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Die
Erfindung bezieht sich auf ein Empfangsgerät, insbesondere für ein Tonfrequenzmodem,
das eine Vorrichtung zum Empfangen und Abtasten eines analogen Eingangssignals
aufweist, welches digitale Daten darstellt, einen selbsteinstellenden
Entzerrer, der ein Transversalfilter mit mehreren komplexen Multiplikations-Koeffizienten
besitzt, die im Verhältnis zu
einem im allgemeinen zentralen Koeffizienten einer größeren Norm
geordnet sind, um Symbole mit einem Takt ausgehend vom abgetasteten
Analogsignal zu erzeugen, sowie eine Einrichtung zur Rückgewinnung
des Symboltakts.
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Aus
dem Dokument IEEE Transaction and Communications, Vol. comm-26,
Nr. 5, "Passband
Timing Recovery in All-Digital Modem Receiver – D. Godard" vom 5. Mai 1978 ist eine Einrichtung
zur Symboltaktrückgewinnung
für ein
Modem mit Quadratur-Amplitudenmodulation bekannt, bei der ein Symboltaktsignal
ausgehend von zwei charakteristischen Frequenzen rückgewonnen
wird, die im Spektrum des Signals vorhanden sind, welches auf beiden Seiten
des zur Übertragung
der digitalen Daten genutzten Frequenzbandes empfangen wird. Für ein empfangenes
Signal, das dem Typ einer modulierten Trägerwelle mit 1800 Hz entspricht,
sind die beiden charakteristischen Frequenzen 600 Hz und 3000 Hz. Das
Prinzip der Symboltaktrückgewinnung
ist folgendes: Wenn es zu einem gegebenen Zeitpunkt im Spektrum
des empfangenen Signals ein Signal mit einer Frequenz in der Nähe von 600
Hz gibt, zum Beispiel 604 Hz, gibt es auch ein Signal mit einer
Frequenz in der Nähe
von 3000 Hz, zum Beispiel 3004 Hz. Diese Eigenschaft ermöglicht,
repräsentative werte
für eine
Drift des Symboltakts zu berechnen, um einen Oszillator anzutriggern.
Hierfür
verwendet man zwei Filter, die jeweils um die Frequenzen von 600
Hz und 3000 Hz zentriert sind. Das um die Frequenz 600 Hz zentrierte
Filter liefert die Signale sin(604 Hz) und cos(604 Hz). Das um die
Frequenz 3000 Hz zentrierte Filter liefert die Signale sin(3004 Hz)
und cos(3004 Hz). Man erhält
folgende trigonometrische Beziehung: sin(2400
Hz) = sin(3004 Hz)·cos(604
Hz) – cos(3004 Hz)·sin(604
Hz).
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Der
Wert des Signals sin(2400 Hz), der bei 2400 Hz abgetastet wird,
ermöglicht
es, den Oszillator anzutriggern, der das Symboltaktsignal liefert.
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Eine
solche Einrichtung zur Symboltaktrückgewinnung weist Nachteile
auf, und insbesondere kann sie nicht für Übertragungsleitungen eingesetzt werden,
die das Analogsignal in der Nähe
der charakteristischen Frequenz von 3000 Hz dämpfen. Im übrigen kommt es häufig vor,
dass Seitenfrequenzbänder
genutzt werden, die im Frequenzband des Analogsignals zur Übertragung
der Dienstdaten verfügbar
sind. Aufgrund des Vorhandenseins der zwei charakteristischen Frequenzen,
die für
die Rückgewinnung
des Symboltakts verwendet werden, wird die Nutzung der Seitenfrequenzbänder schwieriger.
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Ziel
der Erfindung ist es, diese Nachteile zu beseitigen.
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Zu
diesem Zweck ist der Gegenstand der Erfindung ein Empfangsgerät, bei dem
die Einrichtung zur Symboltaktrückgewinnung
eine erste Vorrichtung aufweist, die gegenüber der zeitlichen Verschiebung von
mindestens einem der genannten Koeffizienten gegenüber der
genannten zentralen Position empfindlich reagiert, um eine zweite
Vorrichtung anzutriggern, die ein Symboltaktsignal liefert. Diese
Merkmale werden im Dokument US-A-4 334 313 beschrieben.
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Das
physikalische Prinzip, auf dem die Erfindung beruht, ist folgendes:
Wenn es eine Abweichung des Symboltakts gibt, das heißt, wenn
der Abtastungsmoment des Analogsignals gegenüber seiner Idealposition verschoben
ist, dann wirkt der Berechnungsalgorithmus der Koeffizienten des
Transversalfilters für
den selbsteinstellenden Entzerrer auf die Koeffizienten des Transversalfilters,
indem er sie im Schieberegister des Transversalfilters verschiebt.
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Die
Erkennung der Verschiebung der Koeffizienten kann sich auf die Erkennung
der Verschiebung des Koeffizienten der größten Norm (Hauptkoeffizient)
gegenüber
der zentralen Position, welche er normalerweise einnimmt, beschränken.
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Nach
Anspruch 1, der eine besonders einfache, kostengünstige und besonders an Übertragungstakte
von digitalen Daten in der Größenordnung
von 2400 Baud angepasste Ausführungsform beschreibt,
weist die Einrichtung zur Taktrückgewinnung
das Transversalfilter des selbstanpassenden Entzerrers sowie ein
Hilfstransversalfilter auf, das in Parallelschaltung zu entzerrende
Momentanwerte empfängt
und dessen jeweilige Ausgänge
zur Berechnung der Werte dienen, die für eine Drift des Symboltakts
zum Antriggern eines Oszillators repräsentativ sind, wobei das Hilfstransversalfilter
Koeffizienten besitzt, die fest bleiben.
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Das
Drift-Phänomen
der Trägerfrequenz
des übertragenen
Signals ist ein allgemein bekanntes Phänomen. Eine solche Drift wird
nur teilweise durch eine spezialisierte Driftkorrekturschaltung
korrigiert, und der selbsteinstellende Entzerrer des Empfängers muss
diese Drift ebenfalls kompensieren. Die vom selbsteinstellenden
Entzerrer herbeigeführte
Kompensation äußert sich
in einer langsamen Rotation der Vektoren, welche die Koeffizienten
des Transversalfilters des selbsteinstellenden Entzerrers repräsentieren
und somit des Vektors, der die Momentanwerte am Ausgang dieses Transversalfilters
repräsentiert.
Für den
Fall, dass die Fehlerwerte zum Antriggern des Oszillators ausgehend
von den Ausgängen
des Transversalfilters des selbsteinstellenden Entzerrers und des
Hilfstransversalfilters erzeugt werden, ist es erforderlich, auf
die Vektoren, welche für
die Momentanwerte am Ausgang des Hilfstransversalfilters repräsentativ
sind, eine identische Rotation wie jene der Vektoren anzuwenden,
die für
die Momentanwerte am Ausgang des Transversalfilters des selbsteinstellenden
Entzerrers repräsentativ sind.
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Zu
diesem Zweck weist die Einrichtung zur Taktrückgewinnung außerdem eine
dritte Vorrichtung auf, die empfindlich auf eine zeitliche Schwankung des
Arguments des Koeffizienten mit der größten Norm für das Transversalfilter des
selbsteinstellenden Entzerrers reagiert, um eine Argumentkorrektur bei
jedem Momentanwert am Ausgang des Hilfstransversalfilters anzuwenden.
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Nachfolgend
wird ein Ausführungsbeispiel der
Erfindung im einzelnen unter Bezugnahme auf die Abbildungen beschrieben.
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1 ist ein Funktions-Blockschaltbild
eines Empfangsgerätes
gemäß der Erfindung.
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2 ist ein Blockschaltbild,
welches das Transversalfilter des selbsteinstellenden Entzerrers des
Empfangsgerätes
von 1 genauer darstellt.
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3 ist ein Blockschaltbild,
welches das Hilfstransversalfilter der Einrichtung zur Symboltaktrückgewinnung
gemäß der Erfindung
genauer darstellt.
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4 ist ein Organigramm, das
die Funktionsweise eines Berechnungsmoduls beschreibt, welches Bestandteil
der Einrichtung zur Symboltaktrückgewinnung
gemäß der Erfindung
ist.
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Auf
den Abbildungen bezeichnen dieselben Verweisziffern jeweils identische
Elemente.
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Zunächst wird
auf 1 Bezug genommen: Das
Empfangsgerät,
zum Beispiel für
ein mit einer Telefonleitung verbundenes Modem, weist ein Eingangsmodul 11 auf,
welches das analoge Eingangssignal s(t) empfängt, das zur Darstellung digitaler
Daten codiert wurde. Dieses Eingangsmodul weist insbesondere ein
Filter, einen Abtaster und einen Demodulator auf, die durch ein
in 200 vorliegendes Signal mit einem Takt 2/T gesteuert
werden.
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Das
Eingangsmodul liefert komplexe Momentanwerte XkT/2,
die zu entzerren sind und in 110 vorliegen. Die komplexen
Momentanwerte XkT/2 werden an den Eingang
von zwei Transversalfiltern 12 und 16 geliefert,
von denen jeder mehrere komplexe Multiplikations-Koeffizienten besitzt.
Das Transversalfilter 12 liefert entzerrte komplexe Momentanwerte AkT, die in 140 vorliegen, und das
Transversalfilter 12 liefert entzerrte komplexe Momentanwerte
UkT, die in 150 vorliegen.
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Die
vom Transversalfilter 12 stammenden entzerrten Momentanwerte
AkT werden an den Eingang eines Phasenkorrekturmoduls 13,
das an sich bekannt ist, geliefert, um eine Frequenzdrift der Trägerfrequenz
des Signals s(t) zu korrigieren. Das Modul 13 erzeugt Momentanwerte
PkT, die in 160 vorliegen und die
an ein an sich bekanntes Entscheidungsmodul 14 geliefert
werden. Das Entscheidungsmodul 14 liefert entschiedene
Symbole, die in 170 im Takt 1/T von beispielsweise 2400
Baud vorliegen. Der Eingang und der Ausgang des Entscheidungsmoduls 13 sind
mit einem Rechenmodul 15 verbunden. Das Rechenmodul 15 ist
dafür ausgelegt,
einerseits die komplexen Koeffizienten des Transversalfilters 12 beispielsweise
ausgehend vom Kriterium des geringsten mittleren quadratischen Fehlers
zu berechnen. Er ist andererseits dafür ausgelegt, einen Korrekturkoeffizienten
zu berechnen, der an das Modul 13 geliefert wird, um das
Argument der komplexen Momentanwerte AkT zu
korrigieren.
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Man
muss verstehen, dass das Transversalfilter 12, das Entscheidungsmodul 14 und
das Rechenmodul 15 einen selbsteinstellenden Entzerrer mit Überabtastung
bilden. Ein solcher Entzerrer ist um einen Mikroprozessor herum
aufgebaut.
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Nun
wird auf die 2 und 3 Bezug genommen: Das Transversalfilter 12 weist
mehrere Abgriffe 30 auf, die an sich bekannten Multipliziereinrichtungen 35 zugeordnet
sind. Auf 2 sind fünf Multipliziereinrichtungen
dargestellt. Die Multipliziereinrichtungen sind dafür ausgelegt,
die komplexen Momentanwerte XkT/2 zu multiplizieren,
die in 110 vorliegen und an den aufeinander folgenden Zeitpunkten
(k – 2)T/2,
(k – 1)T/2,
(k)T/2, (k + 1)T/2, (K + 2)T/2 abgegriffen werden, wobei T/2 einen
Symbolhalbtakt durch die Koeffizienten C–2,
C–1,
C0, C1 bzw. C2 bezeichnet. Die Ergebnisse der Multiplikationen
werden in einer Addiereinrichtung 40 summiert, die am Ausgang
komplexe entzerrte Momentanwerte AkT erzeugt,
die als reellen Teil ARkT haben und als
imaginären
Teil AIkT. Es versteht sich, dass dieses
Filter 12 mehr Abgriffe 30, mehr Multipliziereinrichtungen 35 und
somit mehr Multiplikations-Koeffizienten C haben könnte.
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Auf 3 weist das Hilfstransversalfilter 16 auch
mehrere Abgriffe 30' auf,
die an sich bekannten Multipliziereinrichtungen 35' zugeordnet
sind. Die fünf
dargestellten Multipliziereinrichtungen sind dafür ausgelegt, die komplexen
Momentanwerte XkT/2, die in 110 vorliegen,
mit den komplexen Multiplikations-Koeffizienten C'–2,
C'–1,
C'0,
C'1,
C'2 zu
multiplizieren. Die Ergebnisse der komplexen Multiplikationen werden
in einer Addiereinrichtung 40' summiert, die am Ausgang komplexe
Momentanwerte URkT erzeugt, die als reellen
Teil URkT haben und als imaginären Teil
UIkT. Die Koeffizienten C' des Filters 16 werden
im Lauf der Zeit nicht abgestimmt, das heißt, dass ihre Norm konstant
bleibt.
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Auf
den 2 und 3 wird der Koeffizient der größten Norm
(Hauptkoeffizient) mit dem unteren Index 0 bezeichnet. C0 ist somit der Hauptkoeffizient des Filters 12 und
C'0 ist
der Hauptkoeffizient des Filters 16.
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Falls
es eine Drift des Symboltakts gibt, verschiebt sich der Koeffizient
C0 gegenüber
seiner auf 2 dargestellten
zentralen Position nach links oder nach rechts. Gleiches gilt für die anderen
Koeffizienten C–2, C–1,
C1, C2. Aufgrund
dessen, dass die Koeffizienten des Filters C' nicht abgestimmt werden, bleibt der
Koeffizient C'0 gegenüber
seiner in 3 dargestellten
zentralen Position fest. Gleiches gilt für die anderen Koeffizienten
des Filters 16.
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Wenn
man noch einmal auf 1 zurückkommt,
werden dort die Momentanwerte UkT und die Momentanwerte
AkT, die in 150 bzw. 140 vorliegen, an
ein Rechenmodul 18 geliefert. Das Rechenmodul 18 liefert
am Ausgang digitale Werte E, die in 180 vorliegen und die
eine Drift des Symboltakts darstellen, wenn eine solche Drift existiert.
Die aufeinander folgenden Werte E werden durch ein Filter 19 geleitet, das
ein Taktfehlersignal Ef erzeugt, welches in 190 vorliegt.
Das Taktfehlersignal Ef triggert einen Oszillator 20 an,
der das Symboltaktsignal 1/T liefert.
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Die
Implementierung und Funktionsweise der Einrichtung zur Symboltaktrückgewinnung
gemäß der Erfindung
sind wie folgt:
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Der
Oszillator 20 ist zunächst
von der Einrichtung zur Symboltaktrückgewinnung getrennt, um ein
lokales Symboltaktsignal mit nicht abgestimmter Frequenz zu liefern.
Die komplexen Momentanwerte XkT/2, die vom
Modul 11 geliefert werden, werden vom selbsteinstellenden
Entzerrer entzerrt, und die Koeffizienten C des Transversalfilters 12 werden
vom Rechenmodul 15 so abgestimmt, dass sie den mittleren quadratischen
Fehler am Ausgang des selbsteinstellenden Entzerrers minimieren.
Wenn der selbsteinstellende Entzerrer konvergiert hat (die Erkennung der
Konvergenz kann dabei durch Vergleich des quadratischen Fehlers
im Verhältnis
zu einem vorab festgelegten Schwellenwert erfolgen), nimmt der Hauptkoeffizient
C0 des Filters 12 normalerweise
eine zentrale Position ein, wie sie in 2 dargestellt ist. Die Koeffizienten
C des Filters 12 werden anschließend automatisch durch ein
geeignetes Programm in das Filter 16 kopiert und werden
zu den Koeffizienten C'. Der
Hauptkoeffizient C'0 nimmt infolgedessen eine zentrale Position
ein, wie sie auf 3 dargestellt ist.
Es versteht sich, dass das Filter 16 eine kleinere Anzahl
von Multiplikations-Koeffizienten aufweisen kann als das Filter 12,
so dass nur einige der Koeffizienten C des Filters 12 auch
Koeffizienten C' des
Filters 16 sind. Es handelt sich vorzugsweise um den Koeffizienten
der größten Norm
C0 (Hauptkoeffizient) und die Koeffizienten
in der Nähe
des Hauptkoeffizienten.
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Im
Anschluss an diese Operationen wird die Einrichtung zur Symboltaktrückgewinnung
in Betrieb genommen. Die Ausgänge
der Filter 12 und 16 werden so abgestimmt, dass
ein Wert E, der für
eine Drift des Symboltakts repräsentativ
ist, vom Modul 18 ausgehend von folgender Beziehung berechnet
wird: E = AR–1·UR + AI–1·UI – AR·UR–1 – AI·UI–1 wobei
AR den reellen Teil eines komplexen Momentanwerts A am Ausgang des
Transversalfilters 12 zum Zeitpunkt T0 bezeichnet,
der als der gegenwärtige Zeitpunkt
definiert ist;
AI den imaginären Teil des Momentanwerts
A bezeichnet;
UR den reellen Teil eines komplexen Momentanwerts U
am Ausgang des Hilfstransversalfilters 16 zum Zeitpunkt T0 bezeichnet;
UI den imaginären Teil
des Momentanwerts U bezeichnet;
AR–1 den
reellen Teil eines komplexen Momentanwerts A–1 am
Ausgang des Transversalfilters 12 zum Zeitpunkt T–1 bezeichnet,
der als der Zeitpunkt definiert ist, welcher dem Zeitpunkt T0 um eine Taktzeit vorausgeht;
AI–1 den
imaginären
Teil des Momentanwerts A–1 bezeichnet;
UR–1 den
reellen Teil eines komplexen Momentanwerts U–1 am
Ausgang des Hilfstransversalfilters 16 zum Zeitpunkt T–1 bezeichnet;
UI–1 den
imaginären
Teil des Momentanwerts U–1 bezeichnet.
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Ein
Wert E, der nicht gleich Null ist, bringt eine Verschiebung des
Koeffizienten C0 des Filters 12 gegenüber der
zentralen Position zum Ausdruck, die er einnimmt, wenn keine Drift
des Symboltakts vorhanden ist. Diese Position entspricht jener des Koeffizienten
C'0 des
Filters 16. Somit bedeutet dies, wenn die aufeinander folgenden
Werte E in den negativen Bereich tendieren, dass der Sende-Symboltakt
höher ist
als derjenige des Empfängers.
Die Frequenz des Symboltaktsignals, das vom Oszillator 20 geliefert
wird, wird erhöht.
Im umgekehrten Fall, wenn die aufeinander folgenden Werte E in den
positiven Bereich tendieren, dann wird die Frequenz des Symboltaktsignals,
das vom Oszillator 20 geliefert wird, verringert. Ein Filter 19,
das am Eingang die aufeinander folgenden Werte E empfängt, setzt
diese Werte durch das Triggersignal Ef um.
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Nach
einem anderen Aspekt der Erfindung ist außerdem ein Rechenmodul 17 vorgesehen,
um eine langsame Rotation der Vektoren zu erkennen, die für die Koeffizienten
C des Filters 12 aufgrund einer Drift der Frequenz der
Trägerwelle
des Signals s(t) repräsentativ
sind, und um die Momentanwerte am Ausgang des Filters 16 entsprechend
zu korrigieren.
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Die
Erkennung erfolgt auf einfache Weise, indem ein Winkelwert D berechnet
wird, welcher der Differenz des Arguments des Hauptkoeffizienten
C0 von Filter 12 und dem Argument
des Hauptkoeffizienten C'0 von Filter 16 entspricht. Dieser
Winkelwert D ist etwa gleich dem Wert des Sinus des Winkels zwischen
den trigonometrischen Formen der beiden komplexen Hauptkoeffizienten
C0 und C'0, wenn man annimmt, dass dieser Winkelwert
klein ist. Die Berechnung von D muss selbstverständlich periodisch in relativ
kurzen Zeitintervallen im Verhältnis
zum Phänomen
der Frequenzdrift durchgeführt
werden.
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Daraus
ergibt sich, dass D durch folgende Beziehung ausgedrückt wird: D = r'·x + r·x'mit
r +
j·x gleich
der trigonometrischen Darstellung von C0 und
r' + j·x' gleich der trigonometrischen
Darstellung von C'0.
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Nach
jeder Berechnung des Wertes D multipliziert das Rechenmodul 17 jeden
Koeffizienten C' des
Filters 16 mit einer komplexen Korrekturzahl, die ein mit
D einheitliches Modul und ein von D abweichendes Argument hat. Die
Argumente der komplexen Momentanwerte UkT werden
infolgedessen korrigiert. Wenn C'i ein zu korrigierender Koeffizient des Filters 16 ist,
erhält
man den neuen Wert des Koeffizienten C'i, indem das Rechenverfahren
angewendet wird, das im Rechenmodul 17 implementiert ist
und in 4 dargestellt
wird.
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Dieses
Verfahren beginnt mit Schritt 300. In diesem Schritt werden
die Koeffizienten C des Filters 12 in das Filter 16 kopiert.
In einem folgenden Schritt werden die Variablen OS, IN, AD auf 1,0
bzw. 0 initialisiert. Ausgehend von der zuvor gegebenen Beziehung
wird in Schritt 320 ein Winkelwert D berechnet. In Schritt 330 wird
eine Filterung erster Ordnung für den
Winkelwert D durchgeführt,
die zur Berechnung einer Variablen S ausgehend von folgender Beziehung
führt. S = D + AD·0,999939
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In
Schritt 335 wird eine Variable CUR ausgehend von folgender
Beziehung berechnet: COR = S·0,01
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In
Schritt 340 wird die Variable Ad aktualisiert und ist gleich
dem Wert S.
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In
Schritt 350 werden Variablen OS1 und IN1 ausgehend von
den folgenden Beziehungen berechnet: OS1 = OS – (CUR·IN) IN1 = IN + (COR·OS).
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In
Schritt 360 ersetzt das Modul 17 den Wert jedes
komplexen Koeffizienten C'i des Filters 16 durch einen neuen
wert, der durch die folgende Beziehung gegeben ist: C'i =
C'i·eOS1+j·IN1,wobei
e die Exponentialfunktion bezeichnet.
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In
Schritt 370 werden die Variablen IN und OS durch die Variablen
IN1 bzw. OS1 ersetzt. Das Verfahren wird durch Rückkehr zu Schritt 320 für die Berechnung
eines neuen winkelwertes D fortgesetzt.
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Es
versteht sich, dass es sinnlos ist, ein Modul 17 zum Ausgleich
einer Frequenzdrift vorzusehen, wenn die aufeinander folgenden Werte
E zum Antriggern des Oszillators direkt ausgehend von den Werten
der Koeffizienten Ci und C'i der
Filter 12 und 16 berechnet werden.
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Außerdem kann
der selbsteinstellende Entzerrer des Empfängers bei Übertragungen mit niedrigen
Datenraten mit einfacher Abtastung ausgeführt sein.