２：異なる寸法のフィルタに対する干渉減少タップ数 ベースラインふらつきにおける減少（ｄｂ） ０ ９ １ １７ ３ ２０．４ １０ ２１．３ ２０ ２３ 表２において、ゼロタップは、フィルタ処理がない場合
であり、その場合は積分器２５０は加算器２３０から直
接的に補正されていないシフト△Ｓ（ｎ）を受取る。１
個のタップの場合には、補正されていないシフト△Ｓ
（ｎ）がチャンネルの不完全性に対して適応すべく変化
することの可能な係数（即ち、適応型乗数）によって乗
算される。表２の場合には、データレートはＶ．ＰＣＭ
プロトコルの場合に４８キロビット／秒である。図示し
た如く、マルチタップフィルタはフィルタ処理がない場
合（即ち、ゼロタップ）又は適応型乗算器（即ち、１個
のタップ）を使用する場合と比較して、ふらつきに対す
るパワーレベルにおいて数デシベルの減少を与えてい
る。
であり、その場合は積分器２５０は加算器２３０から直
接的に補正されていないシフト△Ｓ（ｎ）を受取る。１
個のタップの場合には、補正されていないシフト△Ｓ
（ｎ）がチャンネルの不完全性に対して適応すべく変化
することの可能な係数（即ち、適応型乗数）によって乗
算される。表２の場合には、データレートはＶ．ＰＣＭ
プロトコルの場合に４８キロビット／秒である。図示し
た如く、マルチタップフィルタはフィルタ処理がない場
合（即ち、ゼロタップ）又は適応型乗算器（即ち、１個
のタップ）を使用する場合と比較して、ふらつきに対す
るパワーレベルにおいて数デシベルの減少を与えてい
る。
【００２６】Ｖ．ＰＣＭ及びその他の帯域幅制限された
信号プロトコルの場合には、ベースラインのふらつきに
おける減少は送信された信号のデータレート（即ち、記
号レート）に依存する。なぜならば、異なるデータレー
トを有する信号は異なる周波数スペクトルを有するから
である。歪み及びベースラインのふらつきは送信した信
号のＤＣ及び低周波数成分に依存する。以下の表３は
Ｖ．ＰＣＭプロトコルを使用した場合の一連の異なった
ビットレートに対する減少する記号間干渉においての３
タップ適応型フィルタの性能を示している。
信号プロトコルの場合には、ベースラインのふらつきに
おける減少は送信された信号のデータレート（即ち、記
号レート）に依存する。なぜならば、異なるデータレー
トを有する信号は異なる周波数スペクトルを有するから
である。歪み及びベースラインのふらつきは送信した信
号のＤＣ及び低周波数成分に依存する。以下の表３は
Ｖ．ＰＣＭプロトコルを使用した場合の一連の異なった
ビットレートに対する減少する記号間干渉においての３
タップ適応型フィルタの性能を示している。
【００２７】 表３：異なるビットレートにおける干渉の減少ビットレート（ｋｂｉｔ／ｓ）ベースラインのふらつきにおける減少（ｄｂ） ４０ １５ ４２ １５ ４８ ２０ ５２ ２２ ５４ ２１．５ ５６ ２１．５ より高いビットレートにおいては、記号間干渉が増加
し、そのことは補償をより重要なものとさせる。表３に
示したように、本発明に基づく適応型ＤＣ補償はより高
いビットレートにおいてベースラインのふらつきにおけ
るより大きなデシベルの減少を与えている。
し、そのことは補償をより重要なものとさせる。表３に
示したように、本発明に基づく適応型ＤＣ補償はより高
いビットレートにおいてベースラインのふらつきにおけ
るより大きなデシベルの減少を与えている。
【００２８】図３及び４は等化のみの場合と比較した場
合のＤＣのふらつきの減少において適応型ＤＣ補償が与
える改善を示している。図３において、プロット３１０
及び３２０は、テストデータストリームに対する実際の
記号レベルＴｘ（ｎ）と等化器１３６からの出力サンプ
ルＲｘ′（ｎ）との間の差によって表わされるチャンネ
ル擾乱即ち記号間干渉に対するパワースペクトルを示し
ている。プロット３１０においては、等化器１３６は送
信した信号における周波数のスペクトル（０乃至４ｋＨ
ｚ）に亘っての不完全性に対して選択された適応型１５
０タップフィルタを有している。プロット３２０は、等
化器１３６が２５０タップフィルタを有する場合の結果
を示している。両方のプロット共、従来の等化器自身で
はチャンネル擾乱の低周波数成分を除去する場合に効率
的なものではないことを示している。それと比較して、
図４は、２０タップ適応型フィルタを具備する適応型Ｄ
Ｃ補償を１５０タップ等化器（プロット４１０）又は２
５０タップ等化器（プロット４２０）と共に使用した場
合の４６ｋｂｉｔ／ｓＶ．ＰＣＭ信号における補正され
ていないシフト△Ｓのパワースペクトルを示している。
図４に示されるように、ＤＣ適応型補償の後に、補正さ
れていないエラーのパワースペクトルは、図３のプロッ
ト３１０及び３２０と比較した場合に、比較的平坦であ
り且つ小さい。
合のＤＣのふらつきの減少において適応型ＤＣ補償が与
える改善を示している。図３において、プロット３１０
及び３２０は、テストデータストリームに対する実際の
記号レベルＴｘ（ｎ）と等化器１３６からの出力サンプ
ルＲｘ′（ｎ）との間の差によって表わされるチャンネ
ル擾乱即ち記号間干渉に対するパワースペクトルを示し
ている。プロット３１０においては、等化器１３６は送
信した信号における周波数のスペクトル（０乃至４ｋＨ
ｚ）に亘っての不完全性に対して選択された適応型１５
０タップフィルタを有している。プロット３２０は、等
化器１３６が２５０タップフィルタを有する場合の結果
を示している。両方のプロット共、従来の等化器自身で
はチャンネル擾乱の低周波数成分を除去する場合に効率
的なものではないことを示している。それと比較して、
図４は、２０タップ適応型フィルタを具備する適応型Ｄ
Ｃ補償を１５０タップ等化器（プロット４１０）又は２
５０タップ等化器（プロット４２０）と共に使用した場
合の４６ｋｂｉｔ／ｓＶ．ＰＣＭ信号における補正され
ていないシフト△Ｓのパワースペクトルを示している。
図４に示されるように、ＤＣ適応型補償の後に、補正さ
れていないエラーのパワースペクトルは、図３のプロッ
ト３１０及び３２０と比較した場合に、比較的平坦であ
り且つ小さい。
【００２９】図２のＤＣ補償器２００はパルス振幅変調
を有する信号におけるＤＣのふらつきを補償する。本発
明実施例は、又、その他のベースバンド変調技術を使用
した信号におけるＤＣのふらつきを補償することも可能
である。ベースバンド変調を使用した信号は著しく低い
周波数成分を有しており、それは送信チャンネルにおい
て強く減衰される。
を有する信号におけるＤＣのふらつきを補償する。本発
明実施例は、又、その他のベースバンド変調技術を使用
した信号におけるＤＣのふらつきを補償することも可能
である。ベースバンド変調を使用した信号は著しく低い
周波数成分を有しており、それは送信チャンネルにおい
て強く減衰される。
【００３０】以上、本発明の具体的実施の態様について
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ制限
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。例えば、本発明の実施例を主にモデムにおいて説明
したが、本発明実施例はモデム及びファクシミリ装置に
制限されるべきものではなく多様な通信システムに対し
て適用可能なものである。
詳細に説明したが、本発明は、これら具体例にのみ制限
されるべきものではなく、本発明の技術的範囲を逸脱す
ることなしに種々の変形が可能であることは勿論であ
る。例えば、本発明の実施例を主にモデムにおいて説明
したが、本発明実施例はモデム及びファクシミリ装置に
制限されるべきものではなく多様な通信システムに対し
て適用可能なものである。
【図１】 本発明の一実施例に基づいて適応型ＤＣ補償
を使用して受信機へ送信する状態を示した概略図。
を使用して受信機へ送信する状態を示した概略図。
【図２】 パルス振幅変調を使用して受取った信号に関
して使用するための本発明の一実施例に基づく適応型Ｄ
Ｃ補償ユニットの概略ブロック図。
して使用するための本発明の一実施例に基づく適応型Ｄ
Ｃ補償ユニットの概略ブロック図。
【図３】 本発明に基づく適応型ＤＣ補償を適用する前
の典型的な信号に対するパワースペクトルを示したグラ
フ図。
の典型的な信号に対するパワースペクトルを示したグラ
フ図。
【図４】 本発明に基づく適応型ＤＣ補償を施した後の
典型的な信号のパワースペクトルを示したグラフ図。
典型的な信号のパワースペクトルを示したグラフ図。
１１０ 送信機 １１２ エンコーダ １１４ フィルタ １１６ 変換器 １２０ チャンネル １３０ 受信機 １３２ 変換器 １３４ フィルタ １３６ 等化器 １３８ 適応型ＤＣ補償器 １３９ スライサ
Claims (12)
- 【請求項１】 信号におけるベースラインふらつきを補
償する方法において、 前記信号をサンプリングして一連のサンプルを発生し、 前記一連のサンプルから選択したサンプルに対する予測
シフトを予測し、その場合に前記予測シフトを予測する
場合に前記サンプルから派生された値に関してマルチタ
ップフィルタ操作を実施し、 前記予測シフトを前記選択したサンプルへ加算して補正
したサンプルを発生し、 前記補正したサンプルと信号プロトコルに従って許容さ
れる値との間の差を決定し、 前記差に従って前記マルチタップフィルタ操作の係数を
調節する、上記各ステップを有することを特徴とする方
法。 - 【請求項２】 請求項１において、更に、前記一連のサ
ンプルにおける各サンプルに対して予測、加算、決定、
調節の各ステップを繰返し行うことを特徴とする方法。 - 【請求項３】 請求項２において、前記繰返される決定
ステップが、一連の差を決定し、且つ前記予測シフトを
予測する場合に前記一連の差に関してマルチタップフィ
ルタ操作を実施することを特徴とする方法。 - 【請求項４】 請求項３において、予測する場合に、更
に、前記マルチタップフィルタ操作の結果を前記一連の
サンプルにおける一つのサンプルに対して前に予測した
シフトと結合させることを特徴とする方法。 - 【請求項５】 請求項１において、前記信号プロトコル
が前記信号におけるレベルを離散した組のレベルへ制限
するパルス振幅変調を有していることを特徴とする方
法。 - 【請求項６】 請求項１において、前記信号プロトコル
がベースバンド変調を有していることを特徴とする方
法。 - 【請求項７】 通信装置において、 受取った信号を一連のサンプルへ変換させる変換器、 適応型ＤＣ補償ユニットであって、 一連の予測シフトを発生するシフト予測ユニットと、 第一被加数として前記変換器からのサンプルを受取り且
つ第二被加数として前記シフト予測ユニットからの予測
シフトを受取る第一加算器、 信号プロトコルに従って記号値を識別するために前記第
一加算器からの和を処理するスライサと、を有する適応
型ＤＣ補償ユニット、を有しており、前記シフト予測ユ
ニットが前記加算器からの和と前記信号プロトコルに従
って送信された信号の許容振幅との間の差に従って変化
する係数を具備するマルチタップフィルタを有してい
る、ことを特徴とする通信装置。 - 【請求項８】 請求項７において、前記変換器が、 アナログ／デジタル変換器と、 前記アナログ／デジタル変換器からの一連のサンプルを
フィルタするフィルタと、 前記フィルタからの一連のサンプルをフィルタする等化
器と、を有していることを特徴とする装置。 - 【請求項９】 請求項７において、 前記アナログ／デジタル変換器がホストコンピュータへ
結合されているバス装置内にあり、 前記シフト予測ユニットが前記ホストコンピュータ内の
プロセサによって実行可能であり且つ前記プロセサによ
ってアクセス可能なメモリ内に格納されているソフトウ
エアを有している、ことを特徴とする装置。 - 【請求項１０】 請求項７において、前記加算器からの
和と予測シフトを決定する場合の許容振幅との間の差に
関して前記マルチタップフィルタが操作を行うことを特
徴とする装置。 - 【請求項１１】 請求項７において、前記シフト予測ユ
ニットが、更に、積分器を有しており、前記マルチタッ
プフィルタが前記積分器へ入力される被積分関数を発生
するために前記加算器からの和と前記許容振幅との間の
差に関して操作を行うことを特徴とする装置。 - 【請求項１２】 請求項７において、前記装置がモデム
であることを特徴とする装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/7719 | 1998-01-15 | ||
| US09/007,719 US6324232B1 (en) | 1998-01-15 | 1998-01-15 | Adaptive DC-compensation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11340877A true JPH11340877A (ja) | 1999-12-10 |
Family
ID=21727777
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11009262A Pending JPH11340877A (ja) | 1998-01-15 | 1999-01-18 | 適応型ｄｃ補償 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6324232B1 (ja) |
| EP (1) | EP0938215A3 (ja) |
| JP (1) | JPH11340877A (ja) |
| DE (1) | DE938215T1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7064303B2 (en) | 2003-12-23 | 2006-06-20 | Thermetic Products, Inc. | Tubular heater and method of manufacture |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6845132B2 (en) * | 2001-05-15 | 2005-01-18 | Intel Corporation | Efficient, dynamically adaptive bias architecture and associated methods |
| WO2004036859A1 (en) * | 2002-10-17 | 2004-04-29 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Method and device for signal amplitude detection |
| US7961817B2 (en) * | 2006-09-08 | 2011-06-14 | Lsi Corporation | AC coupling circuit integrated with receiver with hybrid stable common-mode voltage generation and baseline wander compensation |
| US10734971B2 (en) | 2018-02-20 | 2020-08-04 | Rambus Inc. | Noise reducing receiver |
| US11502880B1 (en) | 2021-09-17 | 2022-11-15 | Apple Inc. | Baseline wander cancelation |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5406560A (en) * | 1988-11-25 | 1995-04-11 | Hitachi, Ltd. | Speech packet communication system |
| US5272730A (en) * | 1991-12-20 | 1993-12-21 | Vlsi Technology, Inc. | Digital phase-locked loop filter |
| US5414733A (en) * | 1993-12-20 | 1995-05-09 | Adtran | Decision feedback equalizer employing fixed ratio postcursor taps for minimizing noise and intersymbol interference in signals conveyed over high speed data service loop |
| US5602602A (en) * | 1994-02-10 | 1997-02-11 | Philips Electronics North America Corporation | Method and apparatus for combating co-channel NTSC interference for digital TV transmission having a simplified rejection filter |
| FR2718878B1 (fr) * | 1994-04-15 | 1996-05-15 | Thomson Csf | Système de lecture d'un support d'enregistrement multipiste. |
| DE4434723C1 (de) | 1994-09-28 | 1995-06-14 | Siemens Ag | Adaptives Netzwerk |
| US5604769A (en) * | 1994-10-13 | 1997-02-18 | Lucent Technologies Inc. | Hybrid equalizer arrangement for use in data communications equipment |
| US5852630A (en) * | 1997-07-17 | 1998-12-22 | Globespan Semiconductor, Inc. | Method and apparatus for a RADSL transceiver warm start activation procedure with precoding |
-
1998
- 1998-01-15 US US09/007,719 patent/US6324232B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-12-11 DE DE0938215T patent/DE938215T1/de active Pending
- 1998-12-11 EP EP98310156A patent/EP0938215A3/en not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-01-18 JP JP11009262A patent/JPH11340877A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7064303B2 (en) | 2003-12-23 | 2006-06-20 | Thermetic Products, Inc. | Tubular heater and method of manufacture |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE938215T1 (de) | 2000-08-17 |
| US6324232B1 (en) | 2001-11-27 |
| EP0938215A3 (en) | 2000-03-01 |
| EP0938215A2 (en) | 1999-08-25 |
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