JPH0640627B2 - 適応型ジツタキヤンセラ - Google Patents
適応型ジツタキヤンセラInfo
- Publication number
- JPH0640627B2 JPH0640627B2 JP62016119A JP1611987A JPH0640627B2 JP H0640627 B2 JPH0640627 B2 JP H0640627B2 JP 62016119 A JP62016119 A JP 62016119A JP 1611987 A JP1611987 A JP 1611987A JP H0640627 B2 JPH0640627 B2 JP H0640627B2
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- Japan
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- jitter
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- filter
- adaptive
- low
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
- H04L27/3836—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using the received modulated signal or the received IF signal, e.g. by detecting a pilot or by frequency multiplication
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，伝送システムにおける位相ジッタ妨害を除く
目的で受信器内部に組み込まれるジッタキャンセラに関
する。
目的で受信器内部に組み込まれるジッタキャンセラに関
する。
従来のジッタキャンセラは，受信信号より抽出した搬送
波位相をジッタ予測フィルタに入力し，このフィルタに
よって予測した信号をもって，受信信号に含まれる位相
ジッタ成分を除去していた。
波位相をジッタ予測フィルタに入力し，このフィルタに
よって予測した信号をもって，受信信号に含まれる位相
ジッタ成分を除去していた。
ジッタ予測フィルタは，通常，FIR （finite impulse r
esponse ）フィルタで構成され，そのタップ係数を自動
的に調節することによって，受信信号より抽出された搬
送波位相の中から，雑音成分と位相ジッタ成分を分離す
るが，予測の精度を十分にするためにはかなり長いタッ
プ数を必要とする。
esponse ）フィルタで構成され，そのタップ係数を自動
的に調節することによって，受信信号より抽出された搬
送波位相の中から，雑音成分と位相ジッタ成分を分離す
るが，予測の精度を十分にするためにはかなり長いタッ
プ数を必要とする。
例えば，変調方式が１２８点QAM ，ボーレイトが２４０
０Hzの音声帯域用データモデムの場合，実用に耐え得る
特性を得るためには，３０〜５０タップを必要とし，上
記特性を得るための演算時間及び該演算に必要なメモリ
容量が増大してしまうという欠点がある。
０Hzの音声帯域用データモデムの場合，実用に耐え得る
特性を得るためには，３０〜５０タップを必要とし，上
記特性を得るための演算時間及び該演算に必要なメモリ
容量が増大してしまうという欠点がある。
本発明の目的は，上述した欠点を除去し，十分な予測の
精度を得るためのジッタ予測フィルタのタップ数を短く
することができる適応型ジッタキャンセラを提供するこ
とにある。
精度を得るためのジッタ予測フィルタのタップ数を短く
することができる適応型ジッタキャンセラを提供するこ
とにある。
上述の欠点を解決するため，本発明のジッタキャンセラ
は，予測フィルタのタップ数を短くすべく，予測フィル
タに入力される搬送波位相信号のＳＮ比を向上させるた
めに，予測フィルタの前段に，適応型正弦波強調器を挿
入する。但し，予測フィルタと同形式のFIR フィルタを
使用した適応型正弦波強調器を挿入しただけでは，予測
フィルタと適応型正弦波強調器のタップ数の合計は，予
測フィルタのみで等価な特性を得る場合のタップ数と同
程度になるので，従来技術に対する優先性は少ない。
は，予測フィルタのタップ数を短くすべく，予測フィル
タに入力される搬送波位相信号のＳＮ比を向上させるた
めに，予測フィルタの前段に，適応型正弦波強調器を挿
入する。但し，予測フィルタと同形式のFIR フィルタを
使用した適応型正弦波強調器を挿入しただけでは，予測
フィルタと適応型正弦波強調器のタップ数の合計は，予
測フィルタのみで等価な特性を得る場合のタップ数と同
程度になるので，従来技術に対する優先性は少ない。
ところが，音声電話回線などでもそうであるように，回
線に存在する位相ジッタ成分の周波数は，一般に受信シ
ステムのサンプル周波数（ボーレイト）に比べると十分
に低い，例えば，音声回線で用いられる高速データモデ
ムは，サンプル周波数が２４００Hzであり，回線に存在
する位相ジッタは２０〜３００Hz程度である。
線に存在する位相ジッタ成分の周波数は，一般に受信シ
ステムのサンプル周波数（ボーレイト）に比べると十分
に低い，例えば，音声回線で用いられる高速データモデ
ムは，サンプル周波数が２４００Hzであり，回線に存在
する位相ジッタは２０〜３００Hz程度である。
従って，予測フィルタに前置する適応正弦波強調器は，
上の例で考えれば受信系のサンプル周波数である２４０
０Hzの1/4の６００Hzサンプルで十分である。そこで抽
出した搬送波位相に帯域制限を加え，1/4のサンプルに
間引き，適応型正弦波強調器を1/4サンプルで動作させ
れば，間引きしない場合に比べて1/4のタップ数しか必
要としないこととなる。
上の例で考えれば受信系のサンプル周波数である２４０
０Hzの1/4の６００Hzサンプルで十分である。そこで抽
出した搬送波位相に帯域制限を加え，1/4のサンプルに
間引き，適応型正弦波強調器を1/4サンプルで動作させ
れば，間引きしない場合に比べて1/4のタップ数しか必
要としないこととなる。
次に，本発明について図面を参照して説明する。
第１図に示した本発明の一実施例は，音声回線用２４０
０ボーのデータモデムに本発明を実施した例である。受
信信号は，復調器１０１及び自動等化器１０２により十
分な回線等化を行なわれ複素ベースバンド信号となる。
該複素ベースバンド信号は，判定器１０４の判定結果に
共役器１０５により複素共役化を施した信号と複素乗算
器１０６により複素乗算される。この複素乗算の結果信
号から虚部選択器１０７により虚部のみを取り出すこと
により，自動等化器１０２出力の中より搬送波位相を抽
出する。抽出された搬送波位相信号はローパスフィルタ
１０８により３００Hz以上の成分を除去する。
０ボーのデータモデムに本発明を実施した例である。受
信信号は，復調器１０１及び自動等化器１０２により十
分な回線等化を行なわれ複素ベースバンド信号となる。
該複素ベースバンド信号は，判定器１０４の判定結果に
共役器１０５により複素共役化を施した信号と複素乗算
器１０６により複素乗算される。この複素乗算の結果信
号から虚部選択器１０７により虚部のみを取り出すこと
により，自動等化器１０２出力の中より搬送波位相を抽
出する。抽出された搬送波位相信号はローパスフィルタ
１０８により３００Hz以上の成分を除去する。
ローパスフィルタ１０８及び後述するローパスフィルタ
１１４は同じ構成で第２図に示す構成及び第３図に示す
周波数特性を有す。本フィルタは加算器２０１〜２０
４，遅延器２０５〜２０６，係数器２０７〜２１０によ
り構成される一般的な２次のディジタルフィルタであ
る。
１１４は同じ構成で第２図に示す構成及び第３図に示す
周波数特性を有す。本フィルタは加算器２０１〜２０
４，遅延器２０５〜２０６，係数器２０７〜２１０によ
り構成される一般的な２次のディジタルフィルタであ
る。
再び，第１図を参照して，ローパスフィルタ１０８の出
力はサンプラ１０９により1/600(秒)毎にサンプルされ
る。サンプラ１０９の出力は遅延器１１０，アダプティ
ブフィルタ１１１，減算器１１２により構成される正弦
波強調器により，位相ジッタ成分のみを取り出す。
力はサンプラ１０９により1/600(秒)毎にサンプルされ
る。サンプラ１０９の出力は遅延器１１０，アダプティ
ブフィルタ１１１，減算器１１２により構成される正弦
波強調器により，位相ジッタ成分のみを取り出す。
アダプティブフィルタ１１１は第４図の如く，１／６０
０秒の遅延器３０１，可変係数器３０２，加算器３０３
により構成され，第１図中の減算器１１２の出力の平均
電力が最小になるべく可変係数器３０２の値が調節され
る。
０秒の遅延器３０１，可変係数器３０２，加算器３０３
により構成され，第１図中の減算器１１２の出力の平均
電力が最小になるべく可変係数器３０２の値が調節され
る。
また，第１図を参照して，アダプティブフィルタ１１１
の出力は零補間器１１３により零補間を行なわれて２４
００Hzのサンプル系列となる。即ち，アダプティブフィ
ルタ１１１の出力の１／６００秒毎のサンプル系列の間
に１／２４００秒毎に０のサンプル値を３個挿入する。
零補間器１１３の出力はローパスフィルタ１１４により
波形整形されて，２４００Hzでサンプルされた位相ジッ
タ信号を得る。
の出力は零補間器１１３により零補間を行なわれて２４
００Hzのサンプル系列となる。即ち，アダプティブフィ
ルタ１１１の出力の１／６００秒毎のサンプル系列の間
に１／２４００秒毎に０のサンプル値を３個挿入する。
零補間器１１３の出力はローパスフィルタ１１４により
波形整形されて，２４００Hzでサンプルされた位相ジッ
タ信号を得る。
ローパスフィルタ１１４の出力は，アダプティブフィル
タ１１５によって更なる雑音除去及び位相調節を行な
い，三角関数発生器１１６により複素ベクトルに変換さ
れた後，複素乗算器１０３により自動等化器出力１０２
と掛け合わされ，自動等化器１０２出力に含まれる位相
ジッタを消去する。共役器１０５と複素乗算器１１７
は，位相ジッタを消去した後の位相誤差を抽出し，この
位相誤差の電力が最小になる様にアダプティブフィルタ
１１５の可変係数器４０２の値を調節する。
タ１１５によって更なる雑音除去及び位相調節を行な
い，三角関数発生器１１６により複素ベクトルに変換さ
れた後，複素乗算器１０３により自動等化器出力１０２
と掛け合わされ，自動等化器１０２出力に含まれる位相
ジッタを消去する。共役器１０５と複素乗算器１１７
は，位相ジッタを消去した後の位相誤差を抽出し，この
位相誤差の電力が最小になる様にアダプティブフィルタ
１１５の可変係数器４０２の値を調節する。
アダプティブフィルタ１１５は第５図に示す如く１／２
４００秒の遅延器４０１，可変係数器402 ，加算器４０
３により構成されている。
４００秒の遅延器４０１，可変係数器402 ，加算器４０
３により構成されている。
ジッタキャンセラの位相ジッタと雑音の分離能力は搬送
波位相の観測時間に比例する。本発明の実施例におい
て，アダプティブフィルタ１１１のタップ数をN1，アダ
プティブフィルタ１１５のタップ数をN2とすると観測時
間τ，RAM 容量Ｍ，１サンプル当りの乗算回数Ｌは となる。
波位相の観測時間に比例する。本発明の実施例におい
て，アダプティブフィルタ１１１のタップ数をN1，アダ
プティブフィルタ１１５のタップ数をN2とすると観測時
間τ，RAM 容量Ｍ，１サンプル当りの乗算回数Ｌは となる。
従来のジッタキャンセラによって同様の特性を得るため
には，タップ数N3は N3＝τ＝4N1 ＋N2 ………… 必要であり，RAM 容量M′，乗算回数L′はそれぞれ となり，本発明によってRAM 容量及び乗算回数の削減効
果，或いは同一RAM 容量，乗算回数による特性の向上の
効果が発揮される。
には，タップ数N3は N3＝τ＝4N1 ＋N2 ………… 必要であり，RAM 容量M′，乗算回数L′はそれぞれ となり，本発明によってRAM 容量及び乗算回数の削減効
果，或いは同一RAM 容量，乗算回数による特性の向上の
効果が発揮される。
尚，本実施例では音声回線用２４００ボーのデータモデ
ムの場合に限定した説明したが，他の形式の通信システ
ムにも応用し得ることは自明である。
ムの場合に限定した説明したが，他の形式の通信システ
ムにも応用し得ることは自明である。
以上説明したように，本発明は従来のジッタキャンセラ
の１部を低いサンプル周期で動作させる事により，充分
な予測精度を得るためのジッタ予測フィルタのタップ数
を短くすることができ，上記予測精度を得るための演算
回路，演算に要するメモリ容量の減少やジッタキャンセ
ラの特性の向上を期待することができるという効果があ
る。
の１部を低いサンプル周期で動作させる事により，充分
な予測精度を得るためのジッタ予測フィルタのタップ数
を短くすることができ，上記予測精度を得るための演算
回路，演算に要するメモリ容量の減少やジッタキャンセ
ラの特性の向上を期待することができるという効果があ
る。
第１図は本発明の一実施例による適応型ジッタキャンセ
ラを示す構成図，第２図及び第３図はそれぞれ上記実施
例で使用されるローパスフィルタの構成図及び周波数特
性図，第４図及び第５図はそれぞれ上記実施例で使用さ
れるアダプティブフィルタ１１１及び１１５の構成図で
ある。 各図において， １０１は復調器，１０２は自動等化器，１０３，１０
６，１１７は複素乗算器，１０４は判定器，１０５は共
役器，１０７，１１８は虚部選択器，１０８，１１４は
ローパスフィルタ，１０９はサンプラ，１１０は遅延
器，１１１，１１５はアダプティブフィルタ，１１２は
減算器，１１３は零補間器，１１６は三角関数発生器，
２０１〜２０４は加算器，２０５，２０６は遅延器，２
０７〜２１０は係数器，３０１は遅延器，３０２は可変
係数器，３０３は加算器，４０１は遅延器，４０２は可
変係数器，４０３は加算器である。
ラを示す構成図，第２図及び第３図はそれぞれ上記実施
例で使用されるローパスフィルタの構成図及び周波数特
性図，第４図及び第５図はそれぞれ上記実施例で使用さ
れるアダプティブフィルタ１１１及び１１５の構成図で
ある。 各図において， １０１は復調器，１０２は自動等化器，１０３，１０
６，１１７は複素乗算器，１０４は判定器，１０５は共
役器，１０７，１１８は虚部選択器，１０８，１１４は
ローパスフィルタ，１０９はサンプラ，１１０は遅延
器，１１１，１１５はアダプティブフィルタ，１１２は
減算器，１１３は零補間器，１１６は三角関数発生器，
２０１〜２０４は加算器，２０５，２０６は遅延器，２
０７〜２１０は係数器，３０１は遅延器，３０２は可変
係数器，３０３は加算器，４０１は遅延器，４０２は可
変係数器，４０３は加算器である。
Claims (1)
- 【請求項１】受信信号より抽出した搬送波位相をジッタ
予測フィルタに入力し，前記受信信号より前記ジッタ予
測フィルタ出力を位相方向に差し引くサンプル周期Ｔ
(秒)のディジタル信号処理型ジッタキャンセラにおい
て，前記搬送波位相を1/2NT(Hz)以下に帯域制限する第
１のローパスフィルタと，該ローパスフィルタ出力を周
期NT(秒)でサンプリングするサンプラと，該サンプラ出
力に従続するサンプル周期NT(秒)にて作動するディジタ
ル正弦波強調器と，該正弦波強調器出力に補間を行ない
サンプル周期Ｔ(秒)の系列に変換する補間器と，該補間
器出力を1/2NT(Hz)に帯域制限する第２のローパスフィ
ルタを有し，該第２のローパスフィルタ出力を前記ジッ
タ予測フィルタの入力とすることを特徴とする適応型ジ
ッタキャンセラ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62016119A JPH0640627B2 (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 適応型ジツタキヤンセラ |
| US07/148,984 US4792964A (en) | 1987-01-28 | 1988-01-27 | Adaptive jitter canceller having sinusoidal accentuator and jitter prediction filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62016119A JPH0640627B2 (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 適応型ジツタキヤンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63185232A JPS63185232A (ja) | 1988-07-30 |
| JPH0640627B2 true JPH0640627B2 (ja) | 1994-05-25 |
Family
ID=11907630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62016119A Expired - Lifetime JPH0640627B2 (ja) | 1987-01-28 | 1987-01-28 | 適応型ジツタキヤンセラ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4792964A (ja) |
| JP (1) | JPH0640627B2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5175746A (en) * | 1987-10-14 | 1992-12-29 | Canon Kabushiki Kaisha | Receiving apparatus and transmitting-receiving apparatus |
| GB8805767D0 (en) * | 1988-03-10 | 1988-04-07 | Ncr Co | Phase perturbation compensation system |
| JP2658221B2 (ja) * | 1988-07-27 | 1997-09-30 | 日本電気株式会社 | 位相制御方式 |
| US5132926A (en) * | 1990-09-21 | 1992-07-21 | Proteon, Inc. | Token ring equalizer |
| US5465413A (en) * | 1993-03-05 | 1995-11-07 | Trimble Navigation Limited | Adaptive noise cancellation |
| JP2818997B2 (ja) * | 1993-06-30 | 1998-10-30 | シャープ株式会社 | ディジタルデータ検出器 |
| GB9601488D0 (en) * | 1996-01-25 | 1996-03-27 | Rca Thomson Licensing Corp | Time reversal filter |
| US7003030B2 (en) | 1999-03-08 | 2006-02-21 | Lenovo (Singapore) Pte. Ltd. | Receivers, methods, and computer program products for an analog modem that receives data signals from a digital modem |
| US6661847B1 (en) | 1999-05-20 | 2003-12-09 | International Business Machines Corporation | Systems methods and computer program products for generating and optimizing signal constellations |
| JP3407255B1 (ja) * | 2002-05-07 | 2003-05-19 | 富士通株式会社 | 雑音除去方法及び装置 |
| US9160382B2 (en) | 2013-10-08 | 2015-10-13 | Blackberry Limited | Phase noise mitigation for wireless communications |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4004226A (en) * | 1975-07-23 | 1977-01-18 | Codex Corporation | QAM receiver having automatic adaptive equalizer |
| US4086592A (en) * | 1977-07-22 | 1978-04-25 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Digital sidelobe canceller |
| US4458355A (en) * | 1981-06-11 | 1984-07-03 | Hycom Incorporated | Adaptive phase lock loop |
| US4412341A (en) * | 1981-11-18 | 1983-10-25 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Interference cancellation method and apparatus |
| FR2538645B1 (fr) * | 1982-12-28 | 1986-04-11 | Thomson Csf | Procede et dispositif d'interpolation de la parole dans un systeme de transmission de parole numerisee |
| US4481645A (en) * | 1982-12-29 | 1984-11-06 | At&T Bell Laboratories | Linear distortion canceller circuit |
| US4639939A (en) * | 1984-02-20 | 1987-01-27 | Nec Corporation | Apparatus for cancelling periodic carrier phase jitters |
| US4627080A (en) * | 1984-11-23 | 1986-12-02 | At&T Bell Laboratories | Adaptive timing circuit |
| US4694468A (en) * | 1986-04-25 | 1987-09-15 | Eastman Kodak Company | Apparatus useful in channel equalization adjustment |
-
1987
- 1987-01-28 JP JP62016119A patent/JPH0640627B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-01-27 US US07/148,984 patent/US4792964A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4792964A (en) | 1988-12-20 |
| JPS63185232A (ja) | 1988-07-30 |
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