JPH0365058B2 - - Google Patents

Description

請求の範囲 １ 伝送回線における歪効果を自動的に補償する
方法であつて、Ｔをシンボル周期とするとき伝送
回線を通して毎秒１／Ｔシンボルで伝送される受
信データ信号のサンプルを形成することによりサ
ンプル信号を形成し、該サンプルは、βをデータ
信号の波形整形に関与したロールオフフイルター
のロールオフ率とし、ｐを不等式ｐ＞（１＋β）
を満足する値とするとき、毎秒ｐ／Ｔサンプルの
割合で形成されるようになつており、 該サンプルの各々を等化器手段の伝達関数を規
定するそれぞれの係数で乗算してシンボル周期毎
にその積を形成し、 該積の和を形成し、 該和に応動して、該伝送されたデータシンボル
の識別値である判定値を形成し、 完全には等化されていない回線の歪を表わす誤
差信号であつて各判定値に対応する誤差信号を形
成し、および 該誤差信号に応動して該係数のおのおのを更新
する段階からなる分数周期タツプ間隔の等化器用
の係数ドリフトの制御方法において、 該サンプル信号に対する伝達関数が極めて低い
利得となつている周波数帯域においてエネルギー
を持つ別の信号を該サンプル信号に加算すること
により該係数の値が時間と共にドリフトする傾向
を最小化する段階を含むことを特徴とする分数周
期タツプ間隔の等化器用の係数ドリフトの制御方
法。 ２ 請求の範囲第１項に記載の方法において、該
加算の段階は、該伝送回線の伝達関数が極めて低
い利得を有する周波数で（０〜2μp／Ｔ）rad／
秒の範囲内にエネルギーを持つ信号を該受信信号
に加算することを特徴とする分数周期タツプ間隔
の等化器用の係数ドリフトの制御方法。 ３ 請求の範囲第１項あるいは第２項に記載の方
法において、該別の信号は複数個の正弦波である
ことを特徴とする分数周期タツプ間隔の等化器用
の係数ドリフトの制御方法。 ４ 請求の範囲第１項あるいは第２項に記載の方
法において、該別の信号はその周波数が変化する
少くとも１つの正弦波であることを特徴とする分
数周期タツプ間隔の等化器用の係数ドリフトの制
御方法。 ５ 請求の範囲第１項あるいは第２項に記載の方
法において、該別の信号は雑音信号であることを
特徴とする分数周期タツプ間隔の等化器用の係数
ドリフトの制御方法。 ６ 請求の範囲第１項あるいは第２項に記載の方
法において、該データ信号は角周波数ω_cの変調
信号であり、該伝送回線の伝達関数が少くとも最
小利得を有する最高の周波数は（ω_c＋（１＋β）
π／Ｔ）であることを特徴とする分数周期タツプ
間隔の等化器用の係数ドリフトの制御方法。 ７ 請求の範囲第１項あるいは第２項に記載の方
法において、該更新において、該係数は該誤差信
号の二乗の値の平均を最小化するように更新され
ることを特徴とする分数周期タツプ間隔の等化器
用の係数ドリフトの制御方法。 ８ 伝送回線における歪効果を自動的に補償する
装置であつて、Ｔをシンボル周期とするとき伝送
回線を通して毎秒１／Ｔシンボルで伝送される受
信データ信号のサンプルを形成するためのサンプ
リング手段（17、19）で、該伝送回線および該サ
ンプリング手段はβをデータ信号の波形整形に関
与したロールオフフイルターのロールオフ率と
し、ｐを不等式ｐ＞（１＋β）を満足する値とす
るとき毎秒ｐ／Ｔサンプルの割合で動作するもの
からなるサンプル信号形成手段、 該シンボル周波数で動作し該サンプルのおのお
のを等化器手段の伝達関数を規定するそれぞれの
係数で乗算して複数の積を形成する等化器手段
（22）、 該シンボル周波数で動作し該積の和を形成する
手段、 該和に応動して各伝送データシンボルの識別値
である判定値を形成する判定回路手段（25、27、
31、35、38）、および完全には等化されていない
回線の歪を表わす誤差信号であつて各判定値に対
応する誤差信号を形成する手段を含む分数周期タ
ツプ間隔の等化器用の係数ドリフトの制御装置に
おいて、該等化器手段は該誤差信号に応動して該
係数のおのおのを更新する手段（23）を含み、 該伝送回線とサンプル手段とからなるサンプル
回線の伝達関数が極めて低い利得を有する周波数
帯域にエネルギーを持つ別の信号を該サンプル信
号に加え、該係数の値が時間と共にドリフトする
傾向を最小化するための手段（13、18）を更に含
むことを特徴とする分数周期タツプ間隔の等化器
用の係数ドリフトの制御装置。 ９ 請求の範囲第８項に記載の装置において、該
加算手段は該伝送回線の伝達関数が極めて低い利
得を有する周波数に（０〜2πp／Ｔ）rad／秒の
範囲でエネルギーを持つ信号を該受信信号に加算
する手段を含むことを特徴とする分数周期タツプ
間隔の等化器用の係数ドリフトの制御装置。 １０ 請求の範囲第８項あるいは第９項に記載の
装置において、該別の信号はおのおのが選択され
た周波数を持つ複数個の正弦波を持つことを特徴
とする分数周期タツプ間隔の等化器用の係数ドリ
フトの制御装置。 １１ 請求の範囲第８項あるいは第９項に記載の
装置において、該別の信号は少くとも１つの正弦
波を含み、その周波数が変化することを特徴とす
る分数周期タツプ間隔の等化器用の係数ドリフト
の制御装置。 １２ 請求の範囲第８項あるいは第９項に記載の
装置において、該別の信号は雑音信号であること
を特徴とする分数周期タツプ間隔の等化器用の係
数ドリフトの制御装置。 １３ 請求の範囲第８項あるいは第９項に記載の
装置において、該データ信号はラジアン周波数
ω_cの変調された信号であり、該伝送回線の伝達
関数が少くとも最小の利得を有する最高の周波数
は（ω_c＋（１＋β）π／Ｔ）であることを特徴と
する分数周期タツプ間隔の等化器用の係数ドリフ
トの制御装置。 １４ 請求の範囲第１３項に記載の装置におい
て、該更新手段は該誤差信号の二乗の値の平均値
を最小化するように該係数のおのおのを更新する
手段を持つことを特徴とする分数周期タツプ間隔
の等化器用の係数ドリフトの制御装置。 発明の背景 本発明は送信されたデータ信号の帯域制限され
たチヤネルの歪みの効果を補償する自動等化器に
関する。 自動等化器は未知の特性を有する帯域制限され
たチヤネルを通して送信された高速のデータ信号
の正確な受信のために必要である。等化器は一般
にトランスバーサルフイルタの形式をとり、この
中で入来データ信号のサンプルから成るサンプル
信号はそれぞれのタツプ係数によつて掛け算され
る。この結果生じた積は相互に加算され、等化器
出力を生じ、これは次に変調および／あるいは量
子化されて送信されたデータを回復する。さらに
等化器出力と送信されたデータシンボルを表わす
規準信号の間の差に等しい誤差信号が形成され
る。多くの場合の等化器の始動の場合のように送
信されたシンボルの値は受信器で予め知られてい
ることもある。この代りにいわゆる適応形の自動
等化器ては規準信号はどのデータシンボルが送信
されたかについて（等化された信号値にもとづい
て）行なわれる受信器における判定にしたがつて
誘導される。いずれの場合においても、誤差信号
はチヤネルによつて導入された−−主としてシン
ボル間の干渉の形を持つた−−ひずみの測度を最
小化するようにタツプ係数値を更新するのに使用
される。最も一般的に使用される誤差指向形の係
数更新アルゴリズムはいわゆる平均二乗誤差アル
ゴリズムであり、これは誤差信号の二乗の値の平
均を最小化するようにタツプ係数を調整するもの
である。 多くの商用のデータ受信器、例えば、データモ
デムは、同期式のボー等化器を有しており、これ
では受信されたデータ信号はシンボル周波数に等
しい周波数でサンプルされる。しかし受信された
信号がもつと高い周波数でサンプルされるような
いわゆる分数周期タツプ間隔の等化器（データシ
ンボル周期の１／ｐ（ｐ；整数）の周期でサンプ
ルされた信号の等化処理を行うもの）を利用する
こともできる。データの判定、すなわち、等化さ
れた出力の量子化はシンボル周波数で行なわれ
る。しかし、等化がよりこまかいサンプリング時
間間隔で行なわれるために、分数周期タツプ間隔
の等化器には通常の形の等化器に比べて大幅な利
点がある。これらの利点の内で最も顕著な利点は
サンプリングの位相誤差を含むチヤネルの遅延歪
みに影響を受けにくいことを挙げることができ
る。 しかし分数周期タツプ間隔の等化器に固有で重
要な問題が少なくともひとつ存在する。同期式等
化器において、タツプ係数のひとつの集合が明ら
かに最適、すなわち最小の平均二乗誤差を与え
る。これに対して、分数周期タツプ間隔の等化器
においては多数の係数値の集合でほぼ同一の平均
二乗誤差が生ずる。このような性質の結果とし
て、係数更新処理ハードウエアにおける−−信号
の値の丸めに伴うバイアスのような−−小さなバ
イアスの存在によつて平均二乗誤差はその最小値
のままであるいはそれに近い値をとつたまま、少
なくとも係数値の一部が非常に大きい値にドリフ
トして爆発的に増大してしまうことがある。係数
あるいは正常な等化器の動作で発生した他の信号
がオーバフローしてしまつてシステムの動作をひ
どく劣化したり、完全にだめにしてしまつたりす
るようなこともある。 G.Ungerboeckの“Fractinal Tap−Spacing
Equalizers and Consequences for Clok
Recovery for Data Modems.”IEEE Trans.on
Communications，Vol.Con−24No.８、1976年８
月号pp.856−864に述べられている−−−従来技
術では、係数のドリフトは従来の更新アルゴリズ
ムにひとつあるいはふたつの補助項を導入するこ
とによつて制御されることが示唆されている。例
えば、補助項に更新されている係数の現在の値の
所定のパーセンテージで決められている。これは
いわゆるタツプ漏洩法である。この代りにスペク
トルゼロフオーシング法も示唆されている。この
場合は補助項はすべての係数の現在の値の符号を
変えた和の所定の一部となる。 これらの方法は係数値の上限を与えるものでは
あるが、他の観点からは完全に満足できるもので
はない。例えば、どのようなトランスバーサルフ
イルタ形の自動等化器においても、できるだけ多
くの係数値をθかできるだけ０に近くしておくこ
とが望ましい。このことは係数の更新に関連する
数字的計算で、そうでない場合に比べて少数の記
憶容量と操作とですむことを示している。これは
次に計算用のハードウエアの複雑さと費用とを最
小化することを示している。さらにできるだけ多
くの係数値を０かできるだけ０に近くしておくこ
とによつて、システムを位相ビツトや他の伝送妨
害の効果を受けにくくし、またそれから回復する
のに一番良い条件とすることになる。係数のドリ
フトを扱う上述した方法では係数値の上限を与え
るものではあるが、多数の係数値が０でもなく、
また０にも近くない値をとるようになつてしま
う。このためシステムの性能が劣化してしまうの
である。 係数のドリフトを制御するもつと能率の良い方
法は米国特許出願1979年第16495号に述べられて
いる。Ungerboeckと同様にタツプ漏洩項が係数
アルゴリズムに導入される。しかしこの場合はタ
ツプ漏洩項の大きさはどの係数値とも関係なく、
例えば定数となつている。この方法によつて上述
したUngerboeckの方法の欠点が実質的に防止で
きることがわかつている。 一方、米国特許出願1979年第16495号のタツプ
漏洩は（Ungerboeckと同様に）、これがその係
数を誤差指向形のアルゴリズムが指定した値から
変化すれば、等化のプロセスにある程度の雑音が
必ず導入することになる。例えば、シンボル時間
当り２個のラインサンプルを受信するいわゆる
Ｔ／２等化器ではこれは大きな影響を与えるもの
ではないことがわかつている。しかしＴ／Ｐ等化
器はＰ＞２となるにしたがつて、タツプ係数のド
リフトが大きくなる傾向があることがわかつてい
る。これはタツプ漏洩項の大きさを大きくする必
要があることを意味し、等化のプロセスに導入さ
れる雑音を大きくし、これによつてデータの判定
が不正確となる可能性を大きくすることになる。 発明の要約 本発明は分数周期タツプ間隔の等化器において
等化プロセスそのものの正確さに与える影響を最
小化しながら係数のドリフトを制御することを目
的としている。 本発明に従えば、サンプルされるチヤネルの伝
達関数が本質的に０利得を持つ周波数におけるサ
ンプルされた信号にエネルギーを追加する。これ
によつて等化器は唯一の伝達関数、したがつて、
等化されているチヤネルについての唯一の係数値
の集合を持つようになる。これによつて係数のド
リフトの問題は実質的に除去される。 追加されるエネルギーは種々の形のどのような
形式を持つていてもよい。しかしこれがひとつあ
るいはそれ以上の走査正弦波の形式を持つときに
最も良い結果が得られる。 【図面の簡単な説明】 本発明は以下の詳細な説明と添付の図面を参照
することよつて最も明らかに理解されるものであ
ろう。 第１図は本発明の原理の一実施例たる回路を含
むデータ受信器のブロツク図； 第２図乃至第５図はボーサンプル形等化器の動
作を説明するための信号振幅対周波数のグラフ； 第６図乃至第１０図は分数周期タツプ間隔の等
化器の動作、特に係数ドリフト現象を説明するの
に有用な信号振幅対周波数のグラフ； 第１１図乃至第１３図は本発明に従つて受信デ
ータ信号に追加される信号のいくつかの形式を示
す信号振幅対周波数のグラフである。 詳細な説明 第１図は帯域制限されたチヤネル、例えば、音
声帯域の電話回線を通つて送信器（図示せず）か
ら送信されるデータ信号の受信器１０を図示して
いる。図示のデータ信号は直交振幅変調
（QAM）データ信号であり、これでは幅Ｔのシ
ンボル時間の連続の間に４つの並列情報ビツトが
送信される。したがつてシンボル周波数は１／Ｔ
であり、１秒当り４／Ｔビツトの２進送信周波数
を生ずる。各々のシンボル時間の間に、送信され
るべき４ビツトはその各々が４値〔＋１、−１、＋
３、−３〕のひとつをとる二つの信号レベルに符
号化される。ｍ番目のシンボル時間の間に送信さ
れる二つの信号レベルはデータシンボルA_nから
成り、これはそれぞれa_nおよびa^_nを持つ実成分
と虚成分とから成る複素量である。成分a_nおよ
びa^_nは次にそれぞれ1800Hzの同相および直角位
相の搬送波を振幅変調する。変調された信号を相
互に加算したときには、次の形のQAM信号ｓ
（ｔ）が形成される。 ｓ（ｔ）＝Re〔ΣA_nｇ（ｔ−mT）e^j〓c^t〕 ここでｇ（ｔ）は実関数、ω_cはラジアン搬送周波
数である。信号ｓ（ｔ）は次に受信器１０に送信
される。 受信器１０においては、受信されたQAM信号
S〓（ｔ）は自動利得制御回路８を通り、ここでこ
れは信号S〓′（ｔ）となる。この信号は入力回路１
１、詳しく述べれば、アナログ帯域フイルタ１２
に与えられる。フイルタ１２の機能は問題となる
伝送帯域−−この例では帯域300−3000Hz−−の
外にある信号S〓′（ｔ）のすべてのエネルギーを
波してとり去るように機能する。本発明に従え
ば、フイルタ１２の出力信号ｑ（ｔ）は加算器１
３において、帯域外信号発生器１８によつて発生
された信号ｎ（ｔ）に加算される。信号ｎ（ｔ）に
ついては以下に詳述する。 入力回路１１はさらにフエーズスプリツタ１４
と、アナログデイジタル（Ａ／Ｄ）変換器１７の
形を持つサンプラと、サンプルクロツク１９とか
ら成る。フエーズスプリツタ１４は加算器１３の
出力信号q′（ｔ）に応動して信号q′（ｔ）の二つの
バージヨンを形成する。その一方はq″（ｔ）であ
り、これはq′（ｔ）に等しいかあるいはそれを位
相推移したものである。他方はq〓″（ｔ）で表わさ
れ、q″（ｔ）のヒルベルト変換である。信号
q″（ｔ）とq〓″（ｔ）とは複素信号Q″（ｔ）の実成
分
と虚数成分である。 信号q″（ｔ）とq〓″（ｔ）はＡ／Ｄ変換器１７に与
えられる。これはクロツク１９によつてシンボル
時間当りｐ回処理されてq″（ｔ）およびq〓″（ｔ）の
信号に対してq_kおよびq〓_kｋ＝１、２、……で与え
られる等化器入力サンプルの形成でのサンプルさ
れた信号を発生する。等化器入力サンプルq_kおよ
びq〓_kは複素等化器入力サンプルQ_kの成分である
と考えられる。 等化器の入力サンプル成分q_kおよびq〓_kはトラン
スバーサルフイルタ等化器２２に与えられる。こ
れはＴ秒ごとに１回出力を発生する。詳しく述べ
れば、時間幅Ｔを有するｍ番目の受信器シンボル
時間の等化器２２の出力は成分u_nおよびu^_nを持
つ複素通過帯域等化器出力である。等化器２２は
次の関係にしたがつて等化器入力サンプル成分の
線形の組合せを整形することによつてその出力を
発生する。 u_n＝ｃ ^T _nr^_n＋ｄ ^T _nr^_n u^_n＝ｃ ^T _nr^_n−ｄ ^T _n ｒ _n これらの式において、ｒ _nおよびr^_nは（Ｎ×１）
の行列、すなわちベクトルであり、それぞれ、最
近のＮ個の実および虚の入力サンプル成分から成
り、Ｎは選択された整数である。すなわち ｒ _n＝q_k q_k-1 〓 q_k-(N-1)andr^_n＝q^_k q^_k-1 〓 q^_k-(N-1) さらに、ｃ _nとｄ _nは各々がｍ番目の受信器時間に
関連した値を持つＮ個のタツプ係数をそのベクト
ル要素とする（Ｎ×１）のベクトルである。（上
式で使用された右肩の文字“Ｔ”は行列の転置の
操作を表わしており、これによつて（Ｎ×１）の
ベクトルｃ _nとｄ _nは行列の掛け算ができる（１×
Ｎ）のベクトルに転置される。）これらのベクト
ルの係数の値は下記の方法で決定される。ベクト
ルｃ _nとｄ _nは複素係数Ｃ _nの実成分と虚成分であ
ると考えてよい。 通過帯域の等化器出力U_nは復調器２５によつ
て復調されて、ベースバンドの等化器出力Y_nを
生ずる。Y_nと通過帯域の等化器出力U_nとはそれ
ぞれ送信シンボルA_nのベースバンド信号および
通過帯域信号を表わす。ベースバンド等化器出力
Y_nは実および虚成分y_nとy^_nとを持ち、復調プロ
セスは次式で表わされる。 y_n＝u_ncosθ^* _n＋u^_nsinθ^* _n y^_n＝u_nsinθ^* _n＋u^_ncosθ^* _n ここでθ^* _nは現在の搬送波位相の推定値である。上
式にしたがつてy_nおよびy^_nを発生するために、
復調器２５は搬送波源２７からcosθ^* _nとsinθ^* _nとを
表わす信号を受ける。 ベースバンド等化器出力Y_nは判定回路３１に
よつて量子化される。この結果得られた出力A^* _n
は送信シンボルA_nに関する判定値である。詳し
く述べれば、A^* _nの実部および虚部であるa^* _nおよ
びa^ ^* _nは送信シンボルA_nの実部および虚部a_nおよ
びa^ _nを表わすデータ信号値に関する判定値であ
る。さらに詳しく述べれば判定回路３１は等化器
出力成分y_n（y^_n）に最も近い４つの可能なデータ
信号値〔＋１、−１、＋３、−３〕のひとつを識別
することによつて判定値a_n ^*（a^ _n ^*）を形成す
る。 判定値A^* _nはまた係数ベクトルｃ _nおよびｄ _nを
更新するのに用いられる誤差信号を発生するのに
用いられる。詳しく述べれば、判定値成分a^* _nお
よびa^ ^* _nは判定再変調器３５によつて搬送波源２
７からのsinθ^* _nおよびcosθ^* _nと組合わされて再変調
された、通過帯域の判定値A^* _pnを形成する。A^* _pn、
a^* _pnおよびa^ ^* _pnの実および虚成分は次式にしたが
つて形成される。 a^* _pn＝a^* _ncosθ^* _n−a^ ^* _nsinθ^* _n a^ ^* _pn＝a^* _nsinθ^* _n＋a^ ^* _ncosθ^* _n 通過帯域の判定値A^* _pnは減算器３８において通
過帯域の等化器出力U_nから減算されて、次式に
よつて与えられる成分e_pnおよびｅ＾_pnを持つ通過
帯域の誤差E_pnを生ずる。 e_pn＝u_n−a^* _pn e^_pn＝u^_n−a^ ^* _pn 誤差信号成分e_pnおよびe^_pnは、次の（ｍ＋１）
番目のシンボル時間の準備のため、係数ベクトル
ｃ_nおよびｄ _nの係数の値を更新するために、等化
器２２の中の係数ストア兼更新ユニツト２３に与
えられる。いわゆる平均二乗誤差確率論的更新ア
ルゴリズムがこの例では使用されており、更新規
則は ｃ _n+1＝ｃ _n−ａ〔ｒ _ne_pn＋r^_ne^_pn〕 ｄ _n+1＝ｄ _n−ａ〔r^_ne_pn−ｒ _ne^_pn〕 となる。ここでａは予め定められた定数である。
この規則は複素表示で次のように書き替えること
ができる。 Ｃ _n+1＝Ｃ _n−aR_kE_pn 本発明が目的としている問題は第２図乃至第９
図に図示されている。特に第２図に典型的な音声
帯域の電話伝送回線の伝達関数の絶対値｜Ｇ（ω）
｜の正の周波数の部分を示している。この説明に
おいては、“伝送回線”は送信器と伝送媒体と受
信器のフエーズスプリツタとを含むすべての受信
回路を含むものと考えている。フエーズスプリツ
タ１４の出力における複素信号Q″（ｔ）は“解析
的”すなわち、負の周波数を持たないから、｜Ｇ
（ω）｜の負の周波数の部分は考慮する必要はな
い。送信されるべきQAM信号のラジアン周波数
はω_cである。伝送回線は（ω_c−（１＋β）π／
Ｔ）から（ω_c＋（１＋β）π／Ｔ）rad／秒に広
がつており、その帯域の中で回線によつて与えら
れる利得は少なくともある特定の最低値、例えば
−40dBを持つている。その帯域の外側では利得
はその最低値以下であり、０であると考えてよ
い。パラメータβはいわゆるパーセントロールオ
フであり、 β＝（ω_cpＴ／π−１） で与えられる０と１との値をとる。ここで周波数
（ω_c＋ω_cp）は伝送回線の上方の周波数限界であ
る。 サンプラ、すなわちＡ／Ｄ変換器１７までも含
むすべての受信回路の伝送回線の組合せで定義さ
れる“サンプル回線”の伝達関数G_s（ω）は折返
し操作によつて次のように与えられる。 G_c（ω）＝_∞ 〓^n=-∞ Ｇ（ω−2πnp／Ｔ）・ したがつてサンプル回線の伝達関数は2πp／Ｔの
整数倍の周波数で変換されたサンプル前の伝達関
数のくりかえしの周波数領域における重ね合せで
あることがわかる。 ボー等化ではもちろんｐ＝１である。第３図で
示すようにこの場合には各々の変換されたＧ（ω）
が重なり合つて隣接した変換後のＧ（ω）と加わ
り合うから、すべてのωについて｜G_s（ω）｜は
０ではない。等替された回線伝達関数、すなわ
ち、サンプル回線と等化器とを結合した全体の伝
達関数がすべての周波数において一定の利得（お
よび線形位相特性）を持つていれば、ボー等化器
は正しく等化されたことになる。ボーサンプル受
信器についての理想的なこのような伝達関数の絶
対値｜H_s（ω）｜を第５図に図示する。このよう
などのように与えられた回線に対しても、最良の
等化、すなわち、ボーサンプリングの最小の平均
二乗誤差を与えるタツプ係数値の一義的な組み合
わせに対応する最適の等化器伝達関数が存在する
ことになる。考慮している回線の最適等化器伝達
関数の絶対値｜F_s（ω）｜が第４図に示されてい
る。 これに対して分数周期タツプ間隔の等化では、
ｐ＞（１＋β）であるから、隣接した｜Ｇ（ω）｜
のくりかえしが重なり合うことはない。これはむ
しろ“無エネルギー帯域”と呼ばれる帯域によつ
て分けられることになる。これは第６図に示され
ているが、この図ではｐ＞（１＋β）として毎秒
ｐ／Ｔサンプルの割合でサンプルされたＧ（ω）
の伝達関数の絶対値｜G_s′（ω）｜を示している。 Ｇ（ω）のくりかえしが重なり合わないという
ことの結果として_---各々が異なる係数のアンサ
ンブルに対応する_--多数の分数周期タツプ間隔の
等化器の伝達関数が本質的に同一の最小二乗誤差
を生ずることになる。このような二つの等化器の
伝達関数の絶対値｜F_s′₁（ω）｜、｜F_s′₂（ω）｜を
そ
れぞれ第７図および第８図に示している。この結
果得られる等化された回線の伝達関数｜H_s′₁（ω）
｜，｜H_s′₂（ω）｜は第９図および第１０図に示さ
れている。平均二乗誤差を最小化するという観点
からは、エネルギーが極めて少ない帯域には信号
エネルギーはほとんど存在しないので第７図と第
８図の等化器の伝達関数は等価である。これらの
帯域において｜H_s′₂（ω）｜が０でないという事実
は少なくとも理論的には無関係である。 しかし、この場合には、先に述べたように一義
的な最適の等化器伝達関数が存在しないという問
題がある。したがつてタツプ係数値が時間の変化
と共に更新されるのにつれて、係数更新処理のハ
ードウエアで生じた小さなバイアス−−−たとえ
ば信号値の丸めに伴つて生ずるバイアス−−−が
少なくとも係数値の一部をドリフトさせる可能性
がある。これは等化器の伝達関数のドリフトに対
応する。たとえば、第７図の伝達関数は等化器の
始動の直後に存在する伝達関数であつたとする
と、これは例えば５分後には第８図のようにドリ
フトしてしまうかもしれない。究極的には係数値
の一部がドリフトしてその係数を記憶するのに使
用されるレジスタか正常の等化器の動作の間に発
生される位の信号を記憶するのに使用されるレジ
スタをオーバフローさせ、システムの動作を著し
く劣化させたり、完全にだめにしたりすることに
なる。 係数のドリフトの問題に対する時間領域のアプ
ローチであるタツプ漏洩装置とは異なり、本発明
では係数のドリフトの問題に対して周波数領域で
対処する。本発明にしたがえば、エネルギーの極
めて少ない帯域における信号に対してエネルギー
が追加される。すなわちサンプル回線の伝達関数
が本質的に０利得である周波数でエネルギーが加
えられる。 無エネルギー帯域にエネルギーを加えることの
効果は、もし係数値がドリフトを開始して、エネ
ルギーの極めて少ない帯域における等化器伝達関
数の利得を生じたときには、平均二乗誤差に対す
る追加されたエネルギーの寄与は無視できなくな
る。係数更新アルゴリズムはこれに応動して、誤
差を最小化するように係数を調整する。このよう
なことを実行する際に、これは等化器に対して強
制的に一義的な伝達関数を与えることになり、こ
れは第７図の伝達関数のようにエネルギーの極め
て少ない帯域の利得が本質的に０であるようなも
のとなる。一義的な伝達関数は係数値の一義的な
集合を意味するから、係数のドリフトの問題は本
質的に解決される。 サンプルされた信号にエネルギーを加えること
はａ／ｄ変換器の出力にデイジタル形式で信号を
導入することによつて実現される。この代りに、
この実施例で示されるように、これはＡ／Ｄ変換
器の前にアナログ形式で導入してもよい。後者の
場合には、信号は（０−2πp／Ｔ）rad／秒の範
囲、すなわち伝送回線の伝達関数が本質的に０の
利得を持つような周波数だけにエネルギーを持つ
ているようにする必要がある。これはサンプリン
グによつて生ずる折返しで、丁度（０−2πp／
Ｔ）の範囲だけでなく、望むようにサンプルされ
た回線の伝達関数の各々のエネルギーの極めて少
ない帯域において、サンプル信号にエネルギーが
加えられるためである。サンプラの入力が解析的
信号であるシステムではこの図示の実施例で示す
ように、エネルギーは周波数帯域（０〜（ω_c−
（１＋β）π／Ｔ））及び（（ω_c＋（１＋β）π／
Ｔ）〜2πp／Ｔ）rad／秒の少なくとも一方にエ
ネルギーが加えられる。サンプラ入力が解析的で
ないが、実であるときには、エネルギーは周波数
帯域（０〜（ω_c−（１＋β）π／Ｔ））及び（（ω_c
＋（１＋β）π／Ｔ）〜πp／Ｔ）rad／秒の少な
くとも一方に加えられる。 特に受信器１０においては、上述の追加された
信号エネルギー、主としてｎ（ｔ）は、帯域外信
号発生器１８からアナログ形式で与えられる。信
号ｎ（ｔ）は加算器１３を経由して信号ｑ（ｔ）に
加算されて信号q′（ｔ）を発生する。 信号ｎ（ｔ）の振幅は必要な大きさの係数ドリ
フトの制御を行なうために十分な大きさにしてお
く必要がある。AGC出力信号の振幅より10−
15db低い振幅が適切であることがわかつている。 信号ｎ（ｔ）のスペクトルはいくつかの形式の
内の任意のものをとつてもよい。例えば、第１１
図に示すように信号ｎ（ｔ）は各々が選択された
周波数を有する正弦波の和から成つていてもよ
い。隣接した正弦波の間の周波数ギヤツプはかな
り小さい。さもなければ、等化器は正弦波の存在
する周波数軸上に０を生ずるが、これによつて０
の間利得の立上りを補償することはできなくなつ
てしまう。本発明の実際の実施例においてはω_c
＝2π・1800、ｐ＝６、Ｔ＝１／1600であり、隣
接した正弦波の間の間隔は150Hzにするのが適切
であることがわかつている。 この代りに、第１２図に示すように、信号ｎ
（ｔ）はひとつあるいはそれ以上の走査正弦波す
なわちその周波数が所定の方法で変化する正弦波
で構成できる。多くの応用において、これは実現
が最も簡単である。ω_c、ｐおよびＴが上述した
値をとる場合には10Hzの走査周波数としておくの
が効果的である。 この代りに、信号ｎ（ｔ）は第１３図に示すよ
うなランダム雑音としておいてもよい。しかしこ
の場合には、AGC出力とｎ（ｔ）の和がその後の
回路のダイナミツク・レンジを越えることがない
ように特別の注意を払わなければならない。 上述したように、本発明の加算信号はＡ／Ｄ変
換器の出力においてデイジタル形式で導入しても
よい。このためには、もしラジアン周波数2πp／
Ｔがたまたま無エネルギー帯域に入つた場合には
正弦波の振幅Ａは各々の等化器入力サンプルに実
成分q_kに量Ａを加算することによつて、その周波
数で導入することができる。 以上は本発明の原理の単なる一例にすぎない。
たとえば、ある応用においては係数のドリフトは
狭いエネルギーの極めて少ない帯域、例えば、帯
域（０〜（ω_c−（１＋β）π／Ｔ））にエネルギ
ーを加えることなく充分に除去することができ
る。 本発明の範囲と精神を逸脱することなくその原
理を実現する多くの装置を当業者が実現できるこ
とは明らかである。