JPH04234251A - 位相ジッタを推定する装置および方法、受信装置、通信システム、ならびに受信装置または通信システムで用いる方法 - Google Patents
位相ジッタを推定する装置および方法、受信装置、通信システム、ならびに受信装置または通信システムで用いる方法Info
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- JPH04234251A JPH04234251A JP3180498A JP18049891A JPH04234251A JP H04234251 A JPH04234251 A JP H04234251A JP 3180498 A JP3180498 A JP 3180498A JP 18049891 A JP18049891 A JP 18049891A JP H04234251 A JPH04234251 A JP H04234251A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/20—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector
- H04L1/205—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received using signal quality detector jitter monitoring
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信システムに関し、
さらに詳細には、位相ジッタを修正する無限インパスル
応答（ＩＩＲ）フィルタ構造に関する。
さらに詳細には、位相ジッタを修正する無限インパスル
応答（ＩＩＲ）フィルタ構造に関する。
【０００２】
【従来の技術】通信チャネルによって伝送される通信シ
ステムにおいて、伝送される信号は、通常、チャネルの
不完全性によって歪を生じる。送信された信号を正しく
復元するために、信号のいろいろな損傷を修正する回路
が受信機において用いられる。位相ジッタもそのような
損傷の１つである。位相ジッタは、一般に、異なる周波
数のシヌソイドの集合としてモデル化され、チャネルに
存在する電源ラインの高調波およびリンギング電圧に起
因するとされている。
ステムにおいて、伝送される信号は、通常、チャネルの
不完全性によって歪を生じる。送信された信号を正しく
復元するために、信号のいろいろな損傷を修正する回路
が受信機において用いられる。位相ジッタもそのような
損傷の１つである。位相ジッタは、一般に、異なる周波
数のシヌソイドの集合としてモデル化され、チャネルに
存在する電源ラインの高調波およびリンギング電圧に起
因するとされている。
【０００３】位相ジッタの修正方法では、一般に、位相
ジッタを除去する前にジッタを推定しなければ効率的に
除去することができない。このような方法には、１９８
２年３月１６日付けでアール・ディ・ギタリン（Ｒ．Ｄ
．Ｇｉｔｌｉｎ）に発行された米国特許第４，３２０，
５２６号に開示されたように、位相ジッタを推定するた
めに適応型の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを
用いる方法がある。 このようなＦＩＲフィルタは、適応過程において各位相
ジッタ周波数への集束が遅い点で不都合である。さらに
、このＦＩＲフィルタでは、位相ジッタを十分に除去で
きるほどの正確な推定値は得られない。
ジッタを除去する前にジッタを推定しなければ効率的に
除去することができない。このような方法には、１９８
２年３月１６日付けでアール・ディ・ギタリン（Ｒ．Ｄ
．Ｇｉｔｌｉｎ）に発行された米国特許第４，３２０，
５２６号に開示されたように、位相ジッタを推定するた
めに適応型の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを
用いる方法がある。 このようなＦＩＲフィルタは、適応過程において各位相
ジッタ周波数への集束が遅い点で不都合である。さらに
、このＦＩＲフィルタでは、位相ジッタを十分に除去で
きるほどの正確な推定値は得られない。
【０００４】ほかに、１９８９年７月１１日付けでアー
ル・エル・キューポ（Ｒ．Ｌ．Ｃｕｐｏ）に発行された
米国特許第４，８４７，８６４号に開示されているよう
に位相ジッタを推定するために適応ＩＩＲフィルタを用
いる方法もある。 このようなＩＩＲフィルタの係数の選択は、位相ジッタ
の推定値と受信（された）信号に存在する実際の位相ジ
ッタとの間の差を示す位相誤差を最小化するために周知
の最小平均２乗（ＬＭＳ＝ｌｅａｓｔ−ｍｅａｎ−ｓｑ
ｕａｒｅ）最適化法を用いて行われる。使用される最適
化法のある制限のために、このＩＩＲフィルタは、正確
ではあるが、位相ジッタの特定の周波数成分の推定値し
か与えることができない。しかし、実際には、位相ジッ
タは複数の周波数成分から成ることが多い。このような
事情から、位相ジッタを完全に除去するためには、これ
らのＩＩＲフィルタを複数（即ち、各周波数成分に対し
１個のフィルタを）受信機に組み込まなければならない
。とは言え、チャネル内で受けるジッタ周波数成分の実
際の数は、チャネルごとに異なるため、前もって決定す
ることができない。 ジッタ周波数成分の数を過大評価すれば、余りにも多く
のフィルタを組み入れることになり、実質的に不必要な
費用をシステムに加えることになる。それに対して、そ
の数を過小評価すると、フィルタが少なすぎて、システ
ムの性能を下げることになり望ましくない。
ル・エル・キューポ（Ｒ．Ｌ．Ｃｕｐｏ）に発行された
米国特許第４，８４７，８６４号に開示されているよう
に位相ジッタを推定するために適応ＩＩＲフィルタを用
いる方法もある。 このようなＩＩＲフィルタの係数の選択は、位相ジッタ
の推定値と受信（された）信号に存在する実際の位相ジ
ッタとの間の差を示す位相誤差を最小化するために周知
の最小平均２乗（ＬＭＳ＝ｌｅａｓｔ−ｍｅａｎ−ｓｑ
ｕａｒｅ）最適化法を用いて行われる。使用される最適
化法のある制限のために、このＩＩＲフィルタは、正確
ではあるが、位相ジッタの特定の周波数成分の推定値し
か与えることができない。しかし、実際には、位相ジッ
タは複数の周波数成分から成ることが多い。このような
事情から、位相ジッタを完全に除去するためには、これ
らのＩＩＲフィルタを複数（即ち、各周波数成分に対し
１個のフィルタを）受信機に組み込まなければならない
。とは言え、チャネル内で受けるジッタ周波数成分の実
際の数は、チャネルごとに異なるため、前もって決定す
ることができない。 ジッタ周波数成分の数を過大評価すれば、余りにも多く
のフィルタを組み入れることになり、実質的に不必要な
費用をシステムに加えることになる。それに対して、そ
の数を過小評価すると、フィルタが少なすぎて、システ
ムの性能を下げることになり望ましくない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従って、受信信号から
、ジッタ周波数成分の数にかかわらず、ジッタ周波数成
分をすべて除去することのできる位相ジッタ修正構造を
持つことが望ましい。
、ジッタ周波数成分の数にかかわらず、ジッタ周波数成
分をすべて除去することのできる位相ジッタ修正構造を
持つことが望ましい。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＬＭＳ
方式とは異なり位相誤差の自己相関を利用する方法を用
いて位相誤差を最小にすることにより、従来の技術の制
限を克服することができる。この位相誤差は、受信信号
に存在する位相ジッタとそのジッタの推定値との間の差
を示す。本発明によれば、そのような位相ジッタの推定
値は、伝達関数が位相誤差の自己相関から導かれるよう
なＩＩＲフィルタ構造によって与えられる。
方式とは異なり位相誤差の自己相関を利用する方法を用
いて位相誤差を最小にすることにより、従来の技術の制
限を克服することができる。この位相誤差は、受信信号
に存在する位相ジッタとそのジッタの推定値との間の差
を示す。本発明によれば、そのような位相ジッタの推定
値は、伝達関数が位相誤差の自己相関から導かれるよう
なＩＩＲフィルタ構造によって与えられる。
【０００７】
【実施例】図１は、本発明の原理を具体化するシステム
１０を示す。システム１０において、データ源１００は
、データ消費装置１０４に情報を伝えるように構成され
ている。例えば、データ源１００は、メインフレームや
マイクロコンピュータなどであり、データ消費装置１０
４は、データ端末やプリンタのようなものである。デー
タ源１００からの情報を表すデジタル・ビットが、通常
の設計の送信装置１０１に供給される。これらのビット
は、送信装置において、２８のグループに集められる。 各グループは、所定の信号コンステレーション（信号点
の配置）（図示せず）から選択された８次元の記号へと
トレリス符号化（格子符号化）される。８次元の各記号
は、４つの２次元信号点に写像され、それぞれ直角振幅
変調された（ＱＡＭ）４つの信号として送信されるが、
この時、各信号は搬送周波数ωｃを中心とするスペクト
ラムを有する。Ｔ＝１／２７４２．８５７１ｓｅｃの各
転送期間中に、このようなＱＡＭ信号が１つチャネル１
０３を通して送られる。従って、デジタル・ビットは、
毎秒Ｔ／４＝６８５．７１４２ ８次元記号の速度、即
ち１９．２Ｋｂｐｓのデータ転送速度で通信される。
１０を示す。システム１０において、データ源１００は
、データ消費装置１０４に情報を伝えるように構成され
ている。例えば、データ源１００は、メインフレームや
マイクロコンピュータなどであり、データ消費装置１０
４は、データ端末やプリンタのようなものである。デー
タ源１００からの情報を表すデジタル・ビットが、通常
の設計の送信装置１０１に供給される。これらのビット
は、送信装置において、２８のグループに集められる。 各グループは、所定の信号コンステレーション（信号点
の配置）（図示せず）から選択された８次元の記号へと
トレリス符号化（格子符号化）される。８次元の各記号
は、４つの２次元信号点に写像され、それぞれ直角振幅
変調された（ＱＡＭ）４つの信号として送信されるが、
この時、各信号は搬送周波数ωｃを中心とするスペクト
ラムを有する。Ｔ＝１／２７４２．８５７１ｓｅｃの各
転送期間中に、このようなＱＡＭ信号が１つチャネル１
０３を通して送られる。従って、デジタル・ビットは、
毎秒Ｔ／４＝６８５．７１４２ ８次元記号の速度、即
ち１９．２Ｋｂｐｓのデータ転送速度で通信される。
【０００８】この実施例において、チャネル１０３は、
標準的な私設回線網によって供給される。送信される信
号は、チャネル１０３において位相ジッタを含む種々の
損傷によって歪を受ける。本発明は、そのような位相ジ
ッタの修正を目的とする。位相ジッタは、複数の周波数
成分を含むのが普通であり、事実、次のように数学的に
表すことができる。
標準的な私設回線網によって供給される。送信される信
号は、チャネル１０３において位相ジッタを含む種々の
損傷によって歪を受ける。本発明は、そのような位相ジ
ッタの修正を目的とする。位相ジッタは、複数の周波数
成分を含むのが普通であり、事実、次のように数学的に
表すことができる。
【数１】
ここで、Ｑは時刻ｔにおける位相ジッタθ（ｔ）の周波
数成分の数であり、αｑはｑ番目のシヌソイド成分の位
相ジッタ振幅であり、ωｑはその成分の周波数である。 位相ジッタは、主に電源ラインの高調波およびチャネル
１０３に存在するリンギング電圧に起因すると考えられ
る。例えば、電源ラインの電圧の基本周波数、即ち６０
Ｈｚが、通常、位相ジッタの主な場合である。状況によ
っては、基本周波数の第２高調波、即ち、１２０Ｈｚも
十分、位相ジッタの一因となり得る。しかし、位相ジッ
タの周波数は必ずしも高調波に関係付けられるとは限ら
ない。
数成分の数であり、αｑはｑ番目のシヌソイド成分の位
相ジッタ振幅であり、ωｑはその成分の周波数である。 位相ジッタは、主に電源ラインの高調波およびチャネル
１０３に存在するリンギング電圧に起因すると考えられ
る。例えば、電源ラインの電圧の基本周波数、即ち６０
Ｈｚが、通常、位相ジッタの主な場合である。状況によ
っては、基本周波数の第２高調波、即ち、１２０Ｈｚも
十分、位相ジッタの一因となり得る。しかし、位相ジッ
タの周波数は必ずしも高調波に関係付けられるとは限ら
ない。
【０００９】受信機１０２は、位相ジッタを含む損傷を
受けがちな送信信号を代表する信号ｒ（ｔ）を受信する
。 エイリアス防止フィルタ１１は、標準的な低域通過フィ
ルタであるが、これによって信号ｒ（ｔ）における４０
００ＫＨｚを越えるエネルギーを除去する。この濾過さ
れた信号は、アナログ／デジタル変換器１３に供給され
、Ａ／Ｄ変換器１３は、受信信号の通過帯域標本を毎秒
４／Ｔ標本の速度で生成する。通過帯域標本は、ヒルベ
ルト・フィルタ１５に供給され、フィルタ１５は、各転
送期間に、通過帯域標本のヒルベルト変換を表す１対の
信号を導線１６および１７に与える。これらの導線は、
通常の設計の線形等価器２０の入力に続く。線形等価器
２０は、１９７５年２月２５日付けでグウィドゥ（Ｇｕ
ｉｄｏｕｘ）に発行された米国特許第３，８６８，６０
３号に開示されたタイプのもので良い。この等価器は、
各記号期間に１つ以上の入力を受信して処理するため、
「機能的に間隔を置いた」等価器（”ｆｕｎｃｔｉｏｎ
ａｌｌｙ ｓｐａｃｅｄ” ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）とも
称する。線形等価器２０の機能は、チャネル１０３によ
って生じる記号間の干渉を通過帯域標本から除去するこ
とである。
受けがちな送信信号を代表する信号ｒ（ｔ）を受信する
。 エイリアス防止フィルタ１１は、標準的な低域通過フィ
ルタであるが、これによって信号ｒ（ｔ）における４０
００ＫＨｚを越えるエネルギーを除去する。この濾過さ
れた信号は、アナログ／デジタル変換器１３に供給され
、Ａ／Ｄ変換器１３は、受信信号の通過帯域標本を毎秒
４／Ｔ標本の速度で生成する。通過帯域標本は、ヒルベ
ルト・フィルタ１５に供給され、フィルタ１５は、各転
送期間に、通過帯域標本のヒルベルト変換を表す１対の
信号を導線１６および１７に与える。これらの導線は、
通常の設計の線形等価器２０の入力に続く。線形等価器
２０は、１９７５年２月２５日付けでグウィドゥ（Ｇｕ
ｉｄｏｕｘ）に発行された米国特許第３，８６８，６０
３号に開示されたタイプのもので良い。この等価器は、
各記号期間に１つ以上の入力を受信して処理するため、
「機能的に間隔を置いた」等価器（”ｆｕｎｃｔｉｏｎ
ａｌｌｙ ｓｐａｃｅｄ” ｅｑｕａｌｉｚｅｒ）とも
称する。線形等価器２０の機能は、チャネル１０３によ
って生じる記号間の干渉を通過帯域標本から除去するこ
とである。
【００１０】線形等価器２０の出力は、複素信号であり
、転送期間に１回だけ生成される。ｎ番目の転送期間中
に生成される複素信号は、Ｚｎと表す。実数成分ｚｎお
よび虚数成分ｚ＾ｎを含むこの複素信号Ｚｎは、復調器
３０に渡される。（以降、文字「Ｘ」に「＾」を冠した
ものを「Ｘ＾」のように表す。）周知のように、復調器
３０は、前記の搬送周波数ωｃに基づいて通過帯域信号
Ｚｎを復調して、実数成分ｙｎおよび虚数成分ｙ＾ｎを
有する複素通過帯域信号Ｙｎを生成する。
、転送期間に１回だけ生成される。ｎ番目の転送期間中
に生成される複素信号は、Ｚｎと表す。実数成分ｚｎお
よび虚数成分ｚ＾ｎを含むこの複素信号Ｚｎは、復調器
３０に渡される。（以降、文字「Ｘ」に「＾」を冠した
ものを「Ｘ＾」のように表す。）周知のように、復調器
３０は、前記の搬送周波数ωｃに基づいて通過帯域信号
Ｚｎを復調して、実数成分ｙｎおよび虚数成分ｙ＾ｎを
有する複素通過帯域信号Ｙｎを生成する。
【００１１】ここで指摘しなければならないのは、基本
帯域信号Ｙｎが前記の位相ジッタの損傷を受けやすいと
いうことである。位相ジッタに対して修正するために、
第２の復調器３５によって、信号Ｙｎを、あたかもその
成分ｙｎおよびｙ＾ｎがチャネル１０３においてｃｏｓ
（θ（ｎＴ））およびｓｉｎ（θ（ｎＴ））によってそ
れぞれ変調されていたかのように、復調する。復調器３
５は、ｓｉｎ−ｃｏｓ計算器８５によって与えられるｃ
ｏｓ（θ＾ｎ−１）およびｓｉｎ（θ＾ｎ−１）の値を
受信する。ここで、θ＾ｎ−１はＹｎに存在する位相ジ
ッタθ（ｎＴ）の予測推定値である。この推定値は、位
相差推定器５５と結合して動作する位相予測器７０によ
って供給される。この目的のために、位相差推定器５５
は、θ（ｎＴ）とθ＾ｎ−１との差を示す値Ψｎを有す
る位相誤差信号を供給する。次の式に示すように、Ψｎ
は、θ＾ｎ−１のほかに、それぞれ復調器３５およびス
ライサ４０からの信号の複素数値であるＤｎおよびＳｎ
の関数である。
帯域信号Ｙｎが前記の位相ジッタの損傷を受けやすいと
いうことである。位相ジッタに対して修正するために、
第２の復調器３５によって、信号Ｙｎを、あたかもその
成分ｙｎおよびｙ＾ｎがチャネル１０３においてｃｏｓ
（θ（ｎＴ））およびｓｉｎ（θ（ｎＴ））によってそ
れぞれ変調されていたかのように、復調する。復調器３
５は、ｓｉｎ−ｃｏｓ計算器８５によって与えられるｃ
ｏｓ（θ＾ｎ−１）およびｓｉｎ（θ＾ｎ−１）の値を
受信する。ここで、θ＾ｎ−１はＹｎに存在する位相ジ
ッタθ（ｎＴ）の予測推定値である。この推定値は、位
相差推定器５５と結合して動作する位相予測器７０によ
って供給される。この目的のために、位相差推定器５５
は、θ（ｎＴ）とθ＾ｎ−１との差を示す値Ψｎを有す
る位相誤差信号を供給する。次の式に示すように、Ψｎ
は、θ＾ｎ−１のほかに、それぞれ復調器３５およびス
ライサ４０からの信号の複素数値であるＤｎおよびＳｎ
の関数である。
【数２】
ここで、Ｉｍは、その独立変数の虚数成分であり、Ｓ＊
ｎは、Ｓｎの複素共役であり、｜Ｓｎ｜は、Ｓｎの絶対
値を表す。
ｎは、Ｓｎの複素共役であり、｜Ｓｎ｜は、Ｓｎの絶対
値を表す。
【００１２】位相予測器７０の動作は、以下に詳細に説
明する。ここでは、位相予測器７０が複数の反射係数を
有する無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタであるこ
とが分かれば十分である。（定義により、ＩＩＲフィル
タは、そのインパルス応答が無限の持続時間を有するフ
ィルタである。）これらの反射係数の値は、最初のＮ転
送期間を占める初期化処理の後にプロセッサ６７によっ
て与えられる。（Ｎは、経験的におよそ１００程度に決
められるが、この場合６４に等しい。）この処理の期間
中、プロセッサ６７は、位相差推定器５５から集められ
たΨ１、Ψ２、・・・・ΨＮに基づいて前記の係数の値
を決定する。
明する。ここでは、位相予測器７０が複数の反射係数を
有する無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタであるこ
とが分かれば十分である。（定義により、ＩＩＲフィル
タは、そのインパルス応答が無限の持続時間を有するフ
ィルタである。）これらの反射係数の値は、最初のＮ転
送期間を占める初期化処理の後にプロセッサ６７によっ
て与えられる。（Ｎは、経験的におよそ１００程度に決
められるが、この場合６４に等しい。）この処理の期間
中、プロセッサ６７は、位相差推定器５５から集められ
たΨ１、Ψ２、・・・・ΨＮに基づいて前記の係数の値
を決定する。
【００１３】位相予測器７０の出力θ＾ｎ−１は、θ＾
ｎ−１の値にΨｎの値を加える加算器６０を通してその
位相予測器に帰還される。その結果の和φｎは、θ（（
ｎ＋１）Ｔ）の値を予測するために、位相予測器７０に
供給される。定常状態においては、複素信号Ｄｎの実数
成分および実数成分は、それぞれｄｎおよびｄ＾ｎとし
て表され、位相ジッタは実質的になく、また位相誤差信
号の値Ψｎは、位相差推定器５５の出力ではほぼゼロで
ある。
ｎ−１の値にΨｎの値を加える加算器６０を通してその
位相予測器に帰還される。その結果の和φｎは、θ（（
ｎ＋１）Ｔ）の値を予測するために、位相予測器７０に
供給される。定常状態においては、複素信号Ｄｎの実数
成分および実数成分は、それぞれｄｎおよびｄ＾ｎとし
て表され、位相ジッタは実質的になく、また位相誤差信
号の値Ψｎは、位相差推定器５５の出力ではほぼゼロで
ある。
【００１４】スライサ４０は、複素数信号Ｓｎを与える
が、その実数成分ｓｎおよび虚数成分ｓ＾ｎは、ｄｎお
よびｄ＾ｎを量子化したものである。Ｓｎは、送信され
た２次元信号点が実際には何であったかに付いてのいわ
ゆる「暫定的な」結論を表す。これらの暫定的な結論は
、等価器の適応のために使用される。このため、減算器
６５は、Ｄｎの実数および虚数の成分からＳｎの対応す
る成分を引くことによって、複素基本帯域誤差信号を与
える。 その結果得られる実数および虚数の成分は、変調器８０
によって、直交搬送波ｃｏｓ（ωｃｎＴ＋θ＾ｎ−１）
およびｓｉｎ（ωｃｎＴ＋θ＾ｎ−１）を用いてそれぞ
れ変調される。従って、変調器８０の出力は、複素通過
帯域誤差信号であり、その係数を通常の要領で更新する
ために線形等価器２０に供給される。
が、その実数成分ｓｎおよび虚数成分ｓ＾ｎは、ｄｎお
よびｄ＾ｎを量子化したものである。Ｓｎは、送信され
た２次元信号点が実際には何であったかに付いてのいわ
ゆる「暫定的な」結論を表す。これらの暫定的な結論は
、等価器の適応のために使用される。このため、減算器
６５は、Ｄｎの実数および虚数の成分からＳｎの対応す
る成分を引くことによって、複素基本帯域誤差信号を与
える。 その結果得られる実数および虚数の成分は、変調器８０
によって、直交搬送波ｃｏｓ（ωｃｎＴ＋θ＾ｎ−１）
およびｓｉｎ（ωｃｎＴ＋θ＾ｎ−１）を用いてそれぞ
れ変調される。従って、変調器８０の出力は、複素通過
帯域誤差信号であり、その係数を通常の要領で更新する
ために線形等価器２０に供給される。
【００１５】送信１０１器から通報された８次元記号の
最も確からしい系列を復調器３５によって与えられた信
号系列に基づいて、ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号器４
１により標準的な方法で決定する。ビット変換器４３に
より、これらの８次元記号の各々を、その記号が表す２
８デジタル・ビットのグループへと変換する。このデジ
タル・ビットは、データ表皮装置１０４によって直ちに
受信される。
最も確からしい系列を復調器３５によって与えられた信
号系列に基づいて、ビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）復号器４
１により標準的な方法で決定する。ビット変換器４３に
より、これらの８次元記号の各々を、その記号が表す２
８デジタル・ビットのグループへと変換する。このデジ
タル・ビットは、データ表皮装置１０４によって直ちに
受信される。
【００１６】ここで、位相予測器７０の詳細な説明に移
る。本発明によれば、位相予測器７０は、次のような伝
達関数Ｈ（ｚ）を有するＩＩＲフィルタである。
る。本発明によれば、位相予測器７０は、次のような伝
達関数Ｈ（ｚ）を有するＩＩＲフィルタである。
【数３】
ただし、Ｇは値がΨｎである位相誤差信号の総エネルギ
ーの平方根であり、ｐはＩＩＲフィルタの次数である。 （この実施例では、ｐは経験的に１０と定める。）βｉ
の値は、１≦ｉ≦ｐなるｐに対して、Ψｎがほぼゼロと
最小になるように、選択される。この最小化は、ＩＥＥ
Ｅ会報１９７５年４月号、第６３巻ｐ．５６１−ｐ．５
８０のジェイ・マクール（Ｊ．Ｍａｋｈｏｕｌ）による
「線形予測−−−−指導的概説」に説明されているよう
なダービン（Ｄｕｒｂｉｎ）の再帰方式を用いて、達成
される。この方式によれば、βｉの値は、Ψｎの自己相
関に基づいて決定される。具体的には、次の式（４）〜
（８）をｉ＝１、２、．．．、ｐのそれぞれに対して解
くことによって、βｉの値が得られる。
ーの平方根であり、ｐはＩＩＲフィルタの次数である。 （この実施例では、ｐは経験的に１０と定める。）βｉ
の値は、１≦ｉ≦ｐなるｐに対して、Ψｎがほぼゼロと
最小になるように、選択される。この最小化は、ＩＥＥ
Ｅ会報１９７５年４月号、第６３巻ｐ．５６１−ｐ．５
８０のジェイ・マクール（Ｊ．Ｍａｋｈｏｕｌ）による
「線形予測−−−−指導的概説」に説明されているよう
なダービン（Ｄｕｒｂｉｎ）の再帰方式を用いて、達成
される。この方式によれば、βｉの値は、Ψｎの自己相
関に基づいて決定される。具体的には、次の式（４）〜
（８）をｉ＝１、２、．．．、ｐのそれぞれに対して解
くことによって、βｉの値が得られる。
【数４】
Ｒ（ｉ）はΨｎの自己相関であることを指摘する。また
、前記の式（３）におけるＧは次のように定義されるも
この際に指摘しなければならない。
、前記の式（３）におけるＧは次のように定義されるも
この際に指摘しなければならない。
【数５】
【００１７】以上の事柄を考慮して、位相予測器７０の
実施例である図２に移る。この好ましい実施例において
、位相予測器７０は格子構造として実現されている。 この格子構造は、標準的な直進形式のような他の体現様
式の位相予測器７０ほど量子化誤差を受けずにすむので
好都合である。この量子化誤差は、それぞれの実現化に
ともなう乗算によって形成される積の打切または丸めに
よるものである。
実施例である図２に移る。この好ましい実施例において
、位相予測器７０は格子構造として実現されている。 この格子構造は、標準的な直進形式のような他の体現様
式の位相予測器７０ほど量子化誤差を受けずにすむので
好都合である。この量子化誤差は、それぞれの実現化に
ともなう乗算によって形成される積の打切または丸めに
よるものである。
【００１８】標準的な直進形式ではタップ係数である前
記のβｉが実際には用いられるのに対し、図２に示した
ように、格子構造の位相予測器７０は、反射係数ｋｉ（
ただし、１≦ｉ≦ｐ）を含む。注意深くみると、これら
のｋｉは、βｉが決定される前記の再帰処理の副産物で
あることが分かる。具体的には、その処理の各繰り返し
ごとに、式（５）がｋｉを生成する。実際には、図１の
プロセッサ６７が、初期化処理の間にこの再帰処理を実
行して、位相予測器７０に１組のｋｉを与える。
記のβｉが実際には用いられるのに対し、図２に示した
ように、格子構造の位相予測器７０は、反射係数ｋｉ（
ただし、１≦ｉ≦ｐ）を含む。注意深くみると、これら
のｋｉは、βｉが決定される前記の再帰処理の副産物で
あることが分かる。具体的には、その処理の各繰り返し
ごとに、式（５）がｋｉを生成する。実際には、図１の
プロセッサ６７が、初期化処理の間にこの再帰処理を実
行して、位相予測器７０に１組のｋｉを与える。
【００１９】具体的には、位相予測器７０には、ｐ段が
含まれる。導線６１で値φｎを有する信号が、位相予測
器７０の第１段に印加され、その減算器２０１によりφ
ｎからＭ１が引かれる。Ｍ１は、位相予測器７０の第２
段によって与えられるＩ１から得る。具体的には、遅延
要素２０５によってＩ１を期間Ｔだけ遅らせた後、Ｉ１
の遅れたものを乗算器２０３を介して反射係数ｋｐによ
り振幅調節を行うことによってＭ１を得る。Ｏ１で示さ
れる減算器２０１の出力は、第２段に印加されて、その
減算器２０７によって、減算器２０１と同様にＯ１から
Ｍ２が引かれる。同様に、位相予測器７０の第３段によ
って与えられるＩ２を期間Ｔだけ遅らせた後、Ｉ２を遅
らせたものを反射係数ｋｐ−１によって振幅調節するこ
とによってＭ２を得る。Ｏ２で示される減算器２０７の
出力は、位相予測器７０の第３段に印加される。Ｏ２も
乗算器２０９を介して反射係数ｋｐ−１によって振幅調
節される。加算器２１３により、Ｏ２の振幅調節された
ものとＩ２の遅らせたものとを加えて、前記のＩ１を形
成する。
含まれる。導線６１で値φｎを有する信号が、位相予測
器７０の第１段に印加され、その減算器２０１によりφ
ｎからＭ１が引かれる。Ｍ１は、位相予測器７０の第２
段によって与えられるＩ１から得る。具体的には、遅延
要素２０５によってＩ１を期間Ｔだけ遅らせた後、Ｉ１
の遅れたものを乗算器２０３を介して反射係数ｋｐによ
り振幅調節を行うことによってＭ１を得る。Ｏ１で示さ
れる減算器２０１の出力は、第２段に印加されて、その
減算器２０７によって、減算器２０１と同様にＯ１から
Ｍ２が引かれる。同様に、位相予測器７０の第３段によ
って与えられるＩ２を期間Ｔだけ遅らせた後、Ｉ２を遅
らせたものを反射係数ｋｐ−１によって振幅調節するこ
とによってＭ２を得る。Ｏ２で示される減算器２０７の
出力は、位相予測器７０の第３段に印加される。Ｏ２も
乗算器２０９を介して反射係数ｋｐ−１によって振幅調
節される。加算器２１３により、Ｏ２の振幅調節された
ものとＩ２の遅らせたものとを加えて、前記のＩ１を形
成する。
【００２０】位相予測器７０の第３段から第（ｐ−１）
段は、前記の第２段と構造的に類似している。唯一の相
違点は、それらの段の各々で使用される反射係数の値に
ある。具体的には、ｍ段目の反射係数は、３≦ｍ≦ｐ−
１として、ｋｐ−ｍ＋１の値を有する。第ｐ段、即ち位
相予測器７０の最終段も第２段に非常によく似ている。 最終段は、異なる値の反射係数ｋ１を用いるほかに、第
ｐ段の出力が同じ段の遅延要素２１５に帰還される点が
、第２段と異なる。位相予測器７０は、遅延要素２１５
の出力を因数Ｇによって振幅調節することによって形成
される前記の値θ＾ｎ−１の信号を導線７１に生成する
。
段は、前記の第２段と構造的に類似している。唯一の相
違点は、それらの段の各々で使用される反射係数の値に
ある。具体的には、ｍ段目の反射係数は、３≦ｍ≦ｐ−
１として、ｋｐ−ｍ＋１の値を有する。第ｐ段、即ち位
相予測器７０の最終段も第２段に非常によく似ている。 最終段は、異なる値の反射係数ｋ１を用いるほかに、第
ｐ段の出力が同じ段の遅延要素２１５に帰還される点が
、第２段と異なる。位相予測器７０は、遅延要素２１５
の出力を因数Ｇによって振幅調節することによって形成
される前記の値θ＾ｎ−１の信号を導線７１に生成する
。
【００２１】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考えられるが、それらはいずれも本発明の技
術的範囲に包含される。例えば、ここで開示したシステ
ムは、種々の電子的な構成ブロックおよび構成部分の形
式で具体化されているが、本発明は、それらの構成ブロ
ックまたは構成部分の任意の１つまたは１つ以上の機能
、またはそれらの機能のすべてさえも、例えば１つ乃至
それ以上の適切にプログラムされたプロセッサによって
実現されるようなシステムにおいても、本発明を同様に
具体化することが可能である。
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考えられるが、それらはいずれも本発明の技
術的範囲に包含される。例えば、ここで開示したシステ
ムは、種々の電子的な構成ブロックおよび構成部分の形
式で具体化されているが、本発明は、それらの構成ブロ
ックまたは構成部分の任意の１つまたは１つ以上の機能
、またはそれらの機能のすべてさえも、例えば１つ乃至
それ以上の適切にプログラムされたプロセッサによって
実現されるようなシステムにおいても、本発明を同様に
具体化することが可能である。
【００２２】尚、特許請求の範囲に記載した参照番号は
、発明の容易なる理解のためで、その技術的範囲を制限
するように解釈されるべきではない。
、発明の容易なる理解のためで、その技術的範囲を制限
するように解釈されるべきではない。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明のフィルタ構
造は、複数の周波数成分を有する位相ジッタに迅速に適
応して正確な位相ジッタ推定値を与え、ジッタの十分な
除去に役立つので、好都合である。
造は、複数の周波数成分を有する位相ジッタに迅速に適
応して正確な位相ジッタ推定値を与え、ジッタの十分な
除去に役立つので、好都合である。
【図１】本発明の原理を具体化する通信システムのブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１の通信システムにおける受信信号に存在す
る位相ジッタを推定するための位相予測器のブロック図
である。
る位相ジッタを推定するための位相予測器のブロック図
である。
１０ システム
１００ データ源
１０１ 送信器
１０２ 受信機
１０３ チャネル
１０４ データ消費装置
１１ エイリアス防止フィルタ
１３ Ａ／Ｄ変換器
１５ ヒルベルト・フィルタ
２０ 線形等価器
３０、３５
復調器
４０ スライサ
４１ ビタビ復号器
４３ ビット変換器
５５ 位相差推定器
６５ 減算器
６７ プロセッサ
７０ 位相予測器
８０ 変調器
８５ ｓｉｎ−ｃｏｓ計算器
１０４ データ消費装置
Claims (24)
- 【請求項１】 受信信号における位相ジッタとその推
定値との間の差を表す位相誤差信号を受信する手段（６
０、６７）と、無限に持続するインパルス応答を有し、
かつ前記位相誤差信号の自己相関によって決定される伝
達関数をも有して、前記の推定値を形成する手段（７０
）とを備えた、ことを特徴とする位相ジッタを推定する
装置。 - 【請求項２】 位相ジッタを含む信号を処理するため
に、前記位相ジッタとその推定値との間の差を表す位相
誤差を生成する手段（５５）と、無限に持続するインパ
ルス応答を有し、かつ前記位相誤差の自己相関によって
決定される伝達関数をも有して、前記の推定値を与える
手段（７０）と、前記の推定値に応じて前記信号から前
記位相ジッタを除去する除去手段（３５、８５）とを備
えたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項３】 前記除去手段が、搬送周波数として
前記の位相ジッタ推定値を用いて前記信号を復調する手
段をさらに備えたことを特徴とする請求項２記載の受信
装置。 - 【請求項４】 前記伝達関数が、再帰的方法を用いて
決定されることを特徴とする請求項２記載の受信装置。 - 【請求項５】 前記の与える手段が、格子構造として
実現されることを特徴とする請求項２記載の受信装置。 - 【請求項６】 位相ジッタを含む信号の標本から位相
ジッタが除去されるように搬送周波数として前記位相ジ
ッタの推定値を用いて、前記標本を復調する手段（３５
）と、前記推定値と前記位相ジッタとの間の差を表す位
相誤差の自己相関の関数である伝達関数を有し、かつ無
限に持続するインパルス応答をも有して、前記推定値を
与える手段（７０）とを備えたことを特徴とする受信装
置。 - 【請求項７】 前記伝達関数が、再帰的方法によって
決定されることを特徴とする請求項６記載の受信装置。 - 【請求項８】 前記の与える手段が、格子構造として
実現されることを特徴とする請求項６記載の受信装置。 - 【請求項９】 信号を送信する送信装置を有する通信
システムにおいて、前記信号に関係付けられた受信信号
の標本が位相ジッタを含むとき、前記標本を基に前記信
号を復元する手段（１５、２０、３０）と、前記推定値
と前記位相ジッタとの間の差を表す位相誤差の自己相関
の関数である伝達関数を有し、かつ無限に持続するイン
パルス応答をも有して、前記位相ジッタの推定値を生成
する生成手段（７０）と、前記推定値に応じて、前記標
本から前記位相ジッタを除去する除去手段（３５、８５
）とを備えたことを特徴とする通信システム。 - 【請求項１０】 前記除去手段が、搬送周波数として
前記推定値を用いて前記標本を復調する手段をさらに備
えたことを特徴とする請求項９記載の通信システム。 - 【請求項１１】 前記の伝達関数が、再帰的方法を用
いて決定されることを特徴とする請求項９記載の通信シ
ステム。 - 【請求項１２】 前記生成手段が、格子構造として実
現されることを特徴とする請求項９記載の通信システム
。 - 【請求項１３】 受信信号における位相ジッタとその
推定値との間の差を表す位相誤差信号を受信するステッ
プと、無限に持続するインパルス応答を有し、かつ前記
位相誤差信号の自己相関によって決定される伝達関数を
も有するフィルタを用いて、前記の推定値を形成するス
テップとを備えた、ことを特徴とする位相ジッタを推定
する方法。 - 【請求項１４】 位相ジッタを含む信号を処理する受
信装置において、前記位相ジッタとその推定値との間の
差を表す位相誤差を生成するステップと、インパルス応
答が無限に持続し、かつ伝達関数が前記位相誤差の自己
相関の関数であるフィルタを用いて、前記の推定値を与
えるステップと、前記の推定値に応じて前記信号から前
記位相ジッタを除去する除去ステップとを備えたことを
特徴とする受信装置で用いる方法。 - 【請求項１５】 前記除去ステップが、搬送周波数と
して前記の位相ジッタ推定値を用いて前記信号を復調す
るステップをさらに備えたことを特徴とする請求項１４
記載の方法。 - 【請求項１６】 前記伝達関数が、再帰的方法を用い
て決定されることを特徴とする請求項１４記載の方法。 - 【請求項１７】 前記フィルタが、格子構造として実
現されることを特徴とする請求項１４記載の方法。 - 【請求項１８】 位相ジッタを含む信号の標本から位
相ジッタが除去されるように搬送周波数として前記位相
ジッタの推定値を用いて、前記標本を復調するステップ
と、伝達関数が前記推定値と前記位相ジッタとの間の差
を表す位相誤差の自己相関の関数であり、かつインパル
ス応答が無限に持続するフィルタを用いて、前記推定値
を与えるステップとを備えたことを特徴とする受信装置
で用いる方法。 - 【請求項１９】 前記伝達関数が、再帰的方法によっ
て決定されることを特徴とする請求項１８記載の方法。 - 【請求項２０】 前記フィルタが、格子構造として実
現されることを特徴とする請求項１８記載の方法。 - 【請求項２１】 信号を送信する送信装置を有する通
信システムにおいて、前記信号に関係付けられた受信信
号の標本が位相ジッタを含むとき、前記標本を基に前記
信号を復元するステップと、前記推定値と前記位相ジッ
タとの間の差を表す位相誤差の自己相関の関数である伝
達関数を有し、かつ無限に持続するインパルス応答をも
有して、前記位相ジッタの推定値を生成する生成ステッ
プと、前記推定値に応じて、前記標本から前記位相ジッ
タを除去する除去ステップとを備えたことを特徴とする
通信システムで用いる方法。 - 【請求項２２】 前記除去ステップが、搬送周波数と
して前記推定値を用いて前記標本を復調するステップを
さらに備えたことを特徴とする請求項２１記載の方法。 - 【請求項２３】 前記の伝達関数が、再帰的方法を用
いて決定されることを特徴とする請求項２１記載の方法
。 - 【請求項２４】 前記フィルタが、格子構造として実
現されることを特徴とする請求項２１記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US562050 | 1990-08-02 | ||
| US07/562,050 US5115452A (en) | 1990-08-02 | 1990-08-02 | Phase jitter correction arrangement |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04234251A true JPH04234251A (ja) | 1992-08-21 |
| JPH0728319B2 JPH0728319B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=24244571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3180498A Expired - Fee Related JPH0728319B2 (ja) | 1990-08-02 | 1991-06-26 | 位相ジッタを推定する装置および方法、受信装置、通信システム、ならびに受信装置または通信システムで用いる方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5115452A (ja) |
| JP (1) | JPH0728319B2 (ja) |
| GB (1) | GB2248156B (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5146473A (en) | 1989-08-14 | 1992-09-08 | International Mobile Machines Corporation | Subscriber unit for wireless digital subscriber communication system |
| DE69120594T2 (de) * | 1990-04-26 | 1997-01-09 | Fujitsu Ltd | Wellenformentzerrer mit Neuronalnetzwerk |
| CA2054049C (en) * | 1990-11-05 | 1996-02-06 | Henry L. Kazecki | Apparatus and method for removing distortion in a received signal |
| US5740206A (en) * | 1991-07-19 | 1998-04-14 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive nonlinear equalizer for digital FM signals |
| EP0592978B1 (en) * | 1992-10-13 | 1999-06-16 | Nec Corporation | Frequency stabilizer for use in phase-shift keying radio communications system |
| US5590140A (en) * | 1994-12-30 | 1996-12-31 | Lucent Technologies Inc. | Clock recovery extrapolation |
| US5602601A (en) * | 1995-04-21 | 1997-02-11 | L. G. Electronics Inc. | Phase error corrector for HDTV reception system |
| US5745396A (en) * | 1995-04-28 | 1998-04-28 | Lucent Technologies Inc. | Pipelined adaptive IIR filter |
| US5870442A (en) * | 1996-12-31 | 1999-02-09 | Lucent Technologies Inc. | Timing recovery arrangement |
| US6625235B1 (en) * | 1997-05-15 | 2003-09-23 | International Business Machines Corporation | Apparatus and method for noise-predictive maximum likelihood detection |
| US7127019B2 (en) * | 2001-06-21 | 2006-10-24 | Hitachi, Ltd. | Methods and apparatus for implementing multi-tone receivers |
| WO2003073280A1 (en) * | 2002-02-26 | 2003-09-04 | Advantest Corporation | Measuring apparatus and measuring method |
| EP1504271B1 (en) * | 2002-05-03 | 2006-11-22 | Agilent Technologies Deutschland GmbH | Spectral jitter analysis |
| US8050368B2 (en) * | 2007-05-29 | 2011-11-01 | Texas Instruments Incorporated | Nonlinear adaptive phase domain equalization for multilevel phase coded demodulators |
| US9160382B2 (en) | 2013-10-08 | 2015-10-13 | Blackberry Limited | Phase noise mitigation for wireless communications |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2468258B1 (fr) * | 1979-10-19 | 1987-06-26 | Cit Alcatel | Circuit de correction des bruits de phase pour un systeme de transmission |
| US4253184A (en) * | 1979-11-06 | 1981-02-24 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Phase-jitter compensation using periodic harmonically related components |
| US4320526A (en) * | 1980-03-03 | 1982-03-16 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive phase-jitter tracker |
| JPS6097743A (ja) * | 1983-11-02 | 1985-05-31 | Canon Inc | 適応型線形予測装置 |
| CA1246707A (en) * | 1984-02-20 | 1988-12-13 | Botaro Hirosaki | Apparatus for cancelling periodic carrier phase jitters |
| US4777640A (en) * | 1986-06-09 | 1988-10-11 | Motorola, Inc. | Frequency adaptive phase jitter canceler |
| US4953186A (en) * | 1988-02-19 | 1990-08-28 | Silicon Systems, Inc. | Phase jitter tracker |
| US4856031A (en) * | 1988-04-28 | 1989-08-08 | General Datacomm, Inc. | Adaptive multiharmonic phase jitter compensation |
| US4847864A (en) * | 1988-06-22 | 1989-07-11 | American Telephone And Telegraph Company | Phase jitter compensation arrangement using an adaptive IIR filter |
-
1990
- 1990-08-02 US US07/562,050 patent/US5115452A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-06-26 JP JP3180498A patent/JPH0728319B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-07-25 GB GB9116074A patent/GB2248156B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB2248156A (en) | 1992-03-25 |
| JPH0728319B2 (ja) | 1995-03-29 |
| GB9116074D0 (en) | 1991-09-11 |
| US5115452A (en) | 1992-05-19 |
| GB2248156B (en) | 1994-06-08 |
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