JPS6048931B2 - 自己適応性デイジタル濾波器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は適応性ディジタル濾波器、更に具体的に云え
ば、自動的に適応して周波数を選択し又は排除するディ
ジタル濾波器を作る様にするアダプタ又は同調装置に関
する。

ディジタル濾波器は種々の分野、特にデータ伝送、レー
ダ、ディジタル制御等の分野に次第に利・用されている
。

この様にディジタル濾波器の用途が増加しているのは、
それが従来のアナログ濾波器より一層定常的で正確て信
頼性のあることによつて説明される。更にディジタル方
式であるので、すぐれた性質の狭帯域濾波器を作ること
が出フ来る。変復調型受信機又は電流搬送波方式、つま
り周波数分割多重化方式でパイロット周波数を抽出する
為に、この様な濾波器に関心が持たれるていることも容
易に理解されよう。事実、こういう大抵の用途では、所
要の信号の周波数が、送信機５のドリフトの為、或いは
伝送路を通過する時の情報即ち有用な信号に悪影響を及
ぼす雑音信号の為、変動する。従つて、有用な信号の周
波数ドリフトを追跡して、ドリフトがあつても、系統の
入力にそれが存在することを検出し、それを分離するこ
とが出来 ・る様な狭帯域戸波器を作れれば理想的であ
る。

云い換えれば、周波数を選択する自己適応性狭帯域戸波
器は最も関心の高いものである。検出しようとする信号
が雑音である時、目的は、それを情報信号から除去する
為に分離することである。

この場合、胛波器は所謂周波数排除器である。実際問題
として、いずれの場合も解決すべき問題は同じである。
雑音周波数の排除はそれらを分離し、その後もとの信号
からそれらを除去することによつて行なわれる。いずれ
にせよ、目的は、周波数を選択する自己適応性戸波器を
作る手段を求めることてある。雑音を排除するという問
題は、この雑音が有用な信号に重畳している為に複雑に
なる。

この為、この信号にあまり悪影響を与えずに除去しなけ
ればならない。その場合、目的は、雑音の特性並びにそ
の変動に適応し得る戸波器を作ることである。この点を
更に明らかにする為、例として、位相変調伝送方式で位
相ジッタを伴う雑音の場合を説明する。こういう方式で
は、伝送しようとする−ディジタル情報が搬送波周波数
の位相を表わす様に変換される。この位相は、夫々伝送
しようとするディジタル情報の組合せを表わす完全に明
確に限定された多数の離散的な値をとり得る。受信側で
は、考えられる位相の内の１つを持つ信号が存！在する
ことを検出して、それから対応するディジタルの組合せ
を復元すれば十分である。都合の悪いことに、搬送波の
位相は受信機に達するまでにいろいろの変動を受ける。
更に具体的に云うと、明確に限定されていない不規則な
雑音である位相？ジッタを受けるが、このジッタは、主
に寄生信号、更に具体的に云えば、２０Ｈｚの呼出信号
電流又は５滅いは６０Ｈｚの電源並びにその高調波の影
響によるものと考えられる。この全体により、０乃至３
００Ｈｚの帯域幅を持つ周波数スペクトルの雑音が４発
生される。普通、これは予測装置を利用することによつ
て除去され、或いはその影響を最小限に抑えることが、
この予測装置は極めて重くて複雑であり、その為特に嵩
張り、高価である。使う回路を選ぶ上で費用が重要な用
途では、こういう装置を使うことは避けなければならな
い。所謂位相ジッタの雑音スペクトルを解析すると、大
体２０、５０又は６０Ｈｚで変化する成分の振幅が・支
配的であると認められる場合が非常に多い。

従つて、こういう周波数を追跡し、自己適応性狭帯域戸
波器によつて分離すれば、この雑音の影響を最小限に抑
えることが出来るし、フランス特許出願第７４３０００
１号に記載される高価で嵩張つた炉波ク器を使わなくて
も済む。勿論、周波数追跡型狭帯域胛波器は他の多くの
用途でも非常に有用である。

従つて、この発明の目的は、周波数を選択する自己適応
性狭帯域ディジタル枦波器を提供するこ７とである。

次にこの発明を例示するものとして、図面について説明
するが、この例はこの発明を制約するものではない。

第１図に戸波器が概略的に示されている。

このｉ洒波器は、到来信号Ｓから分離しようとする成分
Ｆｉの周波数Ｆ。に調節された可変の狭帯域を持つ選択
戸波器部分１を含む。この成分の周波数が、限られた範
囲内にとどまつてはいるが、時間的に不規則に変化し、
Ｓの他の成分に較べて支配的な振幅を持つているから、
Ｆｉを追跡出来る様に、選択部分の同調周波数を変える
。この目的の為、第１図に同調器２で表わす同調回路を
用いる。この回路が所謂誤差信号を発生し、装置全体で
この誤差信号を自動的に最小限にしようとするものであ
る。云い換えれば、最初に誤差信号を考えると、同調器
が選択部分の何等かのパラメータに作用し、例えば所謂
傾斜法（ＧｒａｄｉｅｎｔｍｅｔｈＯｄにより、誤差信
号が０に向うまで、その通過帯を徐々に変える。狭帯域
選択（戸波器はそのｚ伝達関数で定義することが出来る
。

ここでａ ＝ −２μＣＯＳ（１）ｉ）ｂ＝μ２、ｃ
＝ 一２Ｃ０Ｓφｉ）μは１から僅かにずれており（例
えばμ＝０．９９）、φｉ＝２πＦｉＴである。

ここでｆｌは所望の信号Ｆ１の周波数であり、Ｔは選択
戸波器の入力に現われるサンプルの周期である。この時
、φｉを変えることにより、濾波器の帯域幅を移すこと
が出来る。従つて、目的は、選択炉波器が周波数Ｆ．に
正しく同調した時、同調器の出力の誤差信号ＥＲＲが０
に向う様にすることである。所定の周波数範囲内では、
周波数Ｆ，が支配的な振幅を持ち、同調が達成されるま
で、φｉを変える傾向を持つ。第２図に示すように、同
調冠は、Ｆ，の変動がその範囲内にとどまる周波数範囲
に調節した）戸波器ＴＦｌ，、ＴＦ２で構成され、この
装置が枦波信号の２つの直角成分（Ｘｎ）及び（Ｘｎ）
を発生する。

所謂ヒルベルト変成器１０（即ち２つの横形直角位相胛
波器）により、こういう機能を遂行することが出来る。
ヒルベルト変成器１０が適応回路１２を駆動する。この
適応回路１２は次の関係を持つ可変帯域幅戸波器である
。ここでｄは１に近い（例えばｄ ＝０．９）。

適応回路１２は第３図に示す回路図の様に実施すること
が出来る。この場合、夫々知及びＸｎを受取る２つの入
力を有する。翔を受取る入力が３つの加算器Σ１、Σ３
及びΣ７の第１の入力に接続される。Ｘｎを受取る入力
が３つの加算器Σ２、Σ４及びΣ８の第１の入力に接続
される。Σ１及ひΣ４の出力が掛算器Ｍ１及びＭ４を駆
動する。こられの掛算器の第２の入力にはＤＣＯＳφｉ
が入る。Σ２及ひΣ３の出力に夫々Ｍ２及びＭ３で−Ｄ
Ｓｉｎ（ｔ）ｉ及びＤＳｉｎ（ｔ）ｉが乗ぜられる。Ｍ
１及びＭ２の出力が加算器Σ５を駆動し、Ｍ３及びＭ４
の出力がΣ６を駆動する。Ｔだけ遅延したΣ５の出力が
同時に加算器Σ１、Σ３及び掛算器Ｍ５の入力を駆動す
る。Ｔてけ遅延したΣ６の出力が同時にΣ２、Σ４及ひ
掛算器Ｍ６を駆動する。Ｍ５及ひＭ６の第２の入力は係
数（１−１／ｄ）を受取る。それらの出力がΣ７及ひΣ
８の入力を ι駆動し、その出力が互いに直角の成分押
及び狸を供給する。Ｘｎ）届、Ｙｎ及び声を受取る回路
１４が（Ｘｎ與−Ｘｎｙｎ）を発生し、多数のサンプル
、例えば（２Ｎ＋１）個のサンプルに対するその平均値
Ｘｎ（押−Ｙｎｘｎを計算する。

例えば選択胛波器が所望の信号の周波数に完全に同調し
ている時、Ｘｎｙｎ−Ｙｎｘｎが０であることが証明さ
れる。

従つて、この平均値が０にすべき誤差ＥＲＲを表わす。
従つて、傾斜法によつて同調動作を行う為、φｉを変え
る。つまり、同調動作の工程ｐで、回路１６が次の工程
、即ち（ｐ＋１）番目の工程で使うφｉの値を次の式の
様に計算する。ψ１ＩＰ１、ｎμ息ＪＡ鼻４ ＆−＆易
Ｊ・・ノここでμは、傾斜法の繰返しを速くする様に初
めに選ばれる定数である。

第２図に示す回路図は調節装置１６で終端する。これが
φｉの新しい値を発生し、表１８を参照した後、それか
ら士ＣＯｓφｉ及び士Ｓｉｎ（Ｔｉｉが発生され、これ
を用いて戸波器Ｈ（ｚ）及びＫ（ｚ）を調節する。後者
について具体的に云えば、掛算器Ｍ１乃至Ｍ４の入力に
印加される係数を発生する。こうしてＦｉを追跡する自
己適応性狭帯域沖波器が実現された。前に述べた様に、
この様な回路は、所定の成分を追跡し、それを分離し、
必要があれば、到来信号からそれを除去することが出来
るので、多くの用途で用いることが出来る。

例として、位相変調信号を受信するディジタル・受信装
置にこういう回路をどの様に利用するかを説明する。

前に述べた様に、受信信号の位相（これをφ′とする）
が有用な情報を持つている。実際、それは或る所定の瞬
間に、その値が伝送されたデータのディジタル値を直接
的に表わす様な部フ分φを有する。都合の悪いことに、
φ′は雑音をも持つており、勿論、φを復元する為には
、この雑音を除去しなければならない。そこで、どれが
雑音であるかである。実際には、伝送媒質は記号間干渉
や雑音成分の５様な擾乱を導入し、これらは主に周波数
ドリフト、位相の途切れ並びに位相ジッタに起因するが
、伝送媒質を介して伝送する際、伝送される信号に悪影
響を与える。

記号干渉は、伝送媒質によつて起る振幅並びにク位相歪
みの為に、相継いで伝送される信号の間に起る相互作用
によつて発生される。

記号干渉が受信信号の品質を目立つて劣化させる時、適
当な装置、所謂等化器によつてそれを除去又は減少させ
る。この発明の範囲内では、必要があれば適当な等化器
により記号間干渉が除去されていると仮定する。周波数
ドリフトは、伝送される信号が中間処理を受ける様な伝
送媒質を介して伝送される時、具体的に云えば、電話線
が伝送線路として用いられる場合に、伝送される信号に
悪影響を与える擾乱である。

この中間処理は主に公共回線の条件を充たす為、伝送さ
れる信号を或る周波数帯から別の周波数帯へ変換するこ
とを伴う。周波数ドリフトＦｓ″により、受信信号の位
相に直接的に悪影響を及ぼす同相ドリフト（φ８）＝２
πＦｓｔが生ずる。ここでｔは時間を表わす。位相の途
切れは、所定の周波数成分の実際の位相と、理想的な位
相周波数特性に対応する位相との間に差が存在すること
によるものであり、これは使う伝送路の周波数帯の両端
で現われる。

この位相の途切れにより、受信位相の値に任意の値（φ
ｏ）が入る。位相ジッタ（φ１）は、伝送媒質を通過す
る時に不規則に変化する信号の寄生的な周波数変調によ
つて起る。

ほの変調は、上に述べた中間処理動作を実施する際の装
置の電源の変動による場合が非常に多い。こういう雑音
成分は低速ディジタル・データ伝送方式では実際的に影
響がないが、高速方式ではデータの正確な検出を妨げる
。

位相変調を利用する方式では、伝送される信号の位相が
取り得る離散的な値の数を増加することにより、一般に
伝送速度が高められ、この結果、隣合つた２つの位相の
値の差が小さくなる。例として、４相方式では、この差
が９０なであるが、１湘方式では僅か２２．５差である
。然し、信号の位相にドリフトを生じさせる様な擾乱が
ある為、隣合つた２つの位相の値を弁別するのが不可能
な場合が非常に多い。そこで、受信信号に伴う雑音成分
の影響を除去し、或いは少なくとも減衰させることが出
来る様にする装置を設けることが絶対条件になる。上に
述べた所から成分φを分離する為には、φ９、φ，及び
φ。

をφ″から除去しなければならない。この動作が位相戸
波器によつて実施される。

ディジタル処理装置では、位相沖波器の入力の信号φ″
は離散的な値の不規則な順序（φ。″）の形で現われる
。ここでφｎ′はｎ番目に受信されたサンプルのディジ
タル値を表わす。この位相は次の様に書くことが出来る
。

ここでφ。

は伝送される信号の位相の時刻ｔ＝ＮＴに於ける値、即
たデータを表わし、ξ。は前に述べた様に伝送中に導入
される擾乱又は雑音全体のディジタル表示である。Ｑ相
方式、即ち伝送される信号の位相が各々のサンプリング
時刻にＱ個の離散的な値の内１つをとり得る方式（Ｑは
正の整数）では、伝送しようとするデータを表わす為に
、φ。

は次の値をとり得る。これに対してξ。

は次の形で表わすことが出来る。ここでもは位相の途切
れφ。

を表わす定数、ａ１・ｎは周波数ドリフトφ８を表わす
ディジタル値、ａ１は２つの連続するサンプリング時刻
の間の周波数ドリフトを表わす定数、α。は位相ジッタ
φ，を表わす不規則な雑音成分を表わす。入力信号を正
規化してそれに一定の係数Ｑ／２πを乗する時、次の様
になることが判る。

ここで ここでｈは０と（Ｑ−１）の範囲内の整数値の内の１つ
だけをとることが出来、Ｂｎ＝ＡＯ＋ａ１●ｎ＋α。

である。位相沖波器の目的は、Ｂｎの影響を最小限にす
ることにより、１ｎを復元することてある。

一方の戸波器が所謂位相の途切れ及び位相ドリフト雑音
を扱い、他方が位相ジッタを扱う２つの泊波器を用いた
予測装置により、この条件を充たすことが出来るとが知
られている。これらの２つの沖波器は装置内で直列又は
並列に設けることが出来る。

この発明はいずれの構成にも適用し得る。目的は、上に
述べた様な自己適応性装置により、位相ジッタφ，を表
わす成分α。を抽出し得る戸波器を提供することである
。ここでの説明は、この発明による戸波器を用いた並列
形の構成の場合に限る（第４図参照）。第４図で信号φ
。がサンプルの正規化を行うＱ／２π掛算器２２に印加
され、その出力カ月ｎ＋Ｂｎ＝１ｎ＋ （ＡＯｆａｌ・
ｎ ＋αｎ）を供給する。この出力が減算器２４の（＋
）入力に接続される。減算器２４の出力が２出力検出器
２８の入力を駆動する。一方の出力はデータＩｎを出し
、他方の出力（Ｂ）は雑音を扱う。雑音出力が、夫々ｚ
伝達関数Ｗ’（ｚ）及びＬ’（ｚ）を持つ２つの戸波器
３０，３８の入力に接続される。この２つの炉波器３０
，３８の出力が加算器２６を駆動し、その出力が減算器
２４の（−）入力に接続される。この装置は予測装置で
あるから、継続的な方法によつて信号から雑音情報が除
去される。実際、プロセス中のｐ次の工程でのＢｎの評
価値をｂΠで表わすと、出力Ｂが次の工程（ｐ＋ｌ）の
時の信号Ｂｎ−ｂに即ち残留雑音を供給する。Ｂｎは次
の様な形に書くことが出来る。ＡＯ＋Ａｌ．ｎ＋αｎ 従つて、出力Ｂは （ＡＯ＋Ａ，・ｎ）−（ＡＯ＋Ａ，・ｎ）＋（α．−α
ｎ）を供給する。

泪波器３０の帯域幅は、位相の途切れ及び周波数ドリフ
トに対応する雑音信号だけを通過させる様になつている
。

これは出力Ｂを受取り、（ｐ＋１）次の工程で（ｐ＋１
）次の雑音（ＡＯ＋Ａ，・ｎ） を供給する。

これは胛波過程全体が予測形だからてある。戸波器３８
についていうと、それがここではこの発明の適応性炉波
器によつて実現される。

即ち、同調回路３６及び選択戸波器３２を伴う狭帯域選
択枦波器で構成される。然し、この適応性枦波器も予測
装置の中に組込まれているので、加算器３４を設けなけ
ればならない。実際、プロセスの工程ｐで、選択戸波器
がその入力に〔（ＡＯ＋Ａ，・ｎ）−（ＡＯ ＋Ａ，・ｎ）＋（αｎ−αｎ）〕” を受取る。

然し、位相ジッタによつて生ずる雑音に対して調節され
ているので、αｎの新しい評価値、即ちαＩ゛゛を供給
する。従つて、加算器３４は次の演算を行う。〔（ＡＯ
＋Ａ，・ｎ）一（ＡＯ ＋Ａ，・ｎ）十（αｎ−αｎ）〕Ｐ−αＩ゛”第１のや
り方では、αｐ及びαｐ゛”の値が互いにごく僅かしか
違わないと評価することが出来る。

この為、加算器３４の出力は次の項を供給する。（Ａ．
ｆａ，・ｎ）−（ＡＯ＋Ａ，・ｎ）＋αｎ入力の同調枦
波器Ｆｌ，Ｆ２を、位相ジッタをＪ表わす不規則な雑音
の変動がその範囲内にとどまるような周波数範囲に調節
されるように選ぶと、これはαｎだけの影響を受け、従
つて、選択枦波器をこの位相ジッタ雑音に対して調節す
ることが出来るような誤差信号が得られる。丁図面の簡
単な説明 第１図は自己適応性戸波器の略図、第２図はこの発明の
枦波器に用いる同調回路のブロック図、第３図は同調回
路内の１つの素子の略図、第４図はこの発明の枦波器の
実施例のブロック図であフる。

１ ・・・・・・選択炉波器、２・・・・・・同調器、
ＴＦＩ、′圧２ ・・・・・・枦波器、１２・・・・・
・可変帯域幅枦波器、１４・・・・・・計算回路、１６
・・・・・・調節装置。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 同調可能な狭帯域ろ波器並びに同調回路を含むフィ
   ードバック・ループを備え、所定の周波数範囲内で変動
   しうる正弦波状周波数成分Ｆｉを追跡するように前記ろ
   波器を通過する帯域の中心周波数を前記同調回路によつ
   て制御する自己適応性ディジタルろ波器において：前記
   同調回路が、前記同調可能なろ波器を通過した信号を受
   取る入力手段と；該入力手段に接続され、２つの直角成
   分ｘ及びｘを供給する狭帯域のヒルベルト型ろ波器と；
   （ｚ−ｅ＾ｊφ＾ｉ）／（ｚ−ｄｅ＾ｊφ＾ｉ）という
   形のｚ伝達関数を有し、前記ヒルベルト型ろ波器から前
   記直角成分ｘおよびｘを受取つて２つの直角信号ｙ及び
   ｙを供給する可変帯域のろ波手段と（ただし、前式中、
   φｉ＝２πｆｉＴであり、Ｔは該ろ波手段の入力に供給
   されるディジタル・サンプルの周期であり、ｄは１に近
   い定数である。 ）；前記ヒルベルト型ろ波器及び前記可変帯域のろ波手
   段の出力を受取るように接続され、前記直角成分ｘ及び
   ｘならびにｙ及びｙの積差（ｘｙ−ｙｘ）を前記ディジ
   タル・サンプルの数で除算して平均誤差を決定する計算
   手段と；該計算手段の出力へ接続され、該計算手段によ
   つて供給された前記平均誤差を使用さして該平均誤差が
   徐々に０に向うように前記同調可能な狭帯域ろ波器及び
   前記可変帯域のろ波手段を調節するために利用される前
   記φｉの値を決定する手段とから構成されている、自己
   適応性ディジタルろ波器。