DE2655828A1

DE2655828A1 - Digitales nachlauffilter zur automatischen frequenzverfolgung

Info

Publication number: DE2655828A1
Application number: DE19762655828
Authority: DE
Inventors: Andre Eugene Desblache
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1975-12-18
Filing date: 1976-12-09
Publication date: 1977-07-07
Also published as: FR2336005B1; JPS6048931B2; JPS5275950A; FR2336005A1; US4106102A; GB1558773A

Description

gg-rs

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N. Y. 10504

Ämtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung Aktenzeichen der Anmelderin: FR 975 007

Digitales Nachlauffilter zur automatischen Frequenzverfolgung

Die Erfindung betrifft ein digitales Nachlauffilter zur automatischen Frequenzverfolgung innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbandes, ausgestattet mit einem abstimmbaren, schmalbandigen Siebkreis und einer Abstimmschaltung, die das Frequenzband dieses Siebkreises der zu verfolgenden Frequenz nachführt.

Digitale Filter v/erden zunehmend auf technischen Gebieten, wie der Datenübertragung, in Radar-Einrichtungen, in digitalen Steuerungen usw. eingesetzt. Der Grund für die bevorzugte Anwendung liegt darin, daß Digitalfilter konstanter, genauer und zuverlässiger sind als konventionelle analoge Filter. Außerdem gestattet die Digitaltechnik den Aufbau von Schmalbandfiltern höchster Qualität. Das Interesse an digitalen Filtern wird offensichtlich, wenn man beispielsweise an Anwendungen wie das Heraussieben der Pilot-Frequenz bei einem Hodem-Empfanger denkt. In den meisten Anwendungen schwankt die Frequenz des benötigten Signals entweder infolge von Driften des Übertragers oder infolge von Störsignalen, die die Information während des Durchlaufens des Übertragungskanals beeinflussen.

Es wäre also außerordentlich vorteilhaft, Schmalbandfilter zu haben, die die Frequenzverschiebungen des Nutzsignals verfolgen, trotz des Vorhandenseins von Verschiebungen das Nutzsignal erkennen und es dann isolieren können. Es besteht demnach ein großes Interesse an digitalen Nachlauffiltern zur automatischen, selektiven Frequenzverfolgung.

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Handelt es sich bei dem zu erkennenden Signal um ein Störsignal, so besteht die Aufgabe des Nachlauffilters darin, dieses Störsignal aus dem Nutzsignal zu eliminieren. Es handelt sich hierbei um ein sogenanntes Sperrfilter. Tatsächlich ist in beiden Fällen das gleiche Problem zu lösen. Die Sperrung der Störfrequenzen erfolgt dadurch, daß sie isoliert und dann aus dem Nutzsignal eliminiert werden. Benötigt wird ein selbstabgleichendes, frequenzselektives Schmalbandfilter.

Die Störsignalunterdrückung ist schwierig, da die Störung dem Nutzsignal überlagert ist. Das Störsignal muß deshalb ohne zu große Beeinflussung des Nutzsignals herausgefiltert werden. Es ist also ein Filter zu verwenden, das auf die Frequenzcharakteristik des Störsignals und deren Änderungen abstimmbar ist. Dies sei an einem Beispiel kurz erläutert. Es handelt sich hierbei um die Vermeidung von Phasenstörungen in phasenmodulierten übertragungssystemen. Die zu übertragende digitale Information wird dabei so umgewandelt, daß sie durch die Phase einer Trägerfrequenz gekennzeichnet ist. Die Phase kann dabei eine Anzahl exakt definierter, diskreter Werte annehmen, die jeweils eine Korabination der zu übertragenden digitalen Information bezeichnet. Auf der Empfangsseite genügt es, das Vorhandensein eines Signals festzustellen, das eine der bestimmten Phasen aufweist und daraus die entsprechende digitale Kombination abzuleiten. Hier stellt sich aber als störend heraus, daß die Phase ι
!der Trägerfrequenz vor Erreichen des Empfängers ungewollten

Schwankungen unterworfen ist. Die Ursachen für diese Phasen-Störungen können vielfältiger Art sein, insbesondere nimmt man Jan, daß sie parasitären Signalen zuzuschreiben sind, die durch JFernsprecher-Weckerströme (20 Hz) oder durch die Netzspannung j(50 oder 60 Hz) und deren Harmonische erzeugt werden. Er er-Igibt sich daraus ein Störfrequenzspektrum mit einer Bandbreite !von 0 bis 300 Hz. Diese Störsignale bzw. ihr Einfluß werden ge-

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wohnlich dadurch eliminiert oder zumindest auf ein Minimum redu-' ziert, daß extrem komplexe und auch räumlich aufwendige Systeme

angewandt werden, die zudem außerordentlich kostspielig sind. j Ein derartiges System ist beispielsweise in der französischen j Patentanmeldung Nr. 74 30001 beschrieben. Es ist verständlich, i daß derartig aufwendige Systeme bei vielen Anwendungen, insbe- ; sondere, wenn die Kosten und der Raumbedarf eine Rolle spielen, kaum einsetzbar sind.

I Analysiert man das Störspektrum der sogenannten Phasenstörung, j so stellt man fest, daß die Amplituden der Komponenten vorherr- : sehend sind, die bei 20, 50 oder 60 Hz liegen bzw. um diese Werte schwanken. Könnten diese Frequenzen mit Hilfe eines sich selbst nachführenden, schmalbandigen Bandfilters verfolgt und aus dem ; Nutzsignal isoliert werden, so wäre es möglich, den Einfluß der ! Störsignale auf ein Minimum zu reduzieren. Mit Hilfe eines derj artigen Filters könnte dann auf eine kostspielige und umfangj reiche Anordnung verzichtet werden, wie sie beispielsweise in der erwähnten französischen Patentanmeldung beschrieben ist.

Selbstverständlich ist ein derartiges Nachlauffilter zur automatischen Frequenzverfolgung auch in vielen anderen Anwendungen vorteilhaft einsetzbar.

Es ist demzufolge die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe, ein relativ unaufwendiges digitales Nachlauffilter zur automatischen Frequenzverfolgung anzugeben.

Die Lösung dieser Aufgabe ist in den Ansprüchen niedergelegt.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert.

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Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines digitalen Wachlauffilters,

Fig. 2 das Blockschaltbild einer Äbstirnmschaltung,

wie sie beim erfindungsgemäßen Elachlauffilter verwendet wird,

Fig. 3 das Blockschaltbild eines Teiles dieses Abstimmkreis es und

Fig. 4 das Blockschaltbild eines vollständigen Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen nachlauf filters .

Das in Fig. 1 dargestellte Schema gibt das Prinzip des erfindungsgemäßen Kachlauffilters wieder. Das Nachlauffilter enthält einen Siebkreis 1' mit einer schmalen, veränderlichen Bandbreite, die auf die aus dem ankommenden Signal S herauszufilternde Frequenz fi der Signalkomponenten Fi eingestellt ist. Die Frequenz dieser Signalkomponenten kann innerhalb eines begrenz-ΐten Bereiches zeitlich willkürlich schwanken. Dabei weist diese j Signalkomponente im Vergleich zu den anderen Signalkomponenten j des ankommenden Signales S eine hervortretende Amplitude auf. j Die Abstimmfrequenz des Siebkreises wird der veränderlichen ' Frequenz fi der auszusiebenden Signalkomponente Fi nachgeführt. , Zu diesem Zweck ist eine Äbstimmschaltung 2 vorgesehen. Diese ! Abstimmschaltung liefert ein Fehlersignal, das durch die Gesamt-I anordnung des Kachlauffilters auf ein Minimum eingeregelt wird. • Mit anderen Worten, die Abstiramschaltung 2 wirkt auf einige I Parameter des Siebkreises, so daß dessen Frequenzband fortschreitend so verschoben wird, daß das Fehlersignal dem Wert

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null nahekommt. Man verwendet dabei beispielsweise das sogenannte Gradientenverfahren an. Der schmalbandige Siebkreis 1 läßt sich durch seine z-übertragungsfunktion definieren durch

_H _ 1 + cz"¹ + z~²

⁽²⁾ 1 + az-¹ ₊

a = - 2μ cos φί

b- ρ²

C= - 2 cos φί

^i unterscheidet sich geringfügig von 1 (beispielsweise p. = 0/99). Es ist φί = 2fffiT, wobei fi die Frequenz des gewünschten Signals Fi und T die Tastperioden der am Eingang des Siebkreises ankommenden Tastwerte angibt. Die Bandbreite des Siebkreises läßt sich durch Veränderung von φχ verschieben. Der Zweck der Anordnung besteht also darin, am Ausgang der Abstimmschaltung 2 ein Fehlersignal ERR zu erhalten, das nach Null strebt, wenn der Siebkreis auf die Frequenz fi abgestimmt wird. Im betrachteten Frequenzbereich weist die Frequenz fi eine vorherrschende Amplitude auf und verändert φί solange, bis die Abstimmung erreicht ist.

Wie der Fig. 2 zu entnehmen ist, enthält die Abstimmschaltung ein Filter (TF1, TF2), das auf den Frequenzbereich eingestellt ist, innerhalb dessen die Schwankungen von fi auftreten. Dieses Filter liefert gleichzeitig zwei um 90° phasenverschobene Signale (xn) und (δη) des gefilterten Signals. Diese Funktion kann ein sogenannter Hilbert-Umformer durchführen. Der Hilbert-Umformer steuert einen Abstimmkreis, der selbst ein Filter variabler Bandbreite darstellt und die Beziehung liefert:

^K<^z> ⁼ TT1_C

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- tr-

mit "d" etwa gleich eins (beispielsweise d = 0,9). Der Abstimmkreis kann in der in Fig. 3 dargestellten Weise verwirklicht werden. Der Abstimmkreis weist zwei Eingänge auf, an denen xn und δη zugeführt werden. Der Eingang für xn ist mit dem ersten Eingang von drei Addierern Σ1, Σ3 und Σ7 verbunden. Der Eingang für δη ist mit dem ersten Eingang von drei Addierern Σ2, Σ4 und Σ8 verbunden. Die Ausgänge der Addierer Σ1 und Σ4 treiben Multipliziereinrichtungen M1 und M4, deren weiterem Eingang d.cos φι zugeführt wird. Entsprechend werden die Ausgangssignale von Σ2 und Σ3 mit -d.sin <j>i und d.sin <j)i in M2 und M3 multipliziert. Die Ausgangssignale von M1 und M2 werden dem Addierer Σ5 und die Ausgangssignale von M3 und M4 werden dem Addierer Σ6 zugeführt. Das Ausgangssignal von Σ5, das um T verzögert ist, wird gleichzeitig den Eingängen der Addierer Σ1 und Σ3 und der Multipliziereinrichtung M5 zugeführt. Das ebenfalls um T verzögerte Ausgangssignal von Σ6 wird gleichzeitig Σ2, Σ4 und M6 zugeführt. An die zweiten Eingänge von M5 und M6 wird ein Koeffizient (1 - ^) angelegt. Die Ausgänge dieser Multipliziereinrichtungen sind mit Eingängen von Σ7 und Σ8 verbunden, deren Ausgänge wiederum die um 90 phasenverschobenen Komponenten yn und y"n liefern.

Es sei nunmehr wieder die Schaltung nach Fig. 2 betrachtet. Ein Rechner empfängt die Werte xn, δη, yn und y"n, liefert (xn yn - , δη yn) und errechnet den Mittelwert xn £n - yn J?n über eine Anzahl j von Tastwerten, beispielsweise für 2N+1 Tastwerte. Dies ergibt

xn y"n - yn Xn = — Σ (xn $n - yn δη).

^/w+' n=-N

Sobald der Siebkreis auf die Frequenz des gewünschten Signals abgestimmt ist, wird der oben erwähnte Mittelwert Null. Dieser Mittelwert repräsentiert also das Fehlersignal ERR, das auf den Wert Null gebracht werden muß. Der Wert φ! wird einer Änderung

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- r-

! -a

!unterworfen derart, daß die Abstiirrmoperation nach einer Gradientenmethode abläuft. Das bedeutet, in einem Schritt ρ während !der Abstimmoperation errechnet eine Schaltung [φρ+1] den Wert von φχ, der während des folgenden Schrittes, nämlich im (p+1)-ten Schritt verwendet wird und die Beziehung ergibt

j φχ^ρ+1 = φχ^ρ + P₁ (χη fn - Sn yn)

wobei ^i eine zu Beginn gewählte Konstante darstellt, um das itejrative Verfahren zu beschleunigen. Schließlich ist im Blockschalt- ;bild der Fig. 2 eine Einstelleinrichtung [φ^ρ ] vorgesehen, die ;den neuen Wert von φχ erzeugt. Dieser Wert von φί liefert über eine Tabelle die Werte ± cos φ± und ± sin φχ, mit Hilfe derer j dann der Siebkreis H(z) und das Filter K(z) eingestellt werden. ;Insbesondere für das letztgenannte Filter werden die Faktoren

j »

ι geliefert, die den Eingängen der MuItipliZiereinrichtungen M1 bis JM4 zuzuführen sind. Auf diese Weise erhält man das erfindungsgemäße digitale Nachlauffilter zur automatischen Frequenzverfolgung j innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbandes.

Wie bereits erwähnt, ist ein Nachlauffilter vielfältig anwendbar. Mit Hilfe eines derartigen Filters kann eine Frequenz-Komponente sowohl verfolgt als auch isoliert werden und damit aus einem ankommenden Signal, falls erforderlich, entfernt werden.

In einem Beispiel sei gezeigt, wie ein derartiges Nachlauffilter innerhalb eines digitalen Empfangssystems anwendbar ist, dem ein phasenmoduliertes Signal zugeführt wird. Die Phase des die Nutzinformation tragenden Empfangssignals sei mit φ¹ bezeichnet. Das Signal enthält also einen Anteil φ, der zu definierten Zeitpunkten den digitalen Wert der übertragenden Daten repräsentiert. Die

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in dera ankommenden Signal φ¹ enthaltenen Störungen sind zu eliminieren, um lediglich das liutzsignal φ zur Wirkung kommen zu lassen. Es ist zunächst die Frage zu stellen, Vielehe Art von Störungen auftreten können.

In der Praxis v/erden durch die Übertragungsmedien Störungen eingeführt, die gebildet werden durch die gegenseitige Beeinflussung aufeinanderfolgender Signale und durch Störanteile, die sich aus Frequenzverschiebungen und Phasenstörungen ergeben. Die durch gegenseitige Beeinflussung aufeinanderfolgender Signale entstehenden Störungen ergeben sowohl Phasen- als auch Amplitudenstörungen. Sind derartige, durch gegenseitige Beeinflussung aufeinanderfolgender Signale im empfangenen Signal qualitativ störend, so müssen sie über eine geeignete Anordnung eliminiert oder zumindest reduziert werden. Zu diesem Zweck werden geeignete Entzerrer eingesetzt. Im Rahmen der Erfindung sei angenommen, daß, falls sie erforderlich sind, derartige Entzerrer in das System eingefügt sind.

Frequenzverschiebungen stellen eine Störung dar, die die übertragenen Signale beeinflussen, wenn diese über übertragungs-Jmedien übertragen werden, in denen sie einer Swischenverarbeiitung unterworfen werden müssen, was insbesondere dann notwendig !ist, wenn Telefonleitungen als übertragungsmedium verwendet werden. Die Zwischenverarbeitung besteht hauptsächlich in der Umsetzung der übertragenen Signale von einem Frequenzband in ein anderes, um dadurch den durch die öffentlichen Telefonnetze gegebenen Bedingungen gerecht zu werden. Eine Frequenzverschiebung f bewirkt eine Gleichphasenverschiebung φ_ = 2uf f, wobei t die Zeit angibt, die die Phase des empfangenen Signales direkt störend beeinflußt.

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- «'-AA

Phasenstörungen treten auch dadurch auf, daß zwischen der realen Phase einer gegebenen Freguenzkomponenten und der der idealen Phasen-Frequenzcharakteristik entsprechenden Phase eine Differenz auftritt. Dies ist insbesondere an den Enden des Frequenzbandes des verwendeten übertragungskanals festzustellen. Durch diese Phasenstörung wird eine willkürliche Konstante (φ ) in den Wert der empfangenen Phase eingeführt.

Phasenzittern (φ.) entsteht durch parasitäre Frequenzmodulation der Signale während der Übertragung. Diese Modulation entsteht häufig durch Schwankungen in der Stromversorgung der notwendigen, in den übertragungskanal eingebauten und der Swischenverarbeitung der Signale dienenden Systeme auftreten.

Diese Störkoraponenten sind in Datenübertragungssystemen relativ geringer übertragungsgeschwindigkeit praktisch ohne Einfluß, sie verhindern jedoch eine korrekte Datenerfassung in Systemen hoher übertragungsgeschwindigkeit, in die Phasenmodulation verwendenden Systemen kann die übertragungsgeschv/indigkeit erhöht werden, durch Erhöhung der Zmzahl der diskreten Vierte, die die übertragene Signalphase annehmen kann. Das bedeutet, daß zwischen zwei benachbarten Phasenwerten eine geringere Differenz vorhanden ist. Beispielsweise beträgt in einem Vier-Phasensystem diese Differenz 90°. Bei einem Sechzehn-Phasensystem beträgt diese Differenz nur 22,5°. Schon hier ist es oft unmöglich, aufgrund der Störungen, die die Phasenverschiebungen verursacnen, zwei benachbarte Phasenwerte zu unterscheiden. Kier zeigt sich die Notwendigkeit, die Störanteile aus dem empfangenen Signal zu eli- | minieren oder zumindest abzuschwächen.

Man kann also festhalten

φ'=φ+φ+φ.+φ

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Um die i^utzsignalkomponente φ aus φ¹ zu gewinnen, müssen die Anteile φ , φ. und φ aus φ¹ eliminiert werden.

Diese Operation kann mit Hilfe eines Phasenfilters ausgeführt werden. In einem digitalen Verarbeitungssystem erscheint das Signal φ¹ am Eingang des Phasenfilters in Form einer willkürlichen Folge diskreter Vierte φ¹ , wobei φ¹ den digitalen viert des η-ten empfangenen Signals angibt. Diese Phase kann geschrieben werden als:

¹ =

Hierbei ist

φ kennzeichnend für den Phasenwert des übertragenen Signals zur Zeit t = ηϊ α. h., kennzeichnend für die Daten und

ξ die digitale Darstellung der Gesamtstörung, die während der übertragung hinzugefügt wird.

In einem Q-Phasensystem, d. h., in einem System, bei dem die betragene Signalphase zu jedem Tastzeitpunkt einen von Q diskreten Vierten annehmen kann (Q positiv ganz) , um die zu übertragenden Daten zu kennzeichnen, kann φ die vierte annehmen

_A _ _n 2tt 4ir 2 (Q-I)π

Es ergibt sich ξ zu

ψ ^(ao ^{+ a}1 ^x

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Dabei ist

a eine die Phasenstörung φ kennzeichnende Konstante,

a_1#n ein digitaler, die Frequenzverschiebung φ kennzeichnender Wert mit a- als einer Konstanten, die die Frequenzverschiebung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Tastzeiten angibt,

α kennzeichnend für einen willkürlichen Störanteil bewirkt durch das Phasenzittern φ.

2 ·

£s zeigt sich, daß man durch Normalisierung des Eingangssignals und Multiplikation mit einer Konstanten τρ erhalten wird

K ^x h = h <*n ^{+ ξ}η> ■ I_n ^{+ b}n

^bn =

Hierbei kann 1 nur einen der ganzzahligen Werte zwischen 0 und (Q-1) annehmen; ^b _n ^{= a} _o ⁺ a-.

Der Zweck des Phasenfilters besteht darin, 1 zu erkennen durch Reduzierung der Wirkung von b auf ein Minimum. Der bereits genannten französischen Patentanmeldung ist zu entnehmen, daß es möglich ist, diese Forderung mit Hilfe eines Zwei-Filtersystems zu erfüllen. Das eine Filter befaßt sich mit der durch den tibertragungskanal gegebenen konstanten Phasenbeeinflussung und den durch die Phasenverschiebungen hervorgerufenen Störungen, während das andere Filter für das Phasenzittern vorgesehen ist.

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V7ie den Pign. 9Δ und 9B der erwähnten französischen Patentanmeldung zu entnehmen ist/ können diese beiden Filter entweder seriell oder parallel im System angeordnet sein. Die Erfindung ist auf beide Anordnungen anwendbar. Dabei hat das erfindungsgemäße iiachlauffilter die Aufgabe, die Komponente α , die für das Phasenzittern φ. kennzeichnend ist, aus dem zu filternden Signal zu entfernen. Im folgenden sei lediglich ein Ausführungsbeispiel beschrieben, bei dem eine parallele Anordnung des £wei-Filtersystems Verwendung findet. Line derartige Anordnung ist in Fig. 4 dargestellt. Die Signale φ v/erden einer ilultipliziereinrichtung zugeführt, die durch eine Multiplikation mit ^- eine NormaIisation der l'astwerte bewirkt. Der Ausgang liefert 1 + b =1 + (a + a-.n + α ). Dieses Ausgangssignal wird im Eingang (+) einer Subtrahiereinrichtung SUBT zugeführt. Der Ausgang dieser Subtrahiereinrichtung ist mit dem Eingang eines zwei Ausgänge aufweisenden Detektors DKT verbunden. Der eine Ausgang ist für die Daten 1 und der andere (B) für die Störsignale maßgebend. Der Ausgang für die Störsignale ist mit den Eingängen zweier Filter verbunden, deren z-übertragungdfunktionen mit U¹ (z) und L¹(z) bezeichnet sind. Die Aufgänge dieser beiden Filter wirken auf die beiden Eingänge einer Addiereinrichtung ADD. Der Ausgang dieser Addiereinrichtung ist mit dem Eingang (-) einer Subtrahiereinrichtung SüLT verbunden. Diese Anordnung eliminiert das Störsignal aus dem zugeführten Signal durch ständige Annäherung, bezeichnet man

den geschätzten Wert von b rait fe^ im Schritt ρ des Verfahrens,

so liefert der Ausgang B das Signal b - %P, also den verbleibenden Störanteil, im nachfolgenden Schritt (p+1). b_n kann in der Form geschrieben werden:

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Der Ausgang B liefert also

Die Bandbreite des filters W(z) ist so festgelegt, daß es lediglich die Störsignale durchläßt, die der konstanten Phasenänderung φ und der Frequenzverschiebung φ entsprechen. Es empfängt das Ausgangs sigxial von B und liefert im Schritt (p+1) das Störsignal

(a_Q + a.j.n)

der Ordnung (ρ+1), da die ganze Filteroperation voraussagend ist.

Das Filter L¹ (z) entspricht deu erfindungsgeraäßen Nachlauf filter. L's enthält also einen schinalbandigen Siebkreis in Verbindung mit einer Abs timras chaltung. Da dieses Filter in ein Voraussage-System eingebaut ist, muß es ebenfalls mit einer Audierrichtung ausgestattet sein. Im Schritt ρ des Verfahrens empfängt der Siebkreis

I Λ. \ I \ I Oj Π

an seinem Kingang. Da der Siebkreis auf die aus dem Phasenzittern entstehende Störung' eingestellt ist, liefert es einen neu geschätzten Viert von α , nämlich aj? . Die Addiereinrichtung führt also die Operation aus:

i(a_o

^FR975007 ' 7098.27/1022

In erster Näherung kann angenommen werden, daß sich die vierte er und a^ nur geringfügig unterscheiden. Am Ausgang der Addiereinrichtung erhält man also den Viert:

+ α_η.

wählt man die Filter der Abstimmschaltung (F1, F2) so, daß diese auf den Frequenzbereich eingestellt ist innerhalb dessen die vom Phasenzittern herrührenden Störungen auftreten, so spricht der Abstimmkreis nur auf α an und liefert somit ein Fehlersignal, durch das der Siebkreis auf diese Störung abgestimmt wird.

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Claims

PATB H TA H SPRÜCHE

1. j Digitales Machlauffilter zur automatischen Frequenzverfolgung innerhalb eines vorgegebenen Frequenzbandes, ausgestattet mit einem abstiiasibaren, schnialbandigen Siebkreis und einer ilbstiEnaschaltung, die das Frequenzband des Siebkreises der zu verfolgenden Frequenz nachführt,

dadurch gekennzeichnet,

daß das vom Siebkreis gelieferte Signal einem ersten Filter zugeführt wird, das zwei um 9O° phasenverschobene Signale χ und £ bildet,

daß ein zweites Filter nachgeschaltet ist, daß aus den beiden Signalen χ und £ zwei um 9O° phasen- «verschobene Signale γ und γ bildet und eine z-fibertragungsfunktion der Form

ζ -

ζ aufweist, wobei

φϊ = 2irfiT ist,

T der Periode der digitalen Äbtastwerte am

Eingang des zweiten Filters entspricht und

d eine Konstante nahe Eins ist,

daß ein Rechner vorgesehen ist, der aus x, &, γ und f ein mittleres Fehlersignal erzeugt, das über die ÄbstiiEBischaltung den Siebkreis so abstimmt, daß das Fehlersignal ein Minimum erreicht.

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- Vtf -

Digitales Nachlauffilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß über das erzeugte Fehlersignal der Herfc φχ bestiitEttt wird, über den sowohl der Siebkreis als auch das zweite Filter eingestellt wird, indem in einem iterativen Verfahren das Fehlersignal auf ein Minimum reduziert wird.

Anwendung des digitalen iiachlauffilters nach den Ansprüchen 1 und 2 in einem digitalen Datenübertragungssysteiti, bei dem Q diskrete Phasenwerte die Daten repräsentieren, dadurch gekennzeichnet, daß die durch das Phasenzittern erzeugten Störungen beseitigt werden.

Anwendung des digitalen ϊί achlauf filters nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das zu filternde Signal einem ersten Eingang {+} einer Subtrahiereinrichtung zugeführt wird, daß der Subtrahiereinrichtung ein die Störsignale isolierender Detektor nachgeschaltet ist, daß in paralleler Anordnung ein auf einen ersten Störanteil ansprechendes Bandpaßfilter und das auf einen zweiten Störanteil ansprechende nachlauffilter vorgesehen ist, daß die Ausgänge des Bandpaßfilters und des Nachlauffilters mit zugeordneten Eingängen einer Addiereinrichtung verbunden sind, deren Ausgang auf den zweiten Eingang C-) der Subtrahiereinrichtung geführt ist.

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