DE2264124A1 - Entzerrer fuer den datenempfang - Google Patents

Description

Aktenzeichen der Anmelderin; FR 971 009

Entzerrer für den Datenempfang

Die Erfindung betrifft einen Entzerrer' für über einen Kanal mit einem gegebenen Frequenzbereich empfangene Datensignale entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Die eigentlichen Entzerrerkreise sollen dabei vor den Schaltkreisen zur Wiedererkennbarmachung der übertragenen Daten anzuordnen sein.

Der Ausdruck "über einen Kanal mit einem gegebenen Frequenzbereich" soll andeuten, daß es sich hierbei um Übertragungen innerhalb einer vorgegebenen Bandbreite handelt. Sogenannte Grundbandübertragungsverfahren sollen außer Betracht bleiben. Im übrigen können echte Grundbandübertragungen im eigentlichen Sinne kaum praktiziert werden, da die üblichen Übertragungskanäle und insbesondere Fernsprechleitungen weder Gleichspannungspegel noch sehr tiefe Frequenzen durchlassen.

Entzerrer entsprechen dem Stande der Technik. Ihr Zweck ist die Kompensierung von Verzerrungen, denen ein übertragenes Datensignal durch den Kanal oder, allgemein gesprochen, durch die übertragungsbedingungen unterworfen wird. Bei den meisten herkömmlichen Verfahren wird eine solche Kompensation mit Hilfe variierbarer Filter durchgeführt, die mittels des über den Kanal empfangenen Datensignals eingestellt werden. Die Bezeichnung "Variierbare Filter" beschreibt Verarbeitungskreise die das Hindurchleiten des empfangenen Signals durch ein Netzwerk mit einstellbarem übertragungsgang umfassen. Das über einen

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Kanal empfangene Signal liegt innerhalb eines exakt bestimmten Frequenzbereiches. Es muß nicht unbedingt eine besondere Anpassung an die verschiedenen durchzuführenden Verarbeitungsgänge erfolgen. Diese Verarbeitungsgänge, die natürlicherweise vom verwendeten übertragungsmodus abhängen, können entweder aus einer Demodulation bestehen, die das empfangene Signal zurück in das ursprüngliche Grundband bringt, oder im Gegensatz hierzu aus einer Modulation, die das empfangene Signal in einen höheren Frequenzbereich transponiert, wie dies z.B. bei Phasenmodulationsübertragungen der Fall sein kann. Des weiteren kann bei der Mitübertragung von Pilotfrequenzen zur empfangsseitigen Synchronisierung ein Verarbeitungsgang erforderlich sein, der die Herauslösung der verwendeten Pilotfrequenzen mittels Filtern aus dem empfangenen Signal vor der weiteren Verarbeitung bewirkt. So müssen, wie genannt, gewisse Verarbeitungsgänge mit dem Gesamtsignal durchgeführt werden, wie dies vom Kanal innerhalb eines gegebenen Bandes empfangen wird. Zum Zwecke der Verdeutlichung soll dieses Gesamtsignalspektrum in der folgenden Beschreibung als "Kanalsignal" bezeichnet werden. Solche Verarbeitungsschritte wie z.B. die Wiedererkennbarmachung sind jedoch mit dem in einen anderen Frequenzbereich transponierten Signal durchzuführen; entweder im Grundbandbereich oder einem anderen höheren Bereich. Dieses frequenzversetzte Signal soll im folgenden als "transponiertes Signal" oder als "Grundbandsignal" bezeichnet werden. Es verbleibt die Betrachtung der Verarbeitungsgänge bezüglich der Entzerrung und deren Anordnung innerhalb der ingesamt durchzuführenden Verarbeitungsgänge vor der Wiedererkennbarmachung der Daten.

Eine große Zahl automatischer Entzerrungsverfahren und entsprechender Geräte ist bekannt, die für Einseitenbandübertragungsverfahren (SSB) oder für Restseitenbandübertragungsverfahren (VSB) brauchbar sind. Das zur Zeit zumeist verwendete System umfaßt ein Trasversalfilter mit einer angezapften Verzögerungsleitung, deren Abgriffsdämpfungskoeffizienten automatisch mittels eines Fehlersignals eingestellt werden, das seinerseits

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am Ausgang des Entzerrers erzeugt wird. Eine ins einzelne gehende Beschreibung hierzu wurde mit der Arbeit von R.W. Lucky, "Equalization of Digital Communication Systems", im. Bell System Technical Journal im Februar 1966 auf den Seiten 255 - 286 veröffentlicht. Bei solchen Verfahren wird der Entzerrer mit einem in das Grundband zurückversetzten Signal, d.h. nach der Demodulation, eingestellt; dies insbesondere deshalb, weil das Bezugssignal zur Erzeugung eines Fehlersignals in Relation zum jeweils empfangenen und entzerrten Signal sich nur innerhalb des Grundbandes definieren läßt. Eine noch vollständigere Beschreibung eines solchen Entzerrungssystems findet sich in einer Arbeit von Hirsch und Wolf, die in den "1969 Wescon Technical Papers", Teil IV, Abschnitt 11-2 durch die Wescon IEEE unter dem Titel "A Simple Adaptative Equalizer for Efficient Data Transmission" veröffentlicht wurde.

Die beschriebenen Systeme haben jedoch sehr ins Gewicht fallende Nachteile. Wie bereits angegeben wurde, sind jeweils gewisse Verarbeitungsgänge direkt mit dem Kanalsignal durchzuführen. Das Herausfiltern von Pilotfrequenzen z.E. oder Verzögerungen, denen das Signal zur Kompensation der durch die Wiedererkennungsschaltkreise oder den Kanal selbst bewirkten Phasenverschiebungen zu unterwerfen ist. Solche Verarbeitungsgänge müssen vor der Demodulation erfolgen, wohingegen die Entzerrung nach der Demodulation durchgeführt wird. Insofern ist auch die Zusammenfassung der für die einzelnen Verarbeitungsgänge erforderlichen Filteroperationen und die Verwendung ein und derselben Verzögerungsleitung für die verschiedenen Verarbeitungsgänge vor und nach der Demodulation nicht möglich. Wenn digitale Verzögerungs- und Filtertechniken entsprechend dem gegenwärtigen Entwicklungtrend verwendet werden, ist ein anderer Nachteil gegeben: Die Herausarbeitung der Pilotfrequenzen und die erforderliche Signalverzögerung benötigen zuerst eine vorangehende Analog/Digitalumwandlung. Wenn dann die Pilotfrequenzgewinnung und die EntzerrungsVerzögerungen erfolgt sind, ist das Signal zur Demodulation wieder in analoge Form

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zurückzuverwandeln. Das demodulierte Signal wiederum wird in digitale Form zur Entzerrereinstellung zurückgewandelt. Diese aufeinanderfolgenden Analog/Digitalumwandlungen verschlechtern das Signal/Störverhältnis.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Umgehung der vorgenannten Nachteile von Geräten und Verfahren entsprechend dem Stande der Technik und die Angabe eines ihnen gegenüber verbesserten Entzerrers.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet, Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Nach der vorliegenden Erfindung wird, allgemein betrachtet, das Entzerrerfilter in einem Frequenzbereich betrieben, in deir das Datensignal übertragen wird, wohingegen die Fehlermeßkreise in einem transponierten, vom erstgenannten Frequenzbereich unterschiedlichen Frequenzbereich arbeiten.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltbild eines ersten Ausführungs

beispiels ,

Fig. 2 eine Schaltungsanordnuno des in Fig. 1 ent

haltenen Blockes "Erzeugung a ",

Fig. 3 das Blockschaltbild eines zweiten Ausführunas-

beispiels und

Fig. 4 ein besonderes Teilbeispiel gangkorrigierender

Kreise für Fig. 3.

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Fig. 1 zeigt schematisch eine Empfangsanordnung nach der vorliegenden Erfindung. Das verzerrte Datensignal wird über einen Übertragungskanal empfangen. Es soll angenommen werden, daß
dieses Signal entsprechend der DT-PS 1 292 167 mit französischer Priorität vom 2. September 1966 übertragen v/ird. Dieses Beispiel ist jedoch nicht als Beschränkung für die vorliegende Erfindung zu betrachten; ihre Anwendung auf konventionelle Amplitudenirodulation oder Phasenmodulation ist durchführbar. Lediglich zum Zwecke der klaren Erläuterung soll das dem vorgenannten Patent entsprechende übertragungsverfahren mit vier Sicrnalpegeln und
einer Datenfolgegeschwindigkeit von 7 2OO Baud betrachtet werden. Das übertragene Signalspektrum liegt zwischen 900 und
2700 Hz. Zusätzlich dazu werden zwei Pilotfreauenzen von 600
und 2700 Hz übertragen. Im Empfänger wird das aufaenommene Signal mit einem Hilfsträger von 3600 Hz überlagert, wie dies
in der DT-PS 1 290 564 mit französischer Priorität vom 7. März 1967 beschrieben wurde.

Es sei vorangehend bemerkt, daß die Modulationsart, der das
empfangene Signal unterworfen wird, für das Prinzip der vorliegenden Erfindung unerheblich ist. Tatsächlich könnte eine
Modulationsart angewandt werden, die das empfangene Signal in
sein Grundband zurückversetzt, oder eine Demodulation, die das empfangene Signal in einen höheren Freauenzbereich transponiert, oder, so wie es auch häufig angezeigt ist, eine Demodulation,
die nur den durch die übertraguna verursachten Frequenzversatz eliminiert. Welcher Fall auch betrachtet wird, handelt es sich immer um die Versetzung des empfangenen Signales in einen
Freauenzbereich, der der Wiedererkennbamachung dient. Dabei hängt der gewählte Freauenzbereich vom benutzten Übertragungsmodus ab.

Das mittels einer nicht dargestellten automatischen Pegelsteuerung amplitudenmäßig voreingestellte empfanoene Datensignal
soll im folgenden mit x(t) bezeichnet werden und wird in ein herkömmliches, aus einer Verzögerungsleitung LR, verstärkenden

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oder dämpfenden Einstellgliedern G bis G und einem Addierer Σ bestehendes Laufzeitfilter eingegeben.

Die Verzögerungsleitung LR enthält N zeitversetzte Abgriffe mit einem jeweiligen Einheitsversatz τ=1/72ΟΟ sec. In bekannter Weise werden die einzelnen von den Abgriffen entnommenen Signale über die Einstellglieder G bis G geführt. Die Eins<;ellglieder werden ihrerseits mittels Einstellsignalen a bis a gesteuert. Die Ausgangssignale der einzelnen Glieder werden durch einen Addierer Σ zusammengefaßt, der seinerseits das entzerrte Datensignal, das auch als laufzeitgefiltertes Signal betrachtet werden kann, an einen Modulator M abgibt. In M wird dieses zusammengefaßte Signal mit einer Frequenz f = 3600 Hz moduliert.

Das Modulatorausgangssignal wird einerseits zur Wiedererkennbarmachung einem nicht dargestellten Detektor zugeführt und andererseits gleichzeitig einem Vergleicher V. In V wird es mit einem Amplitudenbezugssignal A verglichen. A ist durch die bei der Übertragung verwendeten Amplitudenpegel definiert. Es steht in Funktion zum empfangenen Signal. Das Ausgangssignal des Vergleichers V ist ein Fehlersignal. Es wird mit Hilfe einer Abtasteinrichtung S zu Taktzeiten abgetastet, die durch ein von einem Taktgeber ausgehendes Taktsignal H bestimmt werden. Dieser Taktgeber wird seinerseits in nicht dargestellter Weise durch abgeleitete Signale gesteuert. Es kann sich bei diesen abgeleiteten Signalen z.B. um über die Leitung mitübertragene Pilotfrequenzen handeln. Das Ausgangssignal der Abtasteinrichtung S wird im folgenden Beschreibungstext mit e(t) bezeichnet.

Das Signal e(t) wird den Einstellsignalkreisen Erzeugung a. gemäß Fig. 1 zugeführt, welche nachstehend noch in Einzelheiten beschrieben werden. Diesen Einstellsignalkreisen v/erden andererseits auch die Abgriffssignale von den N Abgriffen der Verzögerungsleitung LR zugeführt. Sie erzeugen Einstellsignale a., die den einzelnen Einstellgliedern G. zugeleitet werden.

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Anhand der Fig. 2 wird eine Schaltkreisausführung zur Erzeugung der Einstellsignale a. beschrieben. Diese Schaltkreise entsprechen in Fig. 1 dem Block Erzeugung a.. Die einzelnen an den Abgriffen der Verzögerungsleitung LR abgenommenen Signale x(t) , x(t—r), ..., x(t-Nt) werden in Modulatoren M bis

M„ eingegeben. Dort werden sie mit der Freauenz f demoduliert. N "C

Die sich dabei ergebenden Signale werden Begrenzungsgliedern Q bis Q zugeführt, die die Vorzeichen der demodulierten Signale angebende Signale degitalen Multiplizierern X bis X (z.B. Antivalenzgliedern) zuleiten. Jeder dieser Multiplizierer nimmt des weiteren ein Vorzeichensignal des Fehlersignals e(t) auf. Dieses Vorzeichensignal wird aus dem Fehlersignal mittels eines Begrenzungsgliedes Q abgeleitet. Die Ausgangssignale der Multiplizierer X bis X^ werden mittels Integratoren I bis I integriert. Die Ausgahgssignale dieser Integratoren sind die Einstellsignale a bis a für die Einstellglieder G, bis G.

1 N

Die Funktion der Schaltkreise Erzeugung a. beruht auf der folgenden bekannten Technik: Jedes einzelne Einstellglied ist so einzustellen, daß sich unter Korrelation der an den einzelnen Abgriffen der Verzögerungsleitung abgenommenen Signale mit dem Fehlersignal minimale Optima ergeben. Die für die einzelnen Abgriffe zugrundezulegende Korrelationsfunktion p. ist wie folgt anzugeben;

y_± = /x(t-i τ) . e(t) dt

(D

T gibt hierin die Integrationsperiode an und kann z.B. einer Sekunde entsprechen.

Wie erläutert wurde, werden anstelle der Signale selbst mit Hilfe der Begrenzungsglieder Q nur die Signalvorzeichen verwendet. Die sich ergebenden Korrelationsfunktionen sind entsprechend:

I¹I' 971 QO¹J

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ρ·_± = / sign x(t-ix). sign e(t).dt (2)

Eine eingehende mathematische Erläuterung hierzu soll an dieser Stelle nicht gegeben werden. Entsprechende Gedanken sind bereits in vielen Arbeiten veröffentlicht worden, z.B. in der ftrArbeit von Lucky, die bereits angegeben wurde; darin insbesondere im Abschnitt IV, Seiten 267 - 269. Die ebenfalls genannte Arbeit von Hirsch unß Wolf beschreibt andere mögliche Korrelati ons funktionen.

Soweit bis jetzt bekannt, wird diese Technik mit Entzerrern verwendet, die im Grundband arbeiten, d.h. nach der Modulation bzw. Demodulation des empfangenen Signals. Entsprechend der vorliegenden Erfindung arbeitet der Entzerrer im Frequenzbereich des Kanals, über den das Datensignal übertragen wird. Modulation bzw. Demodulation werden erst nach der Entzerrung durchgeführt. Das Fehlersignal wird jedoch, wie bereits anhand Fig. 1 erläutert wurde, nach der Signalwiedergewinnung aus dem Grundband erzeugt. Dabei ist es dann erforderlich, die anderen Faktoren der Korrelationsfunktionen in Übereinstimmung mit den Grundbandinformationen zu bringen. Dies ist der Zweck der Schaltkreise gemäß Fig. 2, die nun in weiteren Einzelheiten beschrieben werden soll.

Das Fehlersignal selbst kommt von der Abtasteinrichtung S gemäß Fig. 1 und liegt im Grundbandbereich. Da nur das Vorzeichen "sign" des Fehlersignals verwendet werden soll, wird das Fehlersignal einem Begrenzungsglied Q zugeführt, das ein das jeweilige Vorzeichen des Fehlersignals angebendes Signal zur Verfügung stellt. (An dieser Stelle soll darauf hingewiesen werden daß das Fehlersignal-Vorzeichensignal selbstverständlich auch auf anderem Wege gewonnen werden könnte, z.B. durch direkten Auszug aus deir Ausgangssinnal des Verqleichers V) . Das digitale Sianal "sign e(t)" vom Begrenzunosglied Q wird den Eingängen aller Muliplizierer X bis X^ zuqeführt. Diese

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dienen als Korrelatoren und mögen als Antivalenzglieder ausgebildet sein, wie bereits angedeutet wurde. Nach der voranstehend angegebenen Gleichung (2) empfangen die Multiplizierer X. (i = 1, 2, ..., N) andererseits jeder ein Signal, das von den Abgriffen der Verzögerungsleitung kommt. Da jedoch in die Verzögerungsleitung das Datensignal im tibertragungskanal-Frequenzbereich eingegeben wird, müssen die Ausgangssignale der Verzögerungsleitung in den Grundbandbereich überführt werden, bevor sie zu den Multiplizierern gelangen. Dazu werden die einzelnen Signale x(t-ix) von der Verzögerungsleitung über die Modulatoren M bis M geführt. Darin werden sie mit demselben Träger f moduliert, der auch zur Nutzdatenwiedergewinnung im Modulator M gemäß Fig. 1 verwendet wird. Die Trägerfrequenz wird in der Form sin ω t mit ω = 2uf verwendet. Das Ausgangs-

G OC

signal der Modulatoren M. ist dann x(t-it)«sin ω t. Dieses Signal wird in den einzelnen Zweigen mit Hilfe von Tiefpaßfiltern F. mit dem Obertragungsgang h(t) zur Unterdrückung des einen Modulationsseitenbandes gefiltert.

Das Ausgangssignal der einzelnen Filter F. ist jeweils eine Konvolution [x(t-it). sin ω t] a h(t). Konvolution soll hierin eine Unterziehung des Modulator aus gangs signals dem Frequerfgang h(t) bedeuten und der Einfachheit halber geschrieben werden als /x(t-i ) . sin ω t/. Es handelt sich hierbei um ein Einseitenbandsignal (SSB). Die dem Filtergang unterworfenen Ausgangssignale der einzelnen Modulatoren M. werden den einzelnen Begrenzungsgliedern Q. zugeführt, um mit deren Hilfe Signale für die isolierten Vorzeichen abzugeben. An den Ausgängen der Begrenzungsglieder Q. stehen somit die folgenden Signale an:

sign /x(t-ix)«sin ω t/

mit i = 1, 2, ...,N"

Diese Vorzeichensignale werden den einzelnen Multiplizierern X. zugeführt, die über ihren anderen Eingang das bereits ge-

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nannte Vorzeichensignal sign e(t)aufnehmen. Dabei ergeben sich als Produkte:

sign /x(t-iT)· sin <*_ct/ . sign e(t)

Die so ermittelten Signale werden den Integratoren I. zugeführt. Diese geben die Einstellsignale a, für die einzelnen Einstellglieder G. gemäß Fig. 1 ab.

In den Schaltkreisen Erzeugung a. werden nach dem gewählten Ausführungsbeispie
funktion gewonnen:

Ausführungsbeispiel die Signale a. nach folgender Korrelations-

p" = / sign / x(t-it)-sin ω t / · sign e(t)«dt (3) τ

Diese Beschreibung soll nicht die Einzelheiten bezüglich der Einstellungssteuerung der einzelnen Einstellglieder G. als Auswirkung der Einstellsignale a. erläutern. Diese Zusammenhänge entsprechen dem Stande der Technik; Einzelheiten darüber finden sich in der genannten Arbeit von Hirsch und Wolf. Es soll hier nur noch festgestellt werden, daß mittels der erarbeiteten Integratorausgangssignale (solange diese von Null verschieden sind) die einzelnen Einstellglieder so reguliert werden, daß die Integratorausgangssignale selbst verschwinden.

Die vorstehend anhand von Analogschaltkreisen beschriebenen Schaltungsanordnungen lassen sich selbstverständlich auch rein in Digitaltechnik realisieren. Dazu ist das über die Leitung empfangene Signal in digitale Form umzucodieren, z.B. mittels einer Δ-Codierung, und so in die Verzögerungsleitung einzugeben. Das an den einzelnen Abgriffen der Verzögerungsleitung abgenommene Binärsignal wird jeweils einem digitalen Multiplizierer zur Multiplikation mit einem Koeffizienten a. zugeführt. Diese digitalen Multiplizierer übernehmen die Rolle der Einstellglieder G. gemäß Fig. 1. Der Addierer Σ kann dann ein digitaler

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Akkumulator sein. Ein dessen Ausgang nachgeschalteter Digital/ Analogwandler (z.B. ein Δ-Decodierer) hat die entzerrten Signale vom Akkumulator in analoge Form zurückzuwandeln. Sowohl die Modulation zur Signalwiedergewinnung als auch die Ableitung des Fehlersignals wird in der gleichen Weise wie vorbeschrieben durchgeführt. Gemäß Fig. 2 sind dann die einzelnen von der Verzögerungsleitung kommenden Signale ebenfalls in analoge Form rückzuwandeln, zu modulieren und das unerwünschte Modulationsseitenband herauszufiltern. Die mittels der Begrenzungsglieder herausgezogenen Vorzeicheninformationen werden mit dem Fehlervorzeichensignal in Antivalenzgliedern korreliert, die ihrerseits als Multiplizierer wirken. Koeffizienten a, werden den Digitalmultiplizierern G. über Durchschnittswerte bildende Schaltkreise zugeführt. Diese Durchschnittswerte bildenden Schaltkreise können als einfache aufwärts und abwärts zählende Zähler ausgebildet werden, die jeweils bei Aufnahme einer binären Eins einen Schritt aufwärts zählen und bei Zuführung von binären Nullen jeweils einen Schritt abwärts schreiten. Etwas ähnliches ist in der Arbeit von R.W. Lucky im Abschnitt IV zu finden.

Nun zum anderen AusfUhrungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß Fig. 3. Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich vom vorangehend erläuterten Beispiel nur bezüglich der Erzeugung der Einstellsignale a.. Daher werden die Verzögerungsleitung LR, die Einstellglieder G., die Addierer Σ nicht noch einmal beschrieben; ebenfalls auch nicht die Modulation zur Nutzsignalwiedergewinnung und die Ableitung des Fehlersignals.

Der eigentliche Unterschied gegenüber den Schaltkreisen gemäß den Fign. 1 und 2 besteht in der Ermittlung der Einstellsignale und der zugehörigen Schaltkreise.

Das in die Verzögerungsleitung eingegebene Signal x(t) wird gleichzeitig einem Modulator M_Q zugeführt. Dieser Modulator M moduliert das Signal x(t) mit der gleichen Trägerfrequenz f , die bereits bekannt ist. Am Ausgang des Modulators M unter-

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drückt ein Filter F das eine Seitenband und liefert wiederum ähnlich wie vorbeschrieben ein Filterausgangssignal

[x(t) -sin ü)_ct] a h_Q (t)

Vereinfacht soll wiederum geschrieben werden /x(t)«sin ω t/. Dies ist das nichtUnterdrückte Einseitenbandsignal SSB. Es wird in eine zweite Verzögerungsleitung LR₀ eingegeben. Der Zeitabstand der Abgriffe dieser zweiten Verzögerungsleitung entspricht ebenfalls wieder dem Einheitsversatz τ wie bei der ersten Verzögerungsleitung LR. Die einzelnen Abgriffe der zweiten Verzögerungsleitung sind mit je einem übertragungsglied k. verbunden und deren Ausgänge wiederum mit je einem Begrenzungsglied Q bis Q ähnlich den gleichbenannten Begrenzungsgliedern in Fig. 2. Zum Zwecke der verständnismäßigen Anknüpfung an das erste Ausführungsbeispiel sind diese Begrenzungsglieder und ebenso die noch nachfolgenden Integratoren I bis I„ wiederum mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Die Ausgänge der Begrenzungsglieder Q. führen zu je einem Multiplizierer Y.. Die-"sen wird über ihre zweiten Eingänge wiederum das Fehlersignal e(t) über das Begrenzungsglied Q zugeführt. Die Ausgangssignale der einzelnen Multiplizierer Y. führen zu den bereits angedeuteten Integratoren I., um mit deren Hilfe wiederum die Einstellsignale a. für die Einstellglieder G. zu erzeugen.

Die Multiplizierer Y. erhalten einerseits das Vorzeichensignal sign e(t) und andererseits ein von den einzelnen Abgriffssignalen der Verzögerungsleitung LR- abgeleitetes Vorzeichenelement. Vorerst sollen die Übertragungsglieder k. nicht näher betrachtet werden. Das am i-ten Abgriff der zweiten Verzögerungsleitung anstehende Signal ist das um ix verzögerte Eingangssignal, nämlich:

/ x(t-iT). sin ω (t-iT) /

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Zum Vergleich soll hier noch einmal das gefilterte Ausgangssignal der einzelnen Modulatoren M. des ersten Ausführungsbeispiels angegeben werden:

/ x(t-ix) -sin ω t /

Das Signal vom i-ten Abgriff der zweiten Verzögerungsleitung LR_Q, das als ein Eingangssignal für einen Mulitplizierer Y. zugrundegelegt wird, enthält somit einen unerwünschten Phasenversatz ω ir. Dieser Phasenversatz muß ausgeschaltet werden. Dazu sind zwei Lösungen möglich. Der erste Weg besteht in der Wahl von ω / d.h. der Kreisfrequenz bei der Modulation, und von τ, d.h. dem Verzögerungseinheitsversatz des Entzerrers, nach folgenden Gesichtspunkten:

ω_1τ = 2Κπ mit positiven genzzahligen K

f τ = K¹ mit K¹ als positiven Werten.

Dies ist nicht immer leicht wegen anderer übertragungsgegebener Zwangsbedingungen, f liegt allgemein fest, τ kann aus praktischen Gründen nicht außerhalb eines schmalen Wertebereiches, der durch die Datenfolgegeschwindigkeit bestimmt wird, gewählt werden. - Wenn der vorgegebene Weg nicht beschritten werden kann, muß der Phasenversatz ω ix unterdrückt werden. Dazu kann jeweils das Abgriffssignal einem Kompensationsphasenversatz unterworfen werden, der wie folgt festzulegen ist:

Φ. = αϊ ix + 2Kir

Dies ist die Aufgabe der übertragungsglieder k. bis k_N· Sie wirken als Phasenschieber. Ihre Übertragungsgänge können geschrieben werden als

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H. (ω) = cos Φ + j sin Φ.

Ein Ausführungsbeispiel mit einer weiteren Verzögerungsleitung LR ist in Fig. 4 dargestellt. Dies ist aber wiederum nur als eine gegebene Möglichkeit zu betrachten.

Gemäß Fig. 4 wird das vom Filter F kommende Einseitenbandsignal SSB einerseits der zweiten Verzögerungsleitung LR und mit π/2 Phasendrehung mittels eines ττ/2-Phasendrehers einer dritten Verzögerungsleitung LR zugeführt. Die beiden Verzögerungsleitungen LR_ und LR. weisen in bekannter Weise zeitlich versetzte Abgriffe auf. Die Ausgangssignale der einzelnen Abgriffe der beiden Verzögerungsleitungen werden mit Koeffizienten cos Φ. für die Verzögerungsleitung LR_ und mit sin Φ. für die Verzögerungsleitung LR verknüpft und dann mittels je eines Addierers Σ zusammengefaßt. Das Ausgangssignal dieses Addierers Σ. ist das um ix verzögerte und um Φ. phasengedrehte Einseitenbands ignal SSB:

/ x(t-iT) · sin [ω (t-ix) + Φ ] /

Wenn Φ. = +ω it gewählt wird_r ergibt sich an den einzelnen Addierern Σ tatsächlich folgendes Signal:

/ x(t-iT) · sin ü)_ct /

Dieses Signal wird nun in Wirklichkeit jedem der einzelnen Begrenzungsglieder Q. nach Fig. 3 zugeführt, um, wie erläutert, die Vorzeicheninformation in Korrelation mit dem Fehlersignalvorzeichen zu bringen. Auf der Grundlage dieser Korrelationen werden die einzelnen Einstellsignale a. erzeugt.

Nun soll eine quantitative Betrachtung mit den bereits genannten Zahlenwertbeispielen durchgeführt werden, f = 36OO Hz

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und τ = 1/7200 sec. Dabei ergibt sich ein Produkt

f_c - τ = i/2
und ω · τ = ir

Der erforderliche Phasenversatz ist somit Φ. = irc und die Koefffeieneten, die zugrundeliegen, müssen sein:

cos Φ. = 1 für i geradzahlig

cos Φ. = -1 für i ungeradzahlig

sin Φ_± = 0 für alle i

Unter diesen Bedingungen kann das Schaltbild gemäß Fig. 4 vereinfacht werden. Die dritte Verzögerungsleitung LRl und der Phasendreher ir/2 können entfallen. Es genügt die Inversion der Ausgangssignale aller ungeradstelligen Verzögerungsabgriffe der zweiten Verzögerungsleitung LR_; die Ausgangssignale der geradstelligen Abgriffe sind nicht zu invertieren.

Es ist zu beachten, daß die störenden Phasenversätze ω ix den Ausgangssignalen der Verzögerungsleitung LR relativ sind. Es treten Phasenversätze bezüglich des Fehlersignals und ebenso bezüglich des modulierten entzerrten Signals auf. Daraus läßt sich eine andere Lösung zur Phasenbereinigung ableiten. Es genügt hierzu der Phasenversatz der Ausgangssignale der Verzögerungsleitung LR, bevor sie zu den Einstellgliedern G. geführt werden, anstelle des·Versatzes der Ausgangssignale der zweiten Verzögerungsleitung LR. Natürlich müssen die Phasenversätze Φ'.,» denen die Ausgangssignale der ersten Verzögerungsleitung LR zu unterwerfen sind, gegenverschoben sein zu den Phasenversätzen Φ. gemäß der Ausführung nach Fig. 3. Deshalb muß sein

Φ' . = -ω it + 2Kir
χ c

In diesem Falle wird das Fehlersignal phasenversetzt, um in die richtige Phasenlage bezüglich des über die Leitung empfan-

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genen Datensignals zurückversetzt zu werden, wohingegen im Falle gemäß Fig. 3 das empfangene Datensignal phasenversetzt wird, um die korrekte Phasenlage gegenüber dem Fehlersignal zu bekommen. Die vorliegende Ausführungsart wird von besonderem Interesse bei umfassender Verwendung der Digitaltechnologie. Dabei wird das empfangene Datensignal direkt dem Modulator M_Q zugeführt und gleichzeitig Δ-codiert in die digitale Verzögerungsleitung LR eingegeben. Das modulierte Signal am Ausgang von WL wird gefiltert und dann unmittelbar einem Begrenzerglied zugeführt, worauf aufeinanderfolgende Vorzeichenelemente in die zweite Verzögerungsleitung LR einlaufen. Damit würden gegebenfalls auftretende Phasenversätze an den Abgriffen der zweiten Verzögerungsleitung LR Signalen unterworfen, die bereits durch die Wirkung des Begrenzergliedes vor dem Eingang von LR grob ausgerichtet sind. Dies ist aber nicht beabsichtigt. Es ist weit vorteilhafter, die entgegengesetzten Phasenverrückungen der Abgriffe der Verzögerungsleitung LR wie vorbeschrieben zu behandeln. Diese Phasenversätze werden direkt auf das Δ-codierte Signal zur Wirkung gebracht. Die damit erreichbare Genauigkeit ist viel größer. Für die übrigen Teile der Ausführungsart in digitaler Form gilt dasselbe, was für die Ausführung gemäß Fign. 1 und 2 bereits erläutert wurde,-Die vorgenannte Beschreibung bezieht sich auf die beiden Ausführungsbeispiele der Erfindung, mit denen das Datensignal in den Frequenzbereich überführt wird, in dem sich auch das Fehlersignal, mit dem es korreliert werden soll, befindet. Beim ersten Ausführungsbeispiel wird die erforderliche Frequenztransposition des Datensignals durch Modulation der Ausgangssignale aller Entzerrerabgriffe durchgeführt, wohingegen beim zweiten Ausführungsbeispiel die Frequenztransposition unter Modulation des nichtentzerrten Eingangsdatensignals erfolgt und dann aufeinanderfolgende Verzögerungen des so gewonnenen Modulatorausgangssignals durchgeführt werden.

Andere Ausführungsarten sind ebenfalls möglich. Z.B. kann, anstelle das nichtentzerrte Kanalsignal in den Frequenzbereich des Fehlersignals zu versetzen, das Fehlersignal in den Frequenzbereich des

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Kanalsignals gebracht werden, d.h. in den Kanalfreguenzbereich. Anhand der durch die Erfindung angegebenen Lehre kann der Fachmann ohne Schwierigkeiten bekannte zur Verfügung stehende Techniken unter den Merkmalen der vorliegenden Erfindung anwenden .

Im übrigen ist die Erfindung nicht auf die Verwendung von Laufzeitfiltern der beschriebenen Art beschränkt. Es können ebenso rekursive Filter oder andere lineare Filteranordnungen verwendet werden.

Die Erfindung ist ebenfalls nicht bezüglich der gewählten Korrelationsfunktion zur Gewinnung der Einstellkoeffizienten beschränkt. Die für die Beschreibung gewählten Funktionsbeispiele scheinen offensichtlich gute Konvergenzeigenschaften für Entzerrer zu bieten. Die bereits genannte Arbeit von R.W. Lucky schlug vor, die Korrelation des Fehlersignals mit dem bereits entzerrten und in darauffolgenden Verzögerungseinrichtungen verzögerten Signal durchzuführen. Auch auf solch eine Anordnung lassen sich die Grundsätze der vorliegenden Erfindung anwenden. Es genügt dazu, das entzerrte und demodulierte Signal vom Ausgang des Modulators M abzunehmen und es in eine Hilfsverzögerungsleitung einzugeben, deren einzelne Abgriffe den gleichen Einheitversatz mit der Periode τ aufweisen, wie die Abgriffe

der Hauptverzögerungsleitung des Entzerrers. Das Ausgangssignal jedes einzelnen Abgriffes der Hilfsverzögerungsleitung würde dann mit dem Fehlersignal zur Steuerung der Einstellglieder des Entzerrers korreliert.

Die dargestellten Zeichnungen zeigen keine Hilfskreise, die für die Funktion des Datenempfanges an sich unbedingt erforderlich sind, die jedoch nicht für das Verständnis der Erfindung von Bedeutung sind. Wenn z.B. zusammen mit den Daten Pilotfrequenzen übertragen werden, aufgrund derer der Empfangstakt und/oder der empfangeseitige Träger wiedergewonnen werden, müssen Filter zur Unterdrückung dieser Pilotfrequenzen vor der Ent-

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zerrung vorgesehen werden. Wenn eine digitale Verzögerungsleitung benutzt wird, gestaltet die vorliegende Erfindung die Filteroperationen einfacher. Wenn der Entzerrer nach der vorliegenden Erfindung direkt im Kanalfrequenzbereich der übertragenen Daten arbeitet, kann die Pilotfrequenzunterdrückung direkt an den Ausgängen der Verzögerungsleitung LR vor den Einstellgliedern angeordnet werden. In diesem Falle kann die erforderliche Filterung (Cosinusfilterung) mit Hilfe von Digitaltechniken durchgeführt werden, die dem Fachmann bereits bekannt sind und hier nicht beschrieben werden.

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Claims (8)

1. PATENTANSPRÜCHE

   Entzerrer für über einen Kanal mit einem gegebenen Frequenzbereich empfangene _t Verzerrungen unterworfene Datensignale, derart,

   daß dieser Entzerrer variierbare lineare Filterkreise aufweist, die mit Hilfe von aus den empfangenen verzerrten Signalen abgeleiteten Einstellsignalen eingestellt werden, und dazu Fehlersignalkreise zur Bestimmung von Fehlersignalen aus den verzerrten Signalen und Einstellsignalkreise zur Erzeugung der Filter-Einstellsignale in Abhängigkeit von diesen Fehlersignalen vorgesehen sind, gekennzeichnet durch die Anordnung der Filterkreise (LR, G., Σ) vor den Nutzsignal-Transponierungskreisen (Modulator M), mittels derer die empfangenen und gefilterten Signale in einen der nachfolgenden Nutzanwendung (Detektor) geeigneten Frequenzbereich transponiert werden, und durch die Speisung der Fehlersignalkreise (V, S) vom Ausgang dieser Nutzsignal-Transponierungskreise (Modulator M),

   wobei den Filterkreisen (LR, G., Σ) die über den Kanal empfangenen Signale im Kanal-Frequenzbereich, dagegen den Fehlersignalkreisen die transponierten Signale im Nutz— Frequenzbereich zugeführt werden.
2. 2. Entzerrer nach Anspruch 1 mit Korrelatoren aufweisenden Einstellsignalkreisen,

   denen einerseits die erzeugten Fehlersignale im Nutz-Frequenzbereich und andererseits die empfangenen verzerrten Datensignale im Kanal-Frequenzbereich zur Ableitung der Filtereinstellsignale zugeführt werden, gekennzeichnet durch Frequenztransponierungskreise zur Rück-Transponierung der Fehlersignale (e) in den Kanal-Frequenzbereich vor deren Eingabe in die Korrelatoren der Einstellsignalkreise.

   fr 971 009 309828/0869
3. 3. Entzerrer nach Anspruch 1 mit Korrelatoren aufweisenden Einstellsignalkreisen,

   denen einerseits die erzeugten Fehlersignale im Nutz-Frequenzbereich und andererseits die empfangenen verzerrten Datensignale im Kanal-Frequenzbereich zur Ableitung der Filtereinstellsignale zugeführt werden, gekennzeichnet durch Frequenztransponierungskreise (Modulatoren M.) zur Transponierung der im Kanal-Frequenzbereich empfangenen verzerrten Datensignale in den Nutz-Frequenzbereich vor deren Eingabe in die Korrelatoren (Multiplizierer X.) der Einstellsignalkreise.
4. 4. Entzerrer nach einem der Ansprüche 2 oder 3

   mit einer angezapften Verzögerungsleitung, deren Abgriffe mit je einem Einstellglied verbunden sind, welche ihrerseits mittels der gebildeten Einstellsignale eingestellt werden,

   und mit einem Addierer zur Zusammenfassung der Ausgangssignale dieser Einstellglieder zu entzerrten Signalen, dadurch gekennzeichnet, daß den Korrelatoren (Mulitplizierer X.) der Einstellsignalkreise die empfangenen verzerrten Signale über die einzelnen Abgriffe der Verzögerungsleitung (LR) zugeführt werden.
5. 5. Entzerrer nach Anspruch 1

   mit Filterkreisen, die eine aus aufeinanderfolgenden Verzögerungselementen bestehende Verzögerungsleitung aufweisen, deren einzelne Abgriffe mit je einem Einstellglied verbunden sind, welche ihrerseits mittels der gebildeten Einstellsignale eingestellt werden, mit einem Addierer zur Zusammenfassung der Ausgangssignale dieser Einstellglieder zu entzerrten Signalen und mit Korrelatoren aufweisenden Einstellsignalkreisen, denen einerseits die erzeugten Fehlersignale zugeführt werden,
   dadurch gekennzeichnet,

   fr 971 OO9 309828/0869

   daß die Einstellsignalkreise (Erzeugung a.) des weiteren Frequenztransponierungskrexse (Modulator M_n) aufweisen, denen die empfangenen verzerrten Signale zur Transponierung in den Nutz-Frequenzbereich zugeführt werden, derart,

   daß eine zweite Verzögerungsleitung (LR_n) vorgesehen ist, der diese in den Nutz-Frequenzbereich transponierten empfangenen Signale zugeführt werden und die aus ebensolchen aufeinanderfolgenden Verzögerungselementen wie die Verzögerungsleitung (LR) der Filterkreise (LR, G., Σ) besteht,

   daß eine Vielzahl von phasenanpassenden Übertragungsgliedern (k.) vorgesehen ist, die mit den einzelnen Anzapfungen der zweiten Verzögerungsleitung (LR_) verbunden sind, und

   daß den einzelnen Korrelatoren (Y.) der Einstellsignalkreise (Erzeugung a.) andererseits die phasenangepaßten Ausg igssignale der übertragungsglieder (k.) zur Korrelation mit den Fehlersignalen (e) zugeführt werden.
6. 6. Entzerrer nach Anspruch 1

   mit Filterkreisen, die eine aus aufeinanderfolgenden Verzögerungsei emen ten bestehende Verzögerungsleitung aufweisen, deren einzelne Abgriffe mit je einem Einstellglied verbunden sind, welche ihrerseits mittels der gebildeten Einstellsignale eingestellt werden, mit einem Addierer zur Zusammenfassung der Ausgangssignal: dieser Einstellglieder zu entzerrten Signalen und mit Korrelatoren aufweisenden Einstellsignalkreisen, denen einerseits die erzeugten Fehlersignale zugeführt werden,

   dadurch gekennzeichnet,

   daß die Einstellsignalkreise (Erzeugung a.) des weiteren Frequenztransponierungskreise (Modulator M_) aufweisen, denen die empfangenen verzerrten Signale zur Transponierung in den Nutzfrequenzbereich zugeführt werden.

   fr 971 009 3 0 9 8 2 8/0869

   2264m

   derart,

   daß eine zweite Verzögerungsleitung (LR-) vorgesehen ist, der diese in den Nutz-Frequenzbereich transponierten empfangenen Signale zugeführt werden und die aus ebensolchen aufeinanderfolgenden Verzögerungselementen wie die Verzögerungsleitung (LR) der Filterkreise (LR, G., Σ) besteht,

   daß jedem der Korrelatoren (Y.) der Einstellsignalkreise (Erzeugung a.) andererseits die Ausgangssignale je eines Abgriffs der zweiten Verögerungsleitung (LR) zur Korrelation mit den Fehlersignalen (e) zugeführt werden und daß ferner den einzelnen Abgriffen der Verzögerungsleitung (LR) der Filterkreise (LR, G., Σ) je ein übertragungsglied zur Phasenanpassung vor den Einstellgliedern (G.) nachgeschaltet ist.
7. 7. Entzerrer nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

   daß diesem Entzerrer über den verwendeten Übertragungskanal amplitudenmodulierte Signale mit einem unterdrückten Seitenband zugeführt werden und

   daß die Nutzsignal-Transponierungskreise (Modulator M) als ein das übertragene Seitenband in das sendeseitig eingegebene Datengrundband zurücktransponierender Modulator ausgebildet sind.
8. 8. Entzerrer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet,

   daß die empfangenen verzerrten Datensignale phasenmodulierte Signale sind und

   daß die Nutzsignal-Transponierungskreise (Modulator M) als das zugeführte Signalspektrum in einen zur Wiedererkennbarmachung geeigneten Frequenzbereich transponierender Modulator ausgebildet sind.

   FR 971 009

   309828/0869

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