JPH0468834A - インパルス応答の標本値推定方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［目　択］ 概要 産業上の利用分野 従来の技術（第８〜１５図） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段［第１図（ａ）、（ｂ）］作
　用［第１図（ａ）、（ｂ）］ 実施例 （ａ）第１実施例の説明（第２〜５図）（ｂ）第２実施
例の説明（第６，７図）発明の効果 ［概　要］ ディジタル伝送における信号再生時に使用されるインパ
ルス応答の標本値推定方式に関し。

乗算器を用いなくてもインパルス応答の標本値を推定で
きるようにすることを目的とし。

伝送路を通じて送られてきたディジタル信号について波
形等価処理を施す波形等価回路と、波形等価回路からの
信号について所要のタイミングで識別処理を施すことに
よりディジタル再生信号を出力する識別回路とをそなえ
たものにおいて、識別回路の出力信号から得た判定値列
の絶対値の平均値と、識別回路への入力信号から得た標
本値列の絶対値の平均値との比、または識別回路の出力
信号から得たｊ個の判定値列の絶対値和と、識別回路へ
の入力信号から得たｊ個の標本値列の絶対値和との比を
、サンプリング標本点におけるインパルス応答の標本値
とするように構成する。

［産業上の利用分野］ 本発明は、ディジタル伝送における信号再生時に使用さ
れるインパルス応答の標本値推定方式に関する。

一般に、ディジタル伝送中においては信号波形が崩れて
減衰するため、伝送途中で伝送信号について波形成形お
よび波形再生を行なっている。

［従来の技術］ １８図は一般的なディジタル伝送における信号再生回路
のブロック図であるが、この第８図において、１０１は
波形等価回路で、この波形等価回路１０１は、伝送路（
回線）を通じて送られてきたディジタル信号について波
形等価処理（波形成形処理）を施すものである。

１０２はタイミング再生回路で、このタイミング再生回
路１０２は、波形等価回路１０１の波形成形出力からタ
イミング再生クロックを生成するものである。

１０３は識別回路で、この識別回路１０３は、波形等価
回路１０１からの信号について、タイミング再生回路１
０２からのタイミング再生クロックを用いて、所要のタ
イミングで、識別処理を施すことにより、ディジタル再
生信号を出力するものである。

この場合、タイミング再生回路１０２は例えばＡＭＩ波
形成形出力のアイ（ｅｙｅ）を基準にして第９図（ａ）
に示すようなタイミング再生クロックを作り出し、更に
識別回路１０３では、上記のタイミング再生クロックの
立ち上がりを識別点として信号のマーク、スペースを検
出することにより。

第９図（ｂ）に示すような再生出力（ＮＲＺ出力）を出
すようになっている。

ところで、タイミング再生回路１０２として、第１０図
に示すようなアナログ回路が古くから知られている。こ
の回路では、波形成形された例えばＡＭＩ波形の波高値
付近のみを全波整流回路１０２−１で切り呂し、この全
波整流回路出力［第１１図（ａ）参照］が抵抗Ｒを通じ
てコイルＬとコンデンサＣとからなるＬＣタンク回路１
０２−２へ入力される。すると、ＬＣタンク回路１０２
−２からは第１１図（ｂ）に示すような所望のクロック
周波数相当の正弦波が出力され、これがリミッタアンプ
１０２−３で整形されることにより、第１１図（Ｑ）に
示すようなタイミング再生クロックが出力されるように
なっている。

しかしながら、このＬＣタンク回路を用いたタイミング
再生回路では、大きなコイルがいるほか、ＡＭＩ信号と
零（スペース）の連続に対しタイミングを保持できない
という不具合がある。

そこで、ディジタルＰＬＬ　（ＤＰＬＬ）を用いたタイ
ミング再生回路も提案されている。

なお、ＤＰＬＬは、第１２図に示すように、位相比較回
路２０１．分周回路２０２２発振回［２０３をそなえて
構成されたものであるが、この回路では、所要のクロッ
クレート（例えば８０ＫＨ２）の１００倍以上のマスタ
クロック（例えば２Ｑ、４８ＭＨｚ）を分周回路２０２
で分周して所要のクロックレートの基準信号を得て、こ
れを位相比較回路２０１にて、入力信号と位相比較して
。

この比較結果に基づいて、分局回路２０２における分周
比を微調整している。

第１３図は従来のＤＰＬＬの原理を応用したタイミング
再生回路のブロック図であるが、この第１３図において
、１は波形等価回路で、この波形等価回路１は、伝送路
（回線）を通じて送られてきたディジタル信号について
波形等価処理（波形成形処理）を施すもので５自動利得
制御回路（オートマチックゲインコントローラ二以下、
ＡＧＣという）１１と判定帰還型等価回路１２等をそな
えて構成されている。

ここで、ＡＧＣＩＩは、入力信号についてのゲインが所
定値となるように自動制御するもので。

判定帰還型等価回路１２は、後述の識別回路３の入出力
に基づいてＡＧＣＩＩの出力に補正を加えるものである
。

２はタイミング再生回路で、このタイミング再生＠路２
は、波形等価回路１の波形成形出力Ｃ等化出力）からタ
イミング再生クロックを生成するもので、標本値推定式
評価部２１．制御部２２゜分周器２３２発振器２４をそ
なえて構成されている。

ここで、標本値推定式評価部２１は、入力信号の中に含
まれる孤立パルスに対するインパルス応答波形を推定し
、それらの位相情報を抽出して検出するもので、インパ
ルス応答ｈｎは次のようにして推定される。

すなわち、入力信号の標本値列をｆｎ、入力信号の判定
値列をａ　ｎ−１とすると、 ｆｎ＝Σ　（ａｎ−ｋ　−ｈｋ）”（１）ｋ＝０ であるから、 ａ　ｎ−１・ｆ　ｎ＝　ａ　ｎ−１・Σ（ａ　ｎ−に−
ｈ　ｋ）ｋ＝０ ＝　ａ　ｎ−卜ａ　ｎ０ｈ　Ｏ＋ａ　ｎ−１＋ａ　ｎ−
１°ｈ１＋”・＋　ａｎ−１・ａ、・ｈｎ ・・（２） ここで、ａｎ−１−ｆｎの平均値Ｅ［ａｎ−１・ｆｎ］
を求めると、上記（２）式の第２項のａ　ｎ−１・ａ　
ｎ−１・ｈｌに対し、次項以下は正負ランダムにに生じ
る小さな値であるから、各々の平均をとると、零に収束
する。したがって、 Ｅ［ａｎｊ　　・　ｆｎ］＝Ｅ［ａｎ−１２・　ｈｌコ
＝ｈｌ・Ｅ［ａｎ−１２１”（３） となる。したがって、ｈｌは ｈｌ＝Ｅ［ａｎ−１・　ｆｎ］／Ｅ［ａｎ−１２コ　　
−（４）となり、これにより標本点におけるインパルス
応答の標本値列の第１標本値ｈ１を推定することができ
る。

そして、しきい値ｈｔｈを設定し、ｈｌとの差を計算し
、ｈｌが小さければ、標本点を遅らせ、ｈｌが大きけれ
ば、標本点を進める制御により、常に標本点をインパル
ス応答の主応答の左肩（第１５図参照）に設定できるよ
うになっている。

すなわち、第１５図の例では、しきい値ｈｔｈを１に設
定し、ｈｌが小さければ、標本点を右側へ制御し、ｈｌ
が大きければ、標本点を左側へ制御することにより、常
に標本点をインパルス応答の主応答の左肩に設定できる
ようになっている。

ところで、標本値推定式評価部２１は、上記のような演
算を行なうために第１４図のようなブロック構成となっ
ている。すなわち、この標本値推定式評価部２１は、第
１４図に示すように、乗算器２１−１．２１−２．スイ
ッチ２１−３〜２１−５．加算器２１’−６，遅延部２
１−７．レジスタ２１−８．２１−９．比較器２１−１
０．制御部２１−１１をそなえて構成されている。

ここで１乗算器２１−１は、等値出力列ｆｎと判定値列
ａ　ｎ−１との積ｆ　ｎ−ａ　ｎ−１を求めるもので、
乗算器２１−２は、判定値列ａ　ｎ−１の自乗ａ　ｎ−
１”を求めるものである。

スイッチ２１−３は相互に開閉動作が逆の２つのスイッ
チ２ｌ−３ａ、２ｌ−３ｂをそなえでおり、一方のスイ
ッチ２ｌ−３ａは乗算器２１−１からの出力ｆ　ｎ−ａ
　ｎ−１の通過を制御し、他方のスイッチ２ｌ−３ｂは
乗算器２１−２からの出力ａｎＪ”の通過を制御する。

スイッチ２１−４．２１−５はレジスタ２１−８．２１
−９への演算値の入出力制御に用いられ。

それぞれ相互に開閉動作が逆となっている。なお、スイ
ッチ２１−４．２１−５はそれぞれ相互に開閉動作が同
じ２つのスイッチ２ｌ−４ａ、２ｌ−４ｂ　：’２ｌ−
５ａ、２ｌ−５ｂをそなえて構成されている。また、ス
イッチ２１−３　’ａとスイッチ２１−４とが同じ開閉
動作をし、スイッチ２ｌ−３ｂとスイッチ２１−５とが
同じ開閉動作をするようになっている。

加算器２１−６は、ｎ−１番目の計算値とｎ−２番目の
計算値とを加算するもので、遅延部２１−７は、加算器
２１−６からの出力について所定時間遅延させるもので
ある。

レジスタ２１−８はＥ［ａｎ−１・ｆｎ］を記憶してお
くもので、レジスタ２１−８はＥ［ａｎｊ”］を記憶し
ておくものである。

比較器２１−１０は、各レジスタ２１−８．２１−９の
出力Ｅ［ａｎＪ・ｆｎ］、Ｅ［ａｎ−１２］を比較する
ものである。これから、この回路は上記のしきい値ｈｔ
ｈを１に設定したものであることがわかる。

制御部２１−１１は、比較器２１−１１による比較タイ
ミングを制御したり、レジスタ２１−８゜２１−９のク
リアを制御したり、スイッチ２１−３〜２１−５を制御
したりするものである。

したがって、この第１４図に示す回路によれば。

乗算器２１−１で、等値出力列ｆｎと判定値ａｎＪとの
積ｆ　ｎ−ａ　ｎ−１が求められるとともに、乗算器２
１−２で、判定値列ａｎＪの自乗ａ　ｎ−１”が求めら
れるが、このときスイッチ２ｌ−３ａ、２ｌ−４ａ、２
ｌ−４ｂがまず閉じられる。すると、加算器２１−６な
どによりｆ　ｎ−ａ　ｎ−１の平均演算のための更新値
がレジスタ２１−８に記憶される。

つぎに、スイッチ２ｌ−３ｂ、２ｌ−５ａ、２ｌ−５ｂ
が閉じられると、加算器２１−６などによりａｎＪ”の
平均演算のための更新値がレジスタ２１−９に記憶され
る。

そして、その後は、制御部２１−１１からの制御信号に
より、比較器２１−１０で１両レジスタ２１−２１−８
．２１−９の出力Ｅ［ａｎ−１ｆｎ］。

Ｅ［ａｎｄ”］が比較され、いずれが大きいか（または
小さいか）という情報が出力きれるようになっている。

なお、上記比較器２１−１０での比較時に、レジスタ２
１−８．２１−９の記憶内容がクリアされる。

ところで、第１３図に示す制御部２２は、標本値推定式
評価部２１からのインパルス応答波形の推定値のしきい
値との比較出力に基づき、分局器２３の分局比を調節す
るための制御信号を出すものである。

分局器２３は１発振器２４からのマスタクロックを分周
するもので、制御部２２からの制御信号によって分局比
が制御されるようになっている。

なお、この分局器２３の出力がタイミング再生クロック
として識別回路３へ入力されるが、その他この分周器２
３の出力は、ＡＧＣＩＩ、判定帰還型等価回路１２．標
本値推定式評価部２１へも供給されている。

ところで、第１３図に示す３は識別回路で、この識別回
路３は、波形等価回路１からの信号について、タイミン
グ再生回路２からのタイミング再生クロックを用いて、
所要のタイミングで、識別処理を施すことにより、ディ
ジタル再生信号を出力するものである。

このような構成により、入力信号が波形等価回路１で波
形成形されて等化波形出力として、識別回路３へ入力さ
れる。このとき、タイミング再生回路２は、上記波形成
形出力からインパルス応答波形を類推して、これと基準
値（しきい値）との比較結果に基づいて分局比を調節し
、このようにして得られた分周器出力をタイミング再生
クロックとして識別回路３へ供給する。そして、識別回
路３では、上記のタイミング再生クロックの立ち上がり
を識別点として信号のマーク、スペースを検呂すること
により再生出力を呂す。

〔発明が解決しようとする課題］ しかしながら、このような従来の手段では、インパルス
応答の標本値を推定するために、ａｎｕ・ｆｎ、　ａｎ
−１”の乗算を実行しなければならない。

今日、再生中継機能等はワンチップのＶＬＳＩの中に実
現できるが、乗算器を実現するには、１６ビツト×１６
ビツト規模のものを使用した場合でも、数千ゲートにも
及ぶ大きな回路が必要になるという問題点がある。

本発明は、このような問題点に鑑みなされたもので、乗
算器を用いなくてもインパルス応答の標本値を推定でき
るようにした。インパルス応答の標本値推定方式を提供
することを目的としている。

［課題を解決するための手段］ 第１図（ａ）は本発明の原理ブロック図である。

この第１図（ａ）において、１０は波形等価回路で、こ
の波形等価回路１０は、伝送路を通じて送られてきたデ
ィジタル信号について波形等価処理を施すものである。

２０はタイミング再生回路で、このタイミング再生回路
２０は、波形等価回路１０の波形成形出力（等化出力）
からタイミング再生クロックを生成するものであるが、
後述の識別回路３０の出力信号から得た判定値列の絶対
値の平均値と、識別回路３０への入力信号から得た標本
値列の絶対値の平均値との比を、サンプリング標本点に
おけるインパルス応答の標本値とするか、識別回路３０
の出力信号から得たｊ（自然数）個の判定値列の絶対値
和と、識別回路３０への入力信号から得たｊ個の標本値
列の絶対値和との比を、サンプリング標本点におけるイ
ンパルス応答の標本値として。

このインパルス応答の標本値と所定の基準値とを比較し
、この比較結果に応じて、識別回路３０にて行なわれる
識別処理のためのタイミングを制御するものである。

このとき、インパルス応答の標本値が所定の基準値より
も大きければ、サンプリング標本点を早め、インパルス
応答の標本値が該所定の基準値よりも小さければ、サン
プリング標本点を遅らせることにより、識別回路３０に
て行なわれる識別処理のためのタイミングを制御するよ
うになっている。

３０は識別回路で、この識別回路３０は、波形等価回路
１０からの信号についてタイミング再生回路２０からの
信号に基づく所要のタイミングで識別処理を施すことに
よりディジタル再生信号を出力するものである。

第１図（ｂ）は本発明の他の態様を示す原理ブロック図
であるに の第１図（ｂ）において、１０は伝送路を通じて送られ
てきたディジタル信号について波形等価処理を施す波形
等価回路であり、３０は波形等価回路１０からの信号に
ついて所要のタイミングで識別処理を施すことによりデ
ィジタル再生信号を出力する識別回路である。

４０はゲイン制御回路で、このゲイン制御回路４０は、
波形等価回路１０のゲインを制御するものであるが、更
には識別回路３０の出力信号から得た判定値列の絶対値
の平均値と、識別回路３０への入力信号から得た標本値
列の絶対値の平均値との比を、サンプリング標本点にお
けるインパルス応答の標本値とするか、識別回路３０の
出力信号から得たｊ個の判定値列の絶対値和と、識別回
路３０への入力信号から得たｊ個の標本値列の絶対値和
との比を、サンプリング標本点におけるインパルス応答
の標本値として、このインパルス応答の標本値と所定の
基準値とを比較し、この比較結果に応じて、波形等価回
路１０にて行なわれる波形等価処理のためのゲイン制御
を施すものである。

このとき、インパルス応答の標本値が所定の基準値より
も大きければ、波形等価回路１０でのゲインを下げ、イ
ンパルス応答の標本値が所定の基準値よりも小さければ
、波形等価回路１０でのゲインを上げるよう、波形等価
回路１０でのゲインを制御するようになっている。

［作　用］ 上述の第１図（ａ）に示す発明では、波形等価回路１０
で、伝送路を通じて送られてきたディジタル信号につい
て波形等価処理が施され、更に識別回路３０にて、波形
等価回路１０からの信号についてタイミング再生回路２
０からの信号に基づく所要のタイミングで識別処理を施
すことによりディジタル再生信号が出力されるが、この
タイミング再生回路２０においては、識別回路３０の出
力信号から得た判定値列の絶対値の平均値と、識別回路
３０への入力信号から得た″標本値列の絶対値の平均値
との比を、サンプリング標本点におけるインパルス応答
の標本値とするか、識別回路３０の出力信号から得たｊ
個の判定値列の絶対値和と、識別回路３０への入力信号
から得たｊ個の標本値列の絶対値和との比を、サンプリ
ング標本点におけるインパルス応答の標本値として、こ
のインパルス応答の標本値と所定の基準値とを比較し。

この比較結果に応じて、識別回路３０にて行なわれる識
別処理のためのタイミングを制御する。

さらにこのとき、インパルス応答の標本値が所定の基準
値よりも大きければ、サンプリング標本点を早め、イン
パルス応答の標本値が所定の基準値よりも小さければ、
サンプリング標本゛点を遅らせることにより、識別回路
３０にて行なわれる識別処理のためのタイミングが制゛
御される。

また、第１図（ｂ）に示す発明では、゛波形等価回路１
０で、伝送路を通じて送ら−れてきたディジタル信号に
ついて波形等価処理が施され、識別・回路３０で、波形
等価回路１０からの信号について所要のタイミングで識
別処理を施すことによりディジタル再生信号が出力され
る。

ところで、ゲイン制御回路４０において、波形等価回路
１０のゲインが制御されるが、この場合、識別回路３０
の出力信号から得た判定値列の絶対値の平均値と、識別
回路３０への入力信号から得た標本値列の絶対値の平均
値との比を、サンプリング標本点におけるインパルス応
答の標本値とするか、識別回路３０の出力信号から得た
ｊ個の判定値列の絶対値和と、識別回路３０への入力信
号から得たｊ個の標本値列の絶対値和との比を、サンプ
リング標本点におけるインパルス応答の・標本値として
、このインパルス応答の標本値と所定の基準値とを比較
し、この比較結果に応じて、波形等価回路１０にて行な
われる波形等価処理のためのゲイン制御が施される。

さらにこのとき、インパルス応答の標本値が所定の基準
値よりも大きければ、波形等価回路１０でのゲインを下
げ、インパルス応答の標本値が所定め゛基準値よりも小
さければ、波形等価回路１０でのゲインを上げるよう、
波形等価回路１０でのゲインが制−御される。

［実施例］ 以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

（ａ）第１実施例の説明 第２図は本発明の第１実施例を示すブロック図で、この
第２図に示す信号再生回路は、波形等価回路１．タイミ
ング再生回路２．識別回路３をそなえて構成されている
。

ここで、波形等価回ｊ！１は、伝送路（回りを通じて送
られてきたディジタル信号について波形等価処理（波形
成形処理）を施すもので、入力信号についてのゲインが
所定値となるように自動制御するＡＧＣＩＩと、識別回
路３の入呂力に基づいてＡＧＣＩＩの出力に補正を加え
る判定帰還型等価回路１２等をそなえて構成されている
。

タイミング再生回路２は、波形等価回路１の波形成形出
力（等化出力）からタイミング再生クロックを生成する
もので、標本値推定式評価部２１゜制御部２２２分局器
２３２発振器２４をそなえて構成されている。

ここで、標本値推定式評価部２１は、入力信号の中に含
まれる孤立パルスに対するインパルス応答波形を推定し
、それらの位相情報を抽呂して検出するもので、インパ
ルス応答ｈｎは次のようにして推定される。

すなわち、入力信号の標本値列をｆｎ、入力信号の判定
値列をａ　ｎ−１とすると、前記（１）式から、 ｆｎ＝Σ　（ａｎＪ−ｈｋ） ｋ＝０ であるから。

＝　ａｌ・ｈＯ＋ａＯ・ｈ１＋・・・ 十　ａ２・ｈＯ＋ａｌ・ｈｌ＋ａＯ・ｈ２＋−−−十ａ
３・ｈｏ＋ａ２・ｈｌ＋ａｌ・ｈ２＋”・＋・・・・ ・・（５） となる。

ここで、上式中の各絶対値の中の極性はインパルス応答
のピーク値に近い標本点で支配的に決まる。特に、判定
帰還が働き始めると、決定的に各絶対値の中の極性はイ
ンパルス応答のピーク値に近い標本点で決まる。例えば
上記（５）式においで、第２項がピーク値に近いとすれ
ば、Σ　ｌ　　ｆｎｌ”　　　ａ（ｌ　　ｈｌｌ＋ａｌ
ｎ＝１ ＋　Ｉ　　ａｌ・　ｈｌ　ｌ＋ｃｔ２＋　＋　　Ｈ＋コ すなわち、 ＝Ｅ　［１ｆｎｌ］　／Ｅ　［１ａｎ−１１］・・（６
） ここで、Σαｎ＝（±）　（ａ　ｌ−ｈ　Ｏ＋　ａ　−
１・ｈ２＋　”）（±）　（ａ　２・ｈ　Ｏ＋ａ　０−
ｈ２＋−）（±）（ａ３・ｈｏ＋ａｌ・ｈ２＋”）（±
）・ ・・（７） なお、（±）は正負ランダムであることを表す。

したがって、上記のΣαｎ中の各項は正負ランダムであ
り、またインパルス応答の標本点ｈｏ、ｈ２、ｈ３．・
・はｈｌに対し小さな値である。このため、平均的には
、８００手０となるから、（６）式はｎ＝１ ・・・（９） となり、これにより標本点におけるインパルス応答の標
本値列の第１標本値ｈ１をｆｎとａ　ｎ−１との絶対値
和により、推定することができる６なお、Ｅは平均を意
味し、更に上記のｊは自然数で、例えばｊとしては６４
とが１２８程度の数が選ばれる。

このようにして、識別回路３の出方信号がら得た判定値
列ａ　ｎ−１の絶対値の平均値Ｅ［１ａｎ−１１］と、
ｌｌ別回路３への入力信号から得た標本値列ｆｎの絶対
値の平均値Ｅ［１ｆｎｌ］との比または識別回路の出方
信号から得たｊ（自然数）個の判、１ となる。

絶対値和をΣＪａｎ−１１ｊと書く）と、識別回路への
入力信号から得たｊ個の標本値列ｆｎの絶対値ｊ と書く）との比を、サンプリング標本点におけるインパ
ルス応答の標本値にできることがわかる。

そして、しきい値ｈｔｈを設定し、ｈｌとの差を計算し
、ｈｌが小さければ、標本点を遅らせ、ｈｌが大きけれ
ば、標本点を進める制御により、常に標本点をインパル
ス応答の主応答の左肩［第５図（ａ）参照］に設定でき
るようになっている。

すなわち、第５図（ａ）の例では、しきい値ｈｔｈを１
に設定し、ｈｌが小さければ、標本点を右側へ制御し、
ｈｌが大きければ、標本点を左側へ制御することにより
、常に標本点をインパルス応答の主応答の左肩に設定で
きるようになっている。

なお、インパルス応答の標本点の一例を示すと、第５図
（ｂ）のようになる。

ところで、標本値推定式評価部２１は、上記のような演
算を行なうために第３図のようなブロック構成となって
いる。すなわち、標本値推定式評価部２１は、第３図に
示すように、絶対値演算回路２１−１２．スイッチ２１
−３〜２１−５．加算器２１−６．遅延部２１−７．レ
ジスタ２１−８．２１−−９．比較器２１−１０．制御
部２１−１１をそなえて構成されている。

かかる構成から、本実施例にかかる標本値推定式評価部
２１は、従来の標本値推定式評価部２１（第１４図参照
）と比較して、スイッチ２１−３〜２１−５．加算器２
１−６．遅延部２１−７゜レジスタ２１−８．２１−９
．比較器２１−１０゜制御部２１−１１については共通
ではあるが、従来のものに比べ、乗算器がない代わりに
、絶対値演算回路２１−１２が追加されていることがわ
かる。

したがって、本実施例では、スイッチ２１−３〜２１−
５．加算器２１−６．遅延部２１−７゜レジスタ２１−
８．２１−９．比較器２１−１０゜制御部２１−１１に
ついては、必要に応じてその説明を省略し、絶対値演算
回路２１−１２については更に詳しく説明する。

絶対値演算回路２１−１２は、第４図に示すように、セ
レクタ２１−１２１．ＮＯＴゲート２１−１２２．加算
器２１−１２３をそなえている。

たとえば１６ビツトデータが入力されるとすると。

この場合は、１６ビツトのうちのＭＳＢが正負を表すビ
ット（Ｏが正、１が負）であるので、このＭＳＢ情報を
セレクタ２１−１２１の切替信号として使用している。

すなわち、データが正である場合（Ｍ　Ｓ　Ｂ　＝　Ｏ
の場合）は、セレクタ２１−１２１のａ側が選択されて
、データがセレクタ２１−１２１をそのままスルーする
が、データが負である場合（ＭＳＢ＝１の場合）は、セ
レクタ２１−１２１のｂ側が選択されて、データはＮＯ
Ｔゲート２１−１２２で反転されてから、加算器２１−
１２３で＋１されたもの（このようにすることにより２
進信号の絶対値がとられたことになる）がセレクタ２１
−１２１から出力されるのである。

なお、実際はセレクタ２１−１２１．ＮＯＴゲート２１
−１２２．加算器２１−１２３が１５ビツト分だけ設け
られていることはいうまでもない。

ところで、第３図に示すレジスタ２１−８は。

標本値列の絶対値の平均値Ｅｌｆｎｌまたはｊ個の標本
値列の絶対値和Σ１ｆｎｌｊを記憶しておくもので、レ
ジスタ２１−８は１判定値列の絶対値の平均値Ｅ　ｌ　
ａｎ−１ｌまたはｊ個の判定値列の絶対値和Σｔａｎ−
ＩＮを記憶しておくものである。

比較器２１−１０は、各レジスタ２１−８．２１−９の
出力Ｅｌｆｎｌ（または１ｆｎｌｊ）ｔＥｌａｎ−ＩＩ
（またはΣｌ　ａｎ−１１ｊ）を比較するものである。

これから、この回路は上記のしきい値ｈｔｈを１に設定
したものであることがわかる。

制御部２１−１１は、比較器２１−１１による比較タイ
ミングを制御したり、レジスタ２１−８゜２１−９のク
リアを制御したり、スイッチ２１−３〜２１−５を制御
したりするものである。

したがって、この第３図に示す回路によれば、例えばス
イッチ２ｌ−３ａ、２ｌ−４ａ、２ｌ−４ｂがまず閉じ
られると、絶対値演算回路２１−１２で、等価出力列ｆ
ｎについてその絶対値が演算されて、加算器２１−６な
どによりＥ　ｌ　ｆｎｌまたはΣ１ｆｎＮのための更新
値がレジスタ２１−８に記憶される。

つぎに、スイッチ２１−３　ｂ　、　２１−５　ａ　、
　２ｌ−５ｂが閉じられると、絶対値演算回路２１−１
２で、判定値列ａ　ｎ−１についてその絶対値が演算さ
れて、加算器２１−６などにより Ｅｌａｎ−１１またはΣＪａｎ−１１ｊのための更新値
がレジスタ２１−９に記憶される。

そして、その後は、制御部２１−１１からの制御信号に
より、比較器２１−１０で、両レジスタ２１−２１−８
．２１−９の出力Ｅｌｆｎｌ（またはｌ　ｆｎＮ）、　
Ｅ　Ｉ　ａｎ−１１（またはΣ！　ａｎ−１１ｊ）が比
較され、いずれが大きいか（または小さいか）という情
報が出力されるようになっている。

なお、上記比較器２１．−１０での比較と同時に。

レジスタ２１−８．２１−９の記憶内容をクリアする。

また、第２図に示す制御部２２は、標本値推定式評価部
２１からのインパルス応答波形の推定値のしきい値との
比較出力に基づき、分局器２３の分局比を調節するため
の制御信号を出すもので、分周器２３は１発振器２４か
らのマスタクロックを分周するもので、制御部２２から
の制御信号によって分局比が制御されるようになってい
る点および分局器２３の出力がタイミング再生クロック
として識別回路３へ入力される他、分局器２３の出力が
、ＡＧＣＩＩ、判定帰還型等価回路１２゜標本値推定式
評価部２１へも供給されている点は第１４図に示す従来
のものと同じである。

このような構成により、入力信号が波形等価回路１で波
形成形されて等化波形出力として、識別回路３へ入力さ
れる。このとき、タイミング再生回路２は、識別回路３
の出力信号から得た判定値列ａ　ｎ−１の絶対値の平均
値Ｅ［Ｉａｎ−ＩＩ］と、識別回路３への入力信号から
得た標本値列ｆｎの絶対値の平均値Ｅ［１ｆｎｌ］との
比または識別回路の出力信号から得たｊ個の判定値列ａ
　ｎ−１の絶対値和Σ１ａｎｊｌｊと、識別回路３への
入力信号から得たｊ個の標本値列ｆｎの絶対値和ΣＩ　
ｆｎＮとの比を、サンプリング標本点におけるインパル
ス応答の標本値として、これと基準値（しきい値）との
比較結果に基づき分局比を調節し、このようにして得ら
れた分局器呂力をタイミング再生クロックとして識別回
路３へ供給する。

そして、識別回路３では、上記のタイミング再生クロッ
クの立ち上がりを識別点として信号のマーク、スペース
を検出することにより再生出力を出すのである。

このようにして１本インパルス応答の標本値推定方式を
用いると１乗算を用いないため、回路の大幅な削減が可
能となるほか、専用ハード化が容易となって、更にはＤ
ＳＰ　（ディジタルシグナルプロセッサ）を用いなけれ
ばならないというような機能実現方法に拘束されること
もない。

また、ＤＳＰ等乗算器を他の処理と併用するシステムの
中でも、処理を簡素化できるものである。

なお、しきい値ｈｔｈは１でなくてもよい。

（ｂ）第２実施例の説明 さて、本発明の第２実施例は次のようなものである。す
なわち、前述のようなタイミング抽出法のほかに、イン
パルス応答の零からの立ち上がりを検出して、その点を
常に零に制御するプレカーソル法が良く知られているが
、この第２実施例は。

かかるプレカーソル法によるタイミング抽出法を採用し
た場合において、本インパルス応答の標本値推定方式を
回線等価レベルの推定に用いたものである。

第６図は本発明の第２実施例を示すブロック図であるが
、この第６図に示す回路は、波形等価回路１．識別回路
（判定器）３．評価回路４をそなえて構成されている。

ここで、この波形等価回路１は、伝送路（回線）を通じ
て送られてきたディジタル信号についてゲインを自動制
御することにより波形等価処理（波形成形処理）を施す
ものであり、このために入力信号についてのゲインが所
定値となるように自動制御するＡＧＣＩＩと、識別回路
３の入出力に基づいてＡＧＣＩＩの出力に補正を加える
判定帰還型等価回路１２等をそなえて構成されている。

そして、ＡＧＣｌｌは、後述の如く、評価回路４からの
制御信号によりゲインが制御されるようになっている。

・なお、判定帰還型等価回路１２についてはそのブロッ
ク構成が図中に描かれているが、その構成は公知のもの
であるので、その説明は省略する。

さらに、識別回路３は、波形等価回路１からの信号につ
いて、プレカーソル法によって決まる所要のタイミング
で、識別処理を施すことにより。

ディジタル再生信号を出力するものである。

ところで、ゲイン制御回路としての評価回路４の構成は
、第３図に示した標本値推定式評価部の構成とほぼ同じ
である。

すなわち、この評価回路４では、識別回路３の出力信号
から得た判定値列ａｎｄの絶対値の平均値Ｅ［Ｉａｎ−
１ｆ］と、識別回路３への入力信号から得た標本値列ｆ
ｎの絶対値の平均値Ｅ［１ｆｎｌ］との比または識別回
路３の出力信号から得たｊ個の判定値列ａｎｄの絶対値
和ΣＪａｎ〜ＩＮと、識別回路３への入力信号から得た
ｊ個の標本値列ｆｎの絶対値和ΣＩ　ｆｎＮとの比を、
サンプリング標本点におけるインパルス応答の標本値ｈ
１として推定するが、このインパルス応答の標本値ｈ１
が所定の基準値（参照値：例えば１；第７図参照）より
も大きければ、波形等価回路１におけるＡＧＣＩＩでの
ゲインを下げ、インパルス応答の標本値ｈ１が上記所定
の基準値よりも小さければ、ＡＧＣｌｌでのゲインを上
げるよう、波形等価回路１におけるＡＧＣＩＩでのゲイ
ンを制御するのである。

なお、プレカーソル法を採用しているので、上記のｈｌ
は常にピークとなっている。このため、ｈｌと上記の参
照値との比較が意味を持つのである。

このようにしても、インパルス応答の標本値推定に際し
１乗算を用いないため、回路の大幅な削減が可能となる
ほか、専用ハード化が容易となって、更にはＤＳＰを用
いなければならないというような機能実現方法に拘束さ
れることもなく、また更にＤＳＰ等乗等量算器の処理と
併用するシステムの中でも、処理を簡素化できるもので
ある。

なお、この実施例においても、しきい値ｈｔｈは１に限
定されるものではない。

［発明の効果コ 以上詳述したように、本発明のインパルス応答の標本値
推定方式によれば、インパルス応答の標本値推定に際し
、乗算を用いないため、回路の大幅な削減が可能となる
ほか、専用ハード化が容易となって、ＤＳＰを用いなけ
ればならないというような機能実現方法に拘束されるこ
ともなく、更にはＤＳＰ等乗等量算器の処理と併用する
システムの中でも、処理を簡素化できる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）、（ｂ）はいずれも本発明の原理ブロック
図、 第２図は本発明の第１実施例を示すブロック図。 第３図は標本値推定式評価部のブロック図、第４図は絶
対値演算回路のブロック図、第５図（ａ）は本発明の第
１実施例の作用説明図。 第５図（ｂ）はインパルス応答の一例を示す図、第６図
は本発明の第２実施例を示すブロック図、第７図は本発
明の第２実施例の作用説明図、第８図は信号再生回路の
ブロック図、 第９図は信号再生回路の各所波形図、 第１０図は従来のアナログ式タイミング再生回路の電気
回路図、 第１１図は従来のアナログ式タイミング再生回路の各所
波形図。 第１２図はＤＰＬＬの原理を説明するブロック図、 第１３図は従来例を示すブロック図、 第１４図は従来の標本値推定式評価部のブロック図、 第１５図は従来例の作用説明図である。 図において、 ｌは波形等価回路、 ２はタイミング再生回路、 ３は識別回路。 ４は評価回路、 １０は波形等価回路、 １１はＡＧＣｌ １２は判定帰還型等価回路、 ２０はタイミング再生回路、 ２１は標本値推定式評価部、 ２１−１．２１−２は乗算器、 ２１−３〜２１−５はスイッチ、 ２１−６は加算器、 ２１−７は遅延部、 ２１−８．２１−９はレジスタ、 ２１−１０は比較器、 ２１−１１は制御部、 ２１−１２は絶対値演算回路、 ２１−１２１はセレクタ、 ２１−１２２はＮＯＴゲート、 ２１−１２３は加算器、 ２２は制御部、 図（，４芒帆自庁、王で）旧ンワ目 ａｌ 第１図 」（溌日Ｆ４め２夙帆理７０．グロ ｂｌ 第１図 ２３は分局器。 ２４は発振器、 １０１は波形等価回路、 １０２はタイミング再生回路、 １０２−１は全波整流回路、 １０２−２はＬＣメタ２回路、 １０２−３はリミッタアンプ、 １０３は識別回路、 ２０１は位相比較回路。 ２０２は分周回路、 ２０３は発振回路である。

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. （１）伝送路を通じて送られてきたディジタル信号につ
   いて波形等価処理を施す波形等価回路（１０）と、 該波形等価回路（１０）からの信号について所要のタイ
   ミングで識別処理を施すことによりディジタル再生信号
   を出力する識別回路（３０）とをそなえたものにおいて
   、 該識別回路（３０）の出力信号から得た判定値列の絶対
   値の平均値と、該識別回路（３０）への入力信号から得
   た標本値列の絶対値の平均値との比を、サンプリング標
   本点におけるインパルス応答の標本値とすることを 特徴とする、インパルス応答の標本値推定方式。
2. （２）伝送路を通じて送られてきたディジタル信号につ
   いて波形等価処理を施す波形等価回路（１０）と、 該波形等価回路（１０）からの信号について所要のタイ
   ミングで識別処理を施すことによりディジタル再生信号
   を出力する識別回路（３０）とをそなえたものにおいて
   、 該識別回路（３０）の出力信号から得たｊ個の判定値列
   の絶対値和と、該識別回路（３０）への入力信号から得
   たｊ個の標本値列の絶対値和との比を、サンプリング標
   本点におけるインパルス応答の標本値とすることを 特徴とする、インパルス応答の標本値推定方式。
3. （３）該インパルス応答の標本値と所定の基準値とを比
   較し、この比較結果に応じて、該識別回路（３０）にて
   行なわれる識別処理のためのタイミングを制御すること
   を特徴とする、請求項１または請求項２記載のインパル
   ス応答の標本値推定方式。
4. （４）該インパルス応答の標本値が該所定の基準値より
   も大きければ、該サンプリング標本点を早め、該インパ
   ルス応答の標本値が該所定の基準値よりも小さければ、
   該サンプリング標本点を遅らせることにより、該識別回
   路（３０）にて行なわれる識別処理のためのタイミング
   を制御することを特徴とする、請求項３記載のインパル
   ス応答の標本値推定方式。
5. （５）該インパルス応答の標本値と所定の基準値とを比
   較し、この比較結果に応じて、該波形等価回路（１０）
   にて行なわれる波形等価処理のためのゲイン制御を施す
   ことを特徴とする、請求項１または請求項２記載のイン
   パルス応答の標本値推定方式。
6. （６）該インパルス応答の標本値が該所定の基準値より
   も大きければ、該波形等価回路（１０）でのゲインを下
   げ、該インパルス応答の標本値が該所定の基準値よりも
   小さければ、該波形等価回路（１０）でのゲインを上げ
   るよう、該波形等価回路（１０）でのゲインを制御する
   ことを特徴とする、請求項５記載のインパルス応答の標
   本値推定方式。