JPH0728319B2 - 位相ジッタを推定する装置および方法、受信装置、通信システム、ならびに受信装置または通信システムで用いる方法 - Google Patents
位相ジッタを推定する装置および方法、受信装置、通信システム、ならびに受信装置または通信システムで用いる方法Info
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- JPH0728319B2 JPH0728319B2 JP3180498A JP18049891A JPH0728319B2 JP H0728319 B2 JPH0728319 B2 JP H0728319B2 JP 3180498 A JP3180498 A JP 3180498A JP 18049891 A JP18049891 A JP 18049891A JP H0728319 B2 JPH0728319 B2 JP H0728319B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、通信システムに関し、
さらに詳細には、位相ジッタを修正する無限インパスル
応答（ＩＩＲ）フィルタ構造に関する。
さらに詳細には、位相ジッタを修正する無限インパスル
応答（ＩＩＲ）フィルタ構造に関する。
【０００２】
【従来の技術】通信チャネルによって伝送される通信シ
ステムにおいて、伝送される信号は、通常、チャネルの
不完全性によって歪を生じる。送信された信号を正しく
復元するために、信号のいろいろな損傷を修正する回路
が受信機において用いられる。位相ジッタもそのような
損傷の１つである。位相ジッタは、一般に、異なる周波
数のシヌソイドの集合としてモデル化され、チャネルに
存在する電源ラインの高調波およびリンギング電圧に起
因するとされている。
ステムにおいて、伝送される信号は、通常、チャネルの
不完全性によって歪を生じる。送信された信号を正しく
復元するために、信号のいろいろな損傷を修正する回路
が受信機において用いられる。位相ジッタもそのような
損傷の１つである。位相ジッタは、一般に、異なる周波
数のシヌソイドの集合としてモデル化され、チャネルに
存在する電源ラインの高調波およびリンギング電圧に起
因するとされている。
【０００３】位相ジッタの修正方法では、一般に、位相
ジッタを除去する前にジッタを推定しなければ効率的に
除去することができない。このような方法には、１９８
２年３月１６日付けでアール・ディ・ギタリン（R.D.Gi
tlin）に発行された米国特許第4,320,526号に開示され
たように、位相ジッタを推定するために適応型の有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いる方法がある。
このようなＦＩＲフィルタは、適応過程において各位相
ジッタ周波数への集束が遅い点で不都合である。さら
に、このＦＩＲフィルタでは、位相ジッタを十分に除去
できるほどの正確な推定値は得られない。
ジッタを除去する前にジッタを推定しなければ効率的に
除去することができない。このような方法には、１９８
２年３月１６日付けでアール・ディ・ギタリン（R.D.Gi
tlin）に発行された米国特許第4,320,526号に開示され
たように、位相ジッタを推定するために適応型の有限イ
ンパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを用いる方法がある。
このようなＦＩＲフィルタは、適応過程において各位相
ジッタ周波数への集束が遅い点で不都合である。さら
に、このＦＩＲフィルタでは、位相ジッタを十分に除去
できるほどの正確な推定値は得られない。
【０００４】ほかに、１９８９年７月１１日付けでアー
ル・エル・キューポ（R.L.Cupo）に発行された米国特許
第4,847,864号に開示されているように位相ジッタを推
定するために適応ＩＩＲフィルタを用いる方法もある。
このようなＩＩＲフィルタの係数の選択は、位相ジッタ
の推定値と受信（された）信号に存在する実際の位相ジ
ッタとの間の差を示す位相誤差を最小化するために周知
の最小平均２乗（ＬＭＳ=least-mean-square）最適化法
を用いて行われる。使用される最適化法のある制限のた
めに、このＩＩＲフィルタは、正確ではあるが、位相ジ
ッタの特定の周波数成分の推定値しか与えることができ
ない。しかし、実際には、位相ジッタは複数の周波数成
分から成ることが多い。このような事情から、位相ジッ
タを完全に除去するためには、これらのＩＩＲフィルタ
を複数（即ち、各周波数成分に対し１個のフィルタを）
受信機に組み込まなければならない。とは言え、チャネ
ル内で受けるジッタ周波数成分の実際の数は、チャネル
ごとに異なるため、前もって決定することができない。
ジッタ周波数成分の数を過大評価すれば、余りにも多く
のフィルタを組み入れることになり、実質的に不必要な
費用をシステムに加えることになる。それに対して、そ
の数を過小評価すると、フィルタが少なすぎて、システ
ムの性能を下げることになり望ましくない。
ル・エル・キューポ（R.L.Cupo）に発行された米国特許
第4,847,864号に開示されているように位相ジッタを推
定するために適応ＩＩＲフィルタを用いる方法もある。
このようなＩＩＲフィルタの係数の選択は、位相ジッタ
の推定値と受信（された）信号に存在する実際の位相ジ
ッタとの間の差を示す位相誤差を最小化するために周知
の最小平均２乗（ＬＭＳ=least-mean-square）最適化法
を用いて行われる。使用される最適化法のある制限のた
めに、このＩＩＲフィルタは、正確ではあるが、位相ジ
ッタの特定の周波数成分の推定値しか与えることができ
ない。しかし、実際には、位相ジッタは複数の周波数成
分から成ることが多い。このような事情から、位相ジッ
タを完全に除去するためには、これらのＩＩＲフィルタ
を複数（即ち、各周波数成分に対し１個のフィルタを）
受信機に組み込まなければならない。とは言え、チャネ
ル内で受けるジッタ周波数成分の実際の数は、チャネル
ごとに異なるため、前もって決定することができない。
ジッタ周波数成分の数を過大評価すれば、余りにも多く
のフィルタを組み入れることになり、実質的に不必要な
費用をシステムに加えることになる。それに対して、そ
の数を過小評価すると、フィルタが少なすぎて、システ
ムの性能を下げることになり望ましくない。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従って、受信信号か
ら、ジッタ周波数成分の数にかかわらず、ジッタ周波数
成分をすべて除去することのできる位相ジッタ修正構造
を持つことが望ましい。
ら、ジッタ周波数成分の数にかかわらず、ジッタ周波数
成分をすべて除去することのできる位相ジッタ修正構造
を持つことが望ましい。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＬＭＳ
方式とは異なり位相誤差の自己相関を利用する方法を用
いて位相誤差を最小にすることにより、従来の技術の制
限を克服することができる。この位相誤差は、受信信号
に存在する位相ジッタとそのジッタの推定値との間の差
を示す。本発明によれば、そのような位相ジッタの推定
値は、伝達関数が位相誤差の自己相関から導かれるよう
なＩＩＲフィルタ構造によって与えられる。
方式とは異なり位相誤差の自己相関を利用する方法を用
いて位相誤差を最小にすることにより、従来の技術の制
限を克服することができる。この位相誤差は、受信信号
に存在する位相ジッタとそのジッタの推定値との間の差
を示す。本発明によれば、そのような位相ジッタの推定
値は、伝達関数が位相誤差の自己相関から導かれるよう
なＩＩＲフィルタ構造によって与えられる。
【０００７】
【実施例】図１は、本発明の原理を具体化するシステム
１０を示す。システム１０において、データ源１００
は、データ消費装置１０４に情報を伝えるように構成さ
れている。例えば、データ源１００は、メインフレーム
やマイクロコンピュータなどであり、データ消費装置１
０４は、データ端末やプリンタのようなものである。デ
ータ源１００からの情報を表すデジタル・ビットが、通
常の設計の送信装置１０１に供給される。これらのビッ
トは、送信装置において、２８のグループに集められ
る。各グループは、所定の信号コンステレーション（信
号点の配置）（図示せず）から選択された８次元の記号
へとトレリス符号化（格子符号化）される。８次元の各
記号は、４つの２次元信号点に写像され、それぞれ直角
振幅変調された（ＱＡＭ）４つの信号として送信される
が、この時、各信号は搬送周波数ωcを中心とするスペ
クトラムを有する。Ｔ＝１／2742.8571secの各転送期間
中に、このようなＱＡＭ信号が１つチャネル１０３を通
して送られる。従って、デジタル・ビットは、毎秒Ｔ／
４＝685.7142 ８次元記号の速度、即ち１９．２Ｋbpsの
データ転送速度で通信される。
１０を示す。システム１０において、データ源１００
は、データ消費装置１０４に情報を伝えるように構成さ
れている。例えば、データ源１００は、メインフレーム
やマイクロコンピュータなどであり、データ消費装置１
０４は、データ端末やプリンタのようなものである。デ
ータ源１００からの情報を表すデジタル・ビットが、通
常の設計の送信装置１０１に供給される。これらのビッ
トは、送信装置において、２８のグループに集められ
る。各グループは、所定の信号コンステレーション（信
号点の配置）（図示せず）から選択された８次元の記号
へとトレリス符号化（格子符号化）される。８次元の各
記号は、４つの２次元信号点に写像され、それぞれ直角
振幅変調された（ＱＡＭ）４つの信号として送信される
が、この時、各信号は搬送周波数ωcを中心とするスペ
クトラムを有する。Ｔ＝１／2742.8571secの各転送期間
中に、このようなＱＡＭ信号が１つチャネル１０３を通
して送られる。従って、デジタル・ビットは、毎秒Ｔ／
４＝685.7142 ８次元記号の速度、即ち１９．２Ｋbpsの
データ転送速度で通信される。
【０００８】この実施例において、チャネル１０３は、
標準的な私設回線網によって供給される。送信される信
号は、チャネル１０３において位相ジッタを含む種々の
損傷によって歪を受ける。本発明は、そのような位相ジ
ッタの修正を目的とする。位相ジッタは、複数の周波数
成分を含むのが普通であり、事実、次のように数学的に
表すことができる。
標準的な私設回線網によって供給される。送信される信
号は、チャネル１０３において位相ジッタを含む種々の
損傷によって歪を受ける。本発明は、そのような位相ジ
ッタの修正を目的とする。位相ジッタは、複数の周波数
成分を含むのが普通であり、事実、次のように数学的に
表すことができる。
【数１】 ここで、Ｑは時刻ｔにおける位相ジッタθ(t)の周波数
成分の数であり、αqはｑ番目のシヌソイド成分の位相
ジッタ振幅であり、ωqはその成分の周波数である。位
相ジッタは、主に電源ラインの高調波およびチャネル１
０３に存在するリンギング電圧に起因すると考えられ
る。例えば、電源ラインの電圧の基本周波数、即ち６０
Ｈｚが、通常、位相ジッタの主な場合である。状況によ
っては、基本周波数の第２高調波、即ち、１２０Ｈｚも
十分、位相ジッタの一因となり得る。しかし、位相ジッ
タの周波数は必ずしも高調波に関係付けられるとは限ら
ない。
成分の数であり、αqはｑ番目のシヌソイド成分の位相
ジッタ振幅であり、ωqはその成分の周波数である。位
相ジッタは、主に電源ラインの高調波およびチャネル１
０３に存在するリンギング電圧に起因すると考えられ
る。例えば、電源ラインの電圧の基本周波数、即ち６０
Ｈｚが、通常、位相ジッタの主な場合である。状況によ
っては、基本周波数の第２高調波、即ち、１２０Ｈｚも
十分、位相ジッタの一因となり得る。しかし、位相ジッ
タの周波数は必ずしも高調波に関係付けられるとは限ら
ない。
【０００９】受信機１０２は、位相ジッタを含む損傷を
受けがちな送信信号を代表する信号ｒ(t)を受信する。
エイリアス防止フィルタ１１は、標準的な低域通過フィ
ルタであるが、これによって信号ｒ(t)における４００
０ＫＨｚを越えるエネルギーを除去する。この濾過され
た信号は、アナログ／デジタル変換器１３に供給され、
Ａ／Ｄ変換器１３は、受信信号の通過帯域標本を毎秒４
／Ｔ標本の速度で生成する。通過帯域標本は、ヒルベル
ト・フィルタ１５に供給され、フィルタ１５は、各転送
期間に、通過帯域標本のヒルベルト変換を表す１対の信
号を導線１６および１７に与える。これらの導線は、通
常の設計の線形等価器２０の入力に続く。線形等価器２
０は、１９７５年２月２５日付けでグウィドゥ（Guidou
x）に発行された米国特許第3,868,603号に開示されたタ
イプのもので良い。この等価器は、各記号期間に１つ以
上の入力を受信して処理するため、「機能的に間隔を置
いた」等価器（"functionally spaced" equalizer）と
も称する。線形等価器２０の機能は、チャネル１０３に
よって生じる記号間の干渉を通過帯域標本から除去する
ことである。
受けがちな送信信号を代表する信号ｒ(t)を受信する。
エイリアス防止フィルタ１１は、標準的な低域通過フィ
ルタであるが、これによって信号ｒ(t)における４００
０ＫＨｚを越えるエネルギーを除去する。この濾過され
た信号は、アナログ／デジタル変換器１３に供給され、
Ａ／Ｄ変換器１３は、受信信号の通過帯域標本を毎秒４
／Ｔ標本の速度で生成する。通過帯域標本は、ヒルベル
ト・フィルタ１５に供給され、フィルタ１５は、各転送
期間に、通過帯域標本のヒルベルト変換を表す１対の信
号を導線１６および１７に与える。これらの導線は、通
常の設計の線形等価器２０の入力に続く。線形等価器２
０は、１９７５年２月２５日付けでグウィドゥ（Guidou
x）に発行された米国特許第3,868,603号に開示されたタ
イプのもので良い。この等価器は、各記号期間に１つ以
上の入力を受信して処理するため、「機能的に間隔を置
いた」等価器（"functionally spaced" equalizer）と
も称する。線形等価器２０の機能は、チャネル１０３に
よって生じる記号間の干渉を通過帯域標本から除去する
ことである。
【００１０】線形等価器２０の出力は、複素信号であ
り、転送期間に１回だけ生成される。ｎ番目の転送期間
中に生成される複素信号は、Ｚnと表す。実数成分ｚnお
よび虚数成分ｚ＾nを含むこの複素信号Ｚnは、復調器３
０に渡される。（以降、文字「Ｘ」に「＾」を冠したも
のを「Ｘ＾」のように表す。）周知のように、復調器３
０は、前記の搬送周波数ωcに基づいて通過帯域信号Ｚn
を復調して、実数成分ｙnおよび虚数成分ｙ＾nを有する
複素通過帯域信号Ｙnを生成する。
り、転送期間に１回だけ生成される。ｎ番目の転送期間
中に生成される複素信号は、Ｚnと表す。実数成分ｚnお
よび虚数成分ｚ＾nを含むこの複素信号Ｚnは、復調器３
０に渡される。（以降、文字「Ｘ」に「＾」を冠したも
のを「Ｘ＾」のように表す。）周知のように、復調器３
０は、前記の搬送周波数ωcに基づいて通過帯域信号Ｚn
を復調して、実数成分ｙnおよび虚数成分ｙ＾nを有する
複素通過帯域信号Ｙnを生成する。
【００１１】ここで指摘しなければならないのは、基本
帯域信号Ｙnが前記の位相ジッタの損傷を受けやすいと
いうことである。位相ジッタに対して修正するために、
第２の復調器３５によって、信号Ｙnを、あたかもその
成分ｙnおよびｙ＾nがチャネル１０３においてｃｏｓ
（θ(ｎＴ)）およびｓｉｎ（θ(ｎＴ)）によってそれぞ
れ変調されていたかのように、復調する。復調器３５
は、sin-cos計算器８５によって与えられるｃｏｓ（θ
＾n-1）およびｓｉｎ（θ＾n-1）の値を受信する。ここ
で、θ＾n-1はＹnに存在する位相ジッタθ(ｎＴ)の予測
推定値である。この推定値は、位相差推定器５５と結合
して動作する位相予測器７０によって供給される。この
目的のために、位相差推定器５５は、θ(ｎＴ)とθ＾
n-1との差を示す値Ψnを有する位相誤差信号を供給す
る。次の式に示すように、Ψnは、θ＾n-1のほかに、そ
れぞれ復調器３５およびスライサ４０からの信号の複素
数値であるＤnおよびＳnの関数である。
帯域信号Ｙnが前記の位相ジッタの損傷を受けやすいと
いうことである。位相ジッタに対して修正するために、
第２の復調器３５によって、信号Ｙnを、あたかもその
成分ｙnおよびｙ＾nがチャネル１０３においてｃｏｓ
（θ(ｎＴ)）およびｓｉｎ（θ(ｎＴ)）によってそれぞ
れ変調されていたかのように、復調する。復調器３５
は、sin-cos計算器８５によって与えられるｃｏｓ（θ
＾n-1）およびｓｉｎ（θ＾n-1）の値を受信する。ここ
で、θ＾n-1はＹnに存在する位相ジッタθ(ｎＴ)の予測
推定値である。この推定値は、位相差推定器５５と結合
して動作する位相予測器７０によって供給される。この
目的のために、位相差推定器５５は、θ(ｎＴ)とθ＾
n-1との差を示す値Ψnを有する位相誤差信号を供給す
る。次の式に示すように、Ψnは、θ＾n-1のほかに、そ
れぞれ復調器３５およびスライサ４０からの信号の複素
数値であるＤnおよびＳnの関数である。
【数２】 ここで、Ｉｍは、その独立変数の虚数成分であり、Ｓ* n
は、Ｓnの複素共役であり、｜Ｓn｜は、Ｓnの絶対値を
表す。
は、Ｓnの複素共役であり、｜Ｓn｜は、Ｓnの絶対値を
表す。
【００１２】位相予測器７０の動作は、以下に詳細に説
明する。ここでは、位相予測器７０が複数の反射係数を
有する無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタであるこ
とが分かれば十分である。（定義により、ＩＩＲフィル
タは、そのインパルス応答が無限の持続時間を有するフ
ィルタである。）これらの反射係数の値は、最初のＮ転
送期間を占める初期化処理の後にプロセッサ６７によっ
て与えられる。（Ｎは、経験的におよそ１００程度に決
められるが、この場合６４に等しい。）この処理の期間
中、プロセッサ６７は、位相差推定器５５から集められ
たΨ1、Ψ2、・・・・ΨNに基づいて前記の係数の値を決定
する。
明する。ここでは、位相予測器７０が複数の反射係数を
有する無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタであるこ
とが分かれば十分である。（定義により、ＩＩＲフィル
タは、そのインパルス応答が無限の持続時間を有するフ
ィルタである。）これらの反射係数の値は、最初のＮ転
送期間を占める初期化処理の後にプロセッサ６７によっ
て与えられる。（Ｎは、経験的におよそ１００程度に決
められるが、この場合６４に等しい。）この処理の期間
中、プロセッサ６７は、位相差推定器５５から集められ
たΨ1、Ψ2、・・・・ΨNに基づいて前記の係数の値を決定
する。
【００１３】位相予測器７０の出力θ＾n-1は、θ＾n-1
の値にΨnの値を加える加算器６０を通してその位相予
測器に帰還される。その結果の和φnは、θ((ｎ＋１)
Ｔ)の値を予測するために、位相予測器７０に供給され
る。定常状態においては、複素信号Ｄnの実数成分およ
び実数成分は、それぞれｄnおよびｄ＾nとして表され、
位相ジッタは実質的になく、また位相誤差信号の値Ψn
は、位相差推定器５５の出力ではほぼゼロである。
の値にΨnの値を加える加算器６０を通してその位相予
測器に帰還される。その結果の和φnは、θ((ｎ＋１)
Ｔ)の値を予測するために、位相予測器７０に供給され
る。定常状態においては、複素信号Ｄnの実数成分およ
び実数成分は、それぞれｄnおよびｄ＾nとして表され、
位相ジッタは実質的になく、また位相誤差信号の値Ψn
は、位相差推定器５５の出力ではほぼゼロである。
【００１４】スライサ４０は、複素数信号Ｓnを与える
が、その実数成分ｓnおよび虚数成分ｓ＾nは、ｄnおよ
びｄ＾nを量子化したものである。Ｓnは、送信された２
次元信号点が実際には何であったかに付いてのいわゆる
「暫定的な」結論を表す。これらの暫定的な結論は、等
価器の適応のために使用される。このため、減算器６５
は、Ｄnの実数および虚数の成分からＳnの対応する成分
を引くことによって、複素基本帯域誤差信号を与える。
その結果得られる実数および虚数の成分は、変調器８０
によって、直交搬送波ｃｏｓ（ωcｎＴ＋θ＾n-1）およ
びｓｉｎ（ωcｎＴ＋θ＾n-1）を用いてそれぞれ変調さ
れる。従って、変調器８０の出力は、複素通過帯域誤差
信号であり、その係数を通常の要領で更新するために線
形等価器２０に供給される。
が、その実数成分ｓnおよび虚数成分ｓ＾nは、ｄnおよ
びｄ＾nを量子化したものである。Ｓnは、送信された２
次元信号点が実際には何であったかに付いてのいわゆる
「暫定的な」結論を表す。これらの暫定的な結論は、等
価器の適応のために使用される。このため、減算器６５
は、Ｄnの実数および虚数の成分からＳnの対応する成分
を引くことによって、複素基本帯域誤差信号を与える。
その結果得られる実数および虚数の成分は、変調器８０
によって、直交搬送波ｃｏｓ（ωcｎＴ＋θ＾n-1）およ
びｓｉｎ（ωcｎＴ＋θ＾n-1）を用いてそれぞれ変調さ
れる。従って、変調器８０の出力は、複素通過帯域誤差
信号であり、その係数を通常の要領で更新するために線
形等価器２０に供給される。
【００１５】送信１０１器から通報された８次元記号の
最も確からしい系列を復調器３５によって与えられた信
号系列に基づいて、ビタビ（Viterbi）復号器４１によ
り標準的な方法で決定する。ビット変換器４３により、
これらの８次元記号の各々を、その記号が表す２８デジ
タル・ビットのグループへと変換する。このデジタル・
ビットは、データ表皮装置１０４によって直ちに受信さ
れる。
最も確からしい系列を復調器３５によって与えられた信
号系列に基づいて、ビタビ（Viterbi）復号器４１によ
り標準的な方法で決定する。ビット変換器４３により、
これらの８次元記号の各々を、その記号が表す２８デジ
タル・ビットのグループへと変換する。このデジタル・
ビットは、データ表皮装置１０４によって直ちに受信さ
れる。
【００１６】ここで、位相予測器７０の詳細な説明に移
る。本発明によれば、位相予測器７０は、次のような伝
達関数Ｈ（ｚ）を有するＩＩＲフィルタである。
る。本発明によれば、位相予測器７０は、次のような伝
達関数Ｈ（ｚ）を有するＩＩＲフィルタである。
【数３】 ただし、Ｇは値がΨnである位相誤差信号の総エネルギ
ーの平方根であり、ｐはＩＩＲフィルタの次数である。
（この実施例では、ｐは経験的に１０と定める。）βi
の値は、１≦ｉ≦ｐなるｐに対して、Ψnがほぼゼロと
最小になるように、選択される。この最小化は、ＩＥＥ
Ｅ会報１９７５年４月号、第６３巻p.561-p.580のジェ
イ・マクール（J.Makhoul）による「線形予測----指導
的概説」に説明されているようなダービン（Durbin）の
再帰方式を用いて、達成される。この方式によれば、β
iの値は、Ψnの自己相関に基づいて決定される。具体的
には、次の式（４）〜（８）をｉ＝１、２、...、ｐの
それぞれに対して解くことによって、βiの値が得られ
る。
ーの平方根であり、ｐはＩＩＲフィルタの次数である。
（この実施例では、ｐは経験的に１０と定める。）βi
の値は、１≦ｉ≦ｐなるｐに対して、Ψnがほぼゼロと
最小になるように、選択される。この最小化は、ＩＥＥ
Ｅ会報１９７５年４月号、第６３巻p.561-p.580のジェ
イ・マクール（J.Makhoul）による「線形予測----指導
的概説」に説明されているようなダービン（Durbin）の
再帰方式を用いて、達成される。この方式によれば、β
iの値は、Ψnの自己相関に基づいて決定される。具体的
には、次の式（４）〜（８）をｉ＝１、２、...、ｐの
それぞれに対して解くことによって、βiの値が得られ
る。
【数４】 Ｒ（ｉ）はΨnの自己相関であることを指摘する。ま
た、前記の式（３）におけるＧは次のように定義される
もこの際に指摘しなければならない。
た、前記の式（３）におけるＧは次のように定義される
もこの際に指摘しなければならない。
【数５】
【００１７】以上の事柄を考慮して、位相予測器７０の
実施例である図２に移る。この好ましい実施例におい
て、位相予測器７０は格子構造として実現されている。
この格子構造は、標準的な直進形式のような他の体現様
式の位相予測器７０ほど量子化誤差を受けずにすむので
好都合である。この量子化誤差は、それぞれの実現化に
ともなう乗算によって形成される積の打切または丸めに
よるものである。
実施例である図２に移る。この好ましい実施例におい
て、位相予測器７０は格子構造として実現されている。
この格子構造は、標準的な直進形式のような他の体現様
式の位相予測器７０ほど量子化誤差を受けずにすむので
好都合である。この量子化誤差は、それぞれの実現化に
ともなう乗算によって形成される積の打切または丸めに
よるものである。
【００１８】標準的な直進形式ではタップ係数である前
記のβiが実際には用いられるのに対し、図２に示した
ように、格子構造の位相予測器７０は、反射係数ｋ
i（ただし、１≦ｉ≦ｐ）を含む。注意深くみると、こ
れらのｋiは、βiが決定される前記の再帰処理の副産物
であることが分かる。具体的には、その処理の各繰り返
しごとに、式（５）がｋiを生成する。実際には、図１
のプロセッサ６７が、初期化処理の間にこの再帰処理を
実行して、位相予測器７０に１組のｋiを与える。
記のβiが実際には用いられるのに対し、図２に示した
ように、格子構造の位相予測器７０は、反射係数ｋ
i（ただし、１≦ｉ≦ｐ）を含む。注意深くみると、こ
れらのｋiは、βiが決定される前記の再帰処理の副産物
であることが分かる。具体的には、その処理の各繰り返
しごとに、式（５）がｋiを生成する。実際には、図１
のプロセッサ６７が、初期化処理の間にこの再帰処理を
実行して、位相予測器７０に１組のｋiを与える。
【００１９】具体的には、位相予測器７０には、ｐ段が
含まれる。導線６１で値φnを有する信号が、位相予測
器７０の第１段に印加され、その減算器２０１によりφ
nからＭ1が引かれる。Ｍ1は、位相予測器７０の第２段
によって与えられるＩ1から得る。具体的には、遅延要
素２０５によってＩ1を期間Ｔだけ遅らせた後、Ｉ1の遅
れたものを乗算器２０３を介して反射係数ｋpにより振
幅調節を行うことによってＭ1を得る。Ｏ1で示される減
算器２０１の出力は、第２段に印加されて、その減算器
２０７によって、減算器２０１と同様にＯ1からＭ2が引
かれる。同様に、位相予測器７０の第３段によって与え
られるＩ2を期間Ｔだけ遅らせた後、Ｉ2を遅らせたもの
を反射係数ｋp-1によって振幅調節することによってＭ2
を得る。Ｏ2で示される減算器２０７の出力は、位相予
測器７０の第３段に印加される。Ｏ2も乗算器２０９を
介して反射係数ｋp-1によって振幅調節される。加算器
２１３により、Ｏ2の振幅調節されたものとＩ2の遅らせ
たものとを加えて、前記のＩ1を形成する。
含まれる。導線６１で値φnを有する信号が、位相予測
器７０の第１段に印加され、その減算器２０１によりφ
nからＭ1が引かれる。Ｍ1は、位相予測器７０の第２段
によって与えられるＩ1から得る。具体的には、遅延要
素２０５によってＩ1を期間Ｔだけ遅らせた後、Ｉ1の遅
れたものを乗算器２０３を介して反射係数ｋpにより振
幅調節を行うことによってＭ1を得る。Ｏ1で示される減
算器２０１の出力は、第２段に印加されて、その減算器
２０７によって、減算器２０１と同様にＯ1からＭ2が引
かれる。同様に、位相予測器７０の第３段によって与え
られるＩ2を期間Ｔだけ遅らせた後、Ｉ2を遅らせたもの
を反射係数ｋp-1によって振幅調節することによってＭ2
を得る。Ｏ2で示される減算器２０７の出力は、位相予
測器７０の第３段に印加される。Ｏ2も乗算器２０９を
介して反射係数ｋp-1によって振幅調節される。加算器
２１３により、Ｏ2の振幅調節されたものとＩ2の遅らせ
たものとを加えて、前記のＩ1を形成する。
【００２０】位相予測器７０の第３段から第（ｐ−１）
段は、前記の第２段と構造的に類似している。唯一の相
違点は、それらの段の各々で使用される反射係数の値に
ある。具体的には、ｍ段目の反射係数は、３≦ｍ≦ｐ−
１として、ｋp-m+1の値を有する。第ｐ段、即ち位相予
測器７０の最終段も第２段に非常によく似ている。最終
段は、異なる値の反射係数ｋ1を用いるほかに、第ｐ段
の出力が同じ段の遅延要素２１５に帰還される点が、第
２段と異なる。位相予測器７０は、遅延要素２１５の出
力を因数Ｇによって振幅調節することによって形成され
る前記の値θ＾n-1の信号を導線７１に生成する。
段は、前記の第２段と構造的に類似している。唯一の相
違点は、それらの段の各々で使用される反射係数の値に
ある。具体的には、ｍ段目の反射係数は、３≦ｍ≦ｐ−
１として、ｋp-m+1の値を有する。第ｐ段、即ち位相予
測器７０の最終段も第２段に非常によく似ている。最終
段は、異なる値の反射係数ｋ1を用いるほかに、第ｐ段
の出力が同じ段の遅延要素２１５に帰還される点が、第
２段と異なる。位相予測器７０は、遅延要素２１５の出
力を因数Ｇによって振幅調節することによって形成され
る前記の値θ＾n-1の信号を導線７１に生成する。
【００２１】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考えられるが、それらはいずれも本発明の技
術的範囲に包含される。例えば、ここで開示したシステ
ムは、種々の電子的な構成ブロックおよび構成部分の形
式で具体化されているが、本発明は、それらの構成ブロ
ックまたは構成部分の任意の１つまたは１つ以上の機
能、またはそれらの機能のすべてさえも、例えば１つ乃
至それ以上の適切にプログラムされたプロセッサによっ
て実現されるようなシステムにおいても、本発明を同様
に具体化することが可能である。
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考えられるが、それらはいずれも本発明の技
術的範囲に包含される。例えば、ここで開示したシステ
ムは、種々の電子的な構成ブロックおよび構成部分の形
式で具体化されているが、本発明は、それらの構成ブロ
ックまたは構成部分の任意の１つまたは１つ以上の機
能、またはそれらの機能のすべてさえも、例えば１つ乃
至それ以上の適切にプログラムされたプロセッサによっ
て実現されるようなシステムにおいても、本発明を同様
に具体化することが可能である。
【００２２】尚、特許請求の範囲に記載した参照番号
は、発明の容易なる理解のためで、その技術的範囲を制
限するように解釈されるべきではない。
は、発明の容易なる理解のためで、その技術的範囲を制
限するように解釈されるべきではない。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたように、本発明のフィルタ構
造は、複数の周波数成分を有する位相ジッタに迅速に適
応して正確な位相ジッタ推定値を与え、ジッタの十分な
除去に役立つので、好都合である。
造は、複数の周波数成分を有する位相ジッタに迅速に適
応して正確な位相ジッタ推定値を与え、ジッタの十分な
除去に役立つので、好都合である。
【図１】本発明の原理を具体化する通信システムのブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１の通信システムにおける受信信号に存在す
る位相ジッタを推定するための位相予測器のブロック図
である。
る位相ジッタを推定するための位相予測器のブロック図
である。
１０ システム １００ データ源 １０１ 送信器 １０２ 受信機 １０３ チャネル １０４ データ消費装置 １１ エイリアス防止フィルタ １３ Ａ／Ｄ変換器 １５ ヒルベルト・フィルタ ２０ 線形等価器 ３０、３５ 復調器 ４０ スライサ ４１ ビタビ復号器 ４３ ビット変換器 ５５ 位相差推定器 ６５ 減算器 ６７ プロセッサ ７０ 位相予測器 ８０ 変調器 ８５ sin-cos計算器 １０４ データ消費装置
Claims (24)
- 【請求項１】 受信信号における位相ジッタとその推定
値との間の差を表す位相誤差信号を受信する手段（６
０、６７）と、無限に持続するインパルス応答を有し、
かつ前記位相誤差信号の自己相関によって決定される伝
達関数をも有して、前記の推定値を形成する手段（７
０）とを備えた、ことを特徴とする位相ジッタを推定す
る装置。 - 【請求項２】 位相ジッタを含む信号を処理するため
に、前記位相ジッタとその推定値との間の差を表す位相
誤差を生成する手段（５５）と、無限に持続するインパ
ルス応答を有し、かつ前記位相誤差の自己相関によって
決定される伝達関数をも有して、前記の推定値を与える
手段（７０）と、前記の推定値に応じて前記信号から前
記位相ジッタを除去する除去手段（３５、８５）とを備
えたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項３】 前記除去手段が、搬送周波数として前
記の位相ジッタ推定値を用いて前記信号を復調する手段
をさらに備えたことを特徴とする請求項２記載の受信装
置。 - 【請求項４】 前記伝達関数が、再帰的方法を用いて決
定されることを特徴とする請求項２記載の受信装置。 - 【請求項５】 前記の与える手段が、格子構造として実
現されることを特徴とする請求項２記載の受信装置。 - 【請求項６】 位相ジッタを含む信号の標本から位相ジ
ッタが除去されるように搬送周波数として前記位相ジッ
タの推定値を用いて、前記標本を復調する手段（３５）
と、前記推定値と前記位相ジッタとの間の差を表す位相
誤差の自己相関の関数である伝達関数を有し、かつ無限
に持続するインパルス応答をも有して、前記推定値を与
える手段（７０）とを備えたことを特徴とする受信装
置。 - 【請求項７】 前記伝達関数が、再帰的方法によって決
定されることを特徴とする請求項６記載の受信装置。 - 【請求項８】 前記の与える手段が、格子構造として実
現されることを特徴とする請求項６記載の受信装置。 - 【請求項９】 信号を送信する送信装置を有する通信シ
ステムにおいて、前記信号に関係付けられた受信信号の
標本が位相ジッタを含むとき、前記標本を基に前記信号
を復元する手段（１５、２０、３０）と、前記推定値と
前記位相ジッタとの間の差を表す位相誤差の自己相関の
関数である伝達関数を有し、かつ無限に持続するインパ
ルス応答をも有して、前記位相ジッタの推定値を生成す
る生成手段（７０）と、前記推定値に応じて、前記標本
から前記位相ジッタを除去する除去手段（３５、８５）
とを備えたことを特徴とする通信システム。 - 【請求項１０】 前記除去手段が、搬送周波数として前
記推定値を用いて前記標本を復調する手段をさらに備え
たことを特徴とする請求項９記載の通信システム。 - 【請求項１１】 前記の伝達関数が、再帰的方法を用い
て決定されることを特徴とする請求項９記載の通信シス
テム。 - 【請求項１２】 前記生成手段が、格子構造として実現
されることを特徴とする請求項９記載の通信システム。 - 【請求項１３】 受信信号における位相ジッタとその推
定値との間の差を表す位相誤差信号を受信するステップ
と、無限に持続するインパルス応答を有し、かつ前記位
相誤差信号の自己相関によって決定される伝達関数をも
有するフィルタを用いて、前記の推定値を形成するステ
ップとを備えた、ことを特徴とする位相ジッタを推定す
る方法。 - 【請求項１４】 位相ジッタを含む信号を処理する受信
装置において、前記位相ジッタとその推定値との間の差
を表す位相誤差を生成するステップと、インパルス応答
が無限に持続し、かつ伝達関数が前記位相誤差の自己相
関の関数であるフィルタを用いて、前記の推定値を与え
るステップと、前記の推定値に応じて前記信号から前記
位相ジッタを除去する除去ステップとを備えたことを特
徴とする受信装置で用いる方法。 - 【請求項１５】 前記除去ステップが、搬送周波数とし
て前記の位相ジッタ推定値を用いて前記信号を復調する
ステップをさらに備えたことを特徴とする請求項１４記
載の方法。 - 【請求項１６】 前記伝達関数が、再帰的方法を用いて
決定されることを特徴とする請求項１４記載の方法。 - 【請求項１７】 前記フィルタが、格子構造として実現
されることを特徴とする請求項１４記載の方法。 - 【請求項１８】 位相ジッタを含む信号の標本から位相
ジッタが除去されるように搬送周波数として前記位相ジ
ッタの推定値を用いて、前記標本を復調するステップ
と、伝達関数が前記推定値と前記位相ジッタとの間の差
を表す位相誤差の自己相関の関数であり、かつインパル
ス応答が無限に持続するフィルタを用いて、前記推定値
を与えるステップとを備えたことを特徴とする受信装置
で用いる方法。 - 【請求項１９】 前記伝達関数が、再帰的方法によって
決定されることを特徴とする請求項１８記載の方法。 - 【請求項２０】 前記フィルタが、格子構造として実現
されることを特徴とする請求項１８記載の方法。 - 【請求項２１】 信号を送信する送信装置を有する通信
システムにおいて、前記信号に関係付けられた受信信号
の標本が位相ジッタを含むとき、前記標本を基に前記信
号を復元するステップと、前記推定値と前記位相ジッタ
との間の差を表す位相誤差の自己相関の関数である伝達
関数を有し、かつ無限に持続するインパルス応答をも有
して、前記位相ジッタの推定値を生成する生成ステップ
と、前記推定値に応じて、前記標本から前記位相ジッタ
を除去する除去ステップとを備えたことを特徴とする通
信システムで用いる方法。 - 【請求項２２】 前記除去ステップが、搬送周波数とし
て前記推定値を用いて前記標本を復調するステップをさ
らに備えたことを特徴とする請求項２１記載の方法。 - 【請求項２３】 前記の伝達関数が、再帰的方法を用い
て決定されることを特徴とする請求項２１記載の方法。 - 【請求項２４】 前記フィルタが、格子構造として実現
されることを特徴とする請求項２１記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US562050 | 1990-08-02 | ||
| US07/562,050 US5115452A (en) | 1990-08-02 | 1990-08-02 | Phase jitter correction arrangement |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04234251A JPH04234251A (ja) | 1992-08-21 |
| JPH0728319B2 true JPH0728319B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=24244571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3180498A Expired - Fee Related JPH0728319B2 (ja) | 1990-08-02 | 1991-06-26 | 位相ジッタを推定する装置および方法、受信装置、通信システム、ならびに受信装置または通信システムで用いる方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5115452A (ja) |
| JP (1) | JPH0728319B2 (ja) |
| GB (1) | GB2248156B (ja) |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5146473A (en) * | 1989-08-14 | 1992-09-08 | International Mobile Machines Corporation | Subscriber unit for wireless digital subscriber communication system |
| DE69120594T2 (de) * | 1990-04-26 | 1997-01-09 | Fujitsu Ltd | Wellenformentzerrer mit Neuronalnetzwerk |
| CA2054049C (en) * | 1990-11-05 | 1996-02-06 | Henry L. Kazecki | Apparatus and method for removing distortion in a received signal |
| US5740206A (en) * | 1991-07-19 | 1998-04-14 | Interdigital Technology Corporation | Adaptive nonlinear equalizer for digital FM signals |
| DE69325332T2 (de) * | 1992-10-13 | 1999-11-04 | Nec Corp | Frequenzstabilisierer in einem Funkkommunikationssystem mit phasenumgetasteten Signalen |
| US5590140A (en) * | 1994-12-30 | 1996-12-31 | Lucent Technologies Inc. | Clock recovery extrapolation |
| US5602601A (en) * | 1995-04-21 | 1997-02-11 | L. G. Electronics Inc. | Phase error corrector for HDTV reception system |
| US5745396A (en) * | 1995-04-28 | 1998-04-28 | Lucent Technologies Inc. | Pipelined adaptive IIR filter |
| US5870442A (en) * | 1996-12-31 | 1999-02-09 | Lucent Technologies Inc. | Timing recovery arrangement |
| JP3540329B2 (ja) * | 1997-05-15 | 2004-07-07 | インターナシヨナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーシヨン | ノイズ予測最尤検出の装置および方法 |
| US7127019B2 (en) * | 2001-06-21 | 2006-10-24 | Hitachi, Ltd. | Methods and apparatus for implementing multi-tone receivers |
| WO2003073280A1 (en) * | 2002-02-26 | 2003-09-04 | Advantest Corporation | Measuring apparatus and measuring method |
| DE60216328T2 (de) * | 2002-05-03 | 2007-03-01 | Agilent Technologies Deutschland Gmbh | Jitter-spektrum-analyse |
| US8050368B2 (en) * | 2007-05-29 | 2011-11-01 | Texas Instruments Incorporated | Nonlinear adaptive phase domain equalization for multilevel phase coded demodulators |
| US9160382B2 (en) | 2013-10-08 | 2015-10-13 | Blackberry Limited | Phase noise mitigation for wireless communications |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2468258B1 (fr) * | 1979-10-19 | 1987-06-26 | Cit Alcatel | Circuit de correction des bruits de phase pour un systeme de transmission |
| US4253184A (en) * | 1979-11-06 | 1981-02-24 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Phase-jitter compensation using periodic harmonically related components |
| US4320526A (en) * | 1980-03-03 | 1982-03-16 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Adaptive phase-jitter tracker |
| JPS6097743A (ja) * | 1983-11-02 | 1985-05-31 | Canon Inc | 適応型線形予測装置 |
| CA1246707A (en) * | 1984-02-20 | 1988-12-13 | Botaro Hirosaki | Apparatus for cancelling periodic carrier phase jitters |
| US4777640A (en) * | 1986-06-09 | 1988-10-11 | Motorola, Inc. | Frequency adaptive phase jitter canceler |
| US4953186A (en) * | 1988-02-19 | 1990-08-28 | Silicon Systems, Inc. | Phase jitter tracker |
| US4856031A (en) * | 1988-04-28 | 1989-08-08 | General Datacomm, Inc. | Adaptive multiharmonic phase jitter compensation |
| US4847864A (en) * | 1988-06-22 | 1989-07-11 | American Telephone And Telegraph Company | Phase jitter compensation arrangement using an adaptive IIR filter |
-
1990
- 1990-08-02 US US07/562,050 patent/US5115452A/en not_active Expired - Lifetime
-
1991
- 1991-06-26 JP JP3180498A patent/JPH0728319B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1991-07-25 GB GB9116074A patent/GB2248156B/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
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|---|---|
| GB2248156B (en) | 1994-06-08 |
| GB9116074D0 (en) | 1991-09-11 |
| JPH04234251A (ja) | 1992-08-21 |
| GB2248156A (en) | 1992-03-25 |
| US5115452A (en) | 1992-05-19 |
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