DE2420831A1 - Digitalfilter mit phasenentzerrung - Google Patents

Description

Aktenzeichen der Anmelderin: FR 972 020

Digitalfilter mit Phasenentzerrung

Die Erfindung betrifft ein rekursives Digitalfilter, bestehend aus einem Laufzeitnetzwerk, dessen Eingang in einem ersten Rückkopplungsweg am Ausgang einer EingangsSummiereinrichtung liegt und dessen Ausgang mit dem Rückkopplungseingang der Empfangssummiereinrichtung verbunden ist.

Digitalfilter sind an sich bekannt und werden in mannigfacher Weise angewendet. So werden insbesondere für die Zwecke der übertragungstechnik Digitalfilter für die Wiederherstellung und Entzerrung, der über eine Übertragungsstrecke übertragenen Signale und Zeichen eingesetzt. Hierbei werden am Eingang des Empfängers die ankommenden Signale durch Abtastung quantisiert. Es ist deshalb erforderlich, zu wissen, und zwar so genau wie möglich, zu welchen Zeitpunkten eine solche Abtastung durchgeführt werden soll. Bekannte Einrichtungen zur Durchführung dieser Funktionen benutzen die in den Eingangssignalen enthaltene Information, um hieraus durch Filterung eine Zeitgebungsinformation zu entnehmen, die es dann gestattet, die Abtastzeitpunkte wiederzufinden. Letztgenannte Information dient dann zur Regelung eines phasenverriegelten Oszillators, der die Örtliche Zeitgebung auf der Empfangsseite steuert. Daraus

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ergibt sich notwendigerweise, daß diese Einregulierung nicht nur frequenzgenau, sondern auch möglichst phasengenau erfolgen muß. Werden diese beiden Verfahrensschritte, um diesen Erfordernissen zu genügen, nacheinander durchgeführt, dann wird damit zwangsläufig auch die übertragungsZeitdauer eines solchen Übertragungssystems nicht unbeträchtlich erhöht.

Die Aufgabe der Erfindung besteht deshalb unter Vermeidung der obengenannten Nachteile darin, eine Anordnung bereitzustellen, die es gestattet, beide Operationen in einem gemeinsamen Verfahrensschritt durchzuführen, wobei gleichzeitig dann auch die Korrektur der Phaseninformation der übertragenen Zeitgebungsinformation und die Korrektur der örtlichen Zeitgebung durchgeführt wird.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß zur Bereitstellung eines zweiten Rückkopplungsweges Abgriffe des Laufzeitnetzwerkes über eine Filtersummiereinrichtung mit Multipliziereinrichtung jeweiliger Koeffizienteneinstellung in Abhängigkeit von Bruchteilen der Eingangssignalphase entsprechend der Abtastfunktion mit dem Eingang einer Schaltvorrichtung verbunden ist, die jeweils zur zusätzlichen übertragung der auf dem zweiten Rückkopplungswege auftretenden Signale auf die Eingangssummiereinrichtung steuerbar ist.

In vorteilhafter Weiterbildung der erfindungsgemäßen Anordnung ist vorgesehen, daß unter Steuerung eines örtlichen Zeitgebers ein Analogdigitalumsetzer vorgesehen ist, dessen Eingang mit einer Übertragungsstrecke gekoppelt ist, daß der Ausgang des Analogdigitalumsetzers am Eingang des Digitalfilters zur Ermittlung der Umhüllenden der Abtastimpulse liegt, daß ein Laufzeitnetzwerk zur. Aufnahme dieser Abtastimpulse dient, daß Mittel vorgesehen sind, um die Phasenlage der gefilterten und gespeicherten Signale mit Bezug auf vorgegebene charakteristische Zeitpunkte des Zeitgebungssignals, das im Empfangssignal enthalten ist, zu ermitteln, daß Mittel zur Rezirkulation der

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im Laufzeitnetzwerk gespeicherten Abtastimpulse vorgesehen sind, während das Digitalfilter gewissermaßen als Entzerrer wirksam ist, um die Phasenlage der genannten Abtastimpulse um ein vorgegebenes Inkrement zu verschieben und daß Mittel zur Einregulierung der Empfangszeitgebung vorgesehen sind, um die Phasenkorrektur gleichzeitig mit der Verschiebung der Phasenlage der Quantisierungsimpulse durchzuführen. ·

Weitere Vorteile und Merkmale der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der unten aufgeführten Zeichnungen und aus den Patentansprüchen.

Es zeigen:

Fig. i eine erste Ausfuhrungsform eines Digitalfilters

gemäß der Erfindung,

Fig. 2 graphische Darstellungen zur Veranschaulichung

der Signale vor und nach Filterung,

Fig.3 eines zweites Ausführungsbeispiel eines Digital

filters gemäß der Erfindung,

Fig. 4 ein drittes Ausführungsbeispiel eines Digital

filters gemäß der Erfindung,

Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel des Digitalfilters

gemäß der Erfindung in Anwendung bei einem Digitalempfänger,

Fig. 6 ein Impulsdiagramm zur Erläuterung der Wir

kungsweise der Anordnung nach Fig. 5.

Die Anordnung gemäß der Erfindung geht im Prinzip aus der Darstellung nach Fig. 1 hervor. Dank der in der Schaltung verwendeten Bauelemente bzw. Schaltungskomponenten und der getroffenen

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Schaltungsanordnung arbeitet diese Schaltungsanordnung gleichzeitig als reines rekursives Digitalfilter und als Phasenentzerrer. Die zweite Bezeichnung zeigt dabei an, daß es die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung gestattet die tatsächlich auftretende Phasenbeziehung zwischen Signal am Ausgang des Filters und einer Bezugsphase festzulegen und darüber hinaus Phasenverzerrungen auszugleichen.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält drei Summiereinrichtungen, nämlich Σ , Σ~ und Σ_, ein Laufzeitnetzwerk bzw. Schieberegister, gebildet aus mehreren Verzögerungselementen τ, die Schaltvorrichtungen I₁ und I„ und Multiplikationsstufen al bis aM und bl bis bM. Das jeweilige Bezugszeichen der Multiplikationsstufen stellt dabei einen Koeffizienten bzw. eine Gewichtung dar, die dem jeweiligen Punkt des Laufzeitnetzwerks zugeordnet ist, bevor das so gewichtete Signal dem Eingang der jeweils zugeordneten Summiereinrichtung zugeführt wird.

Im einzelnen enthält die Summiereinrichtung Σ. drei Eingänge, nämlich 1, 2 und 3 und einen Ausgang S. Der Eingang 1 ist mit dem Signaleingang gekoppelt, dem das durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zu behandelnde Signal χ über die Schaltvorrichtung I₁ und den Verstärker +μ zugeführt wird. Der Eingang der Summiereinrichtung Σ liegt am Ausgang des durch die Verzögerungselemente τ gebildeten Laufzeitnetzwerks, deren Eingang am Ausgang S der Summiereinrichtung Σ liegt. Gleichzeitig gibt dieser Ausgang das gefilterte Signal y auf der hierdurch bezeichneten Leitung ab, das durch die Wirkung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung aus dem zugeführten Eingangssignal χ abgeleitet worden ist. über einen Verstärker -μ liegt außerdem das durch die Verzögerungselemente τ gebildete Laufzeitnetzwerk an der Schalterklemme a der Schaltvorrichtung I₃. Die Kontaktzunge eines die Schaltvorrichtung im vorliegenden Beispiel bildenden Schalters I„ liegt am Eingang 3 der Summiereinrichtung Σ, . Die Zwischenverbindungen der Verzögerungselemente τ sind mit den Multiplizierstufen al-aM und bl-bM in

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entsprechender Reihenfolge bzw. entsprechender Ordnung verbunden. Die Ausgänge der Multiplizierstufen bl-bM liegen an den Eingängen der Summiereinrichtung Σ~· Der Ausgang Ol der Summierstufe Σ~ liegt am Eingang einer Multiplizierstufe k, deren Ausgang an der Schalter klemme b des Schalters I~ liegt. Xiie bereits erwähnt, liegen die genannten Abzweigungen zwischen den Verzögerungselementen τ der Verzögerungsleitung außerdem über die Multiplizierstufen al-aM an den entsprechend zugeordneten Eingängen der Summiereinrichtung E₃.

Die somit beschriebene Schaltungsanordnung arbeitet als Digitalfilter, wenn der als Schaltvorrichtung I. dienende Schalter geschlossen ist und der Schalter I~ in Schaltstellung a liegt. Es handelt sich dann um ein reines rekursives Filter bekannter Bauart, so daß hierauf nicht näher eingegangen zu werden braucht. Nähere Beschreibungen solcher Filter finden sich beispielsweise in Veröffentlichungen des Heftes "ΙΞΕΕ Transactions on Audio and Electroacoustics", Bd. AÜ-18, Nr. 2 vom Juni 1970 und in "Proceedings of the IEEE", Bd. 55, Nr. 2 vom Februar 1967, Seiten 149 ff.

Für die Zwecke vorliegender Erfindung sei lediglich daran erinnert, daß ein Digitalfilter in der Frequenzdarstellung ein kammartiges Spektrum zeigt, d.h. impulsartige Spitzen in regelmäßigen Abständen. Diese Spitzen erscheinen im Bereich der Frequenz Null und im Bereich der Abtastfrequenz F des Eingangssignals x(t) sowie jeder seiner Harmonischen. Das erfindungsgemäße Filter hat insbesondere die Eigenschaft, einen einheitlichen Pegel bereitzustellen, wobei die Bandbreite relativ groß für jede Frequenzauslenkung ausgelegt werden kann, indem eine entsprechende Wahl des Koeffizienten μ vorgenommen wird.

Besitzt infolgedessen das Eingangssignal x(t) ein Spektrum, so wie es sich in der graphischen Darstellung nach Fig. 2a bietet, dann enthält das dem erfindungsgemäßen Digitalfilter ent-

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noipmene Ausgangssignal y(t) im wesentlichen eine konstante Komponente Aq unter überlagerung mit einer Sinusschwingung der Frequenz F (Fig. 2b).

Zwei Bemerkungen erscheinen an dieser Stelle erforderlich. Zunächst ist darauf hinzuweisen, daß tatsächlich die Signale x(t) und y(t) quantisiert sind. Die zweite Bemerkung bezieht sich auf die Phase des Ausgangssignals y(t), das dem Filter entnommen wird. In der weiter unten beschriebenen Anwendung ergibt sich ein Idealfall, wenn ein Maximum des Signals y(t) als Phasenursprung gewählt wird. Die Bedeutung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist darin zu sehen, diesen Phasenursprung in die gewünschte Lage zu verlegen, aber nichts gestattet jedoch die Annahme, daß das durch das erfindungsgeraäße Digitalfilter gelieferte Signal in seiner Phasenlage mit dem Idealfall übereinstimmt. Dies ergibt sich aus der Darstellung nach Fig. 2c. Wird vorausgesetzt, daß es in einem gefilterten Signal M Abtastpunkte pro Periode T_Q gibt, dann gehorcht die k-te Abtastung der Beziehung

y^ik) = A₀ + A₁ cos (^~ + Θ). avec k=O, 1, 2, Hierin ist

θ die Signalphase im Zeitpunkt t=O, also die Phase im Koordina tenursprung .

(r)

Eine Abtastung y, , die um den Betrag ΔΘ in bezug auf y in der Phase verschoben ist, ergibt sich aus nachstehender Gleichung:

^{= A}o ^{+ A}i ^{cos {}ΊΓ ^{+ θ + Δθ)}

)m\r 7rrk

= A₀ + A₁ cos {P~ + Q) cos ΔΘ - Α_χ sin (~^ + Θ) sin ΔΘ

wenn ΔΘ klein ist, dann ist cos ΔΘ ^ 1 und sin ΔΘ ^ ΔΘ, womit sich dann ergibt:

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Y₁^ = A₀ + A₁ cos ("!jp +θ) - A₁ Δθ sin (—- + θ).

ν ^{k) (k> 2TTk '"

^Yl = Υ^{Κ }} - A₁ sin (^- + θ) χ Δθ. (1)

Eine Phasenverschiebung um den Betrag Δθ läßt sich demnach dem durch das Digitalfilter gemäß der Erfindung gelieferten Signal erteilen, indem seine jeweiligen- Abtastwerte y., basierend auf die Abtastwerte γ mit Hilfe der Gleichung 1 erneut ermittelt werden. Aufgrund dieser Eigenschaft läßt sich die erfindungsge·- mäße Anordnung, so wie sie im Prinzip mit dem Digitalfilter nach Fig. 1 dargestellt ist, in seiner Funktion als Phasenentzerrer verwenden. Wie sich weiter unten noch ergibt, ist dieser Begriff sehr weit auszulegen und zwar aufgrund der Tatsache, daß bevor einem gefilterten Signal eine irgendwie geartete Phasenverschiebung vermittelt wird, der Wert dieser Phasenverschiebung bestimmt werden kann.

Zunächst soll sich jedoch darauf beschränkt werden, die Wirkungsweise des Phasenverzerrers aufgrund der Phasenverschiebungsmöglichkeit um den Betrag ΔΘ zu beschreiben. Weiter oben ist bereits beschrieben worden, wie durch Schließen der Schaltvorrichtung I und durch Steuern der Schaltvorrichtung I„ in die Schaltstellung a die erfindungsgemäße Anordnung als Digitalfilter wirkt, was zur Folge hat, daß sich nicht nur ein gefiltertes Signal y(t) am Ausgang ergibt, sondern auch eine Einspeicherung der Abtastwerte von y(t) in den Verzögerungselementen τ des durch ein Schieberegister gebildeten Laufzeitnetzwerks. Wenn anschließend der Schalter I geöffnet und der Schalter I„ in die Schaltstellung b gebracht wird, dann läßt die erfindungsgemäße Anordnung alle Abtastwerte des Schieberegisters im genannten Phasenentzerrer erneut durchlaufen, indem sie gemäß Gleichung 1 modifiziert werden, bevor sie wieder in das Schieberegister gelangen/ was dann einer Phasenverschiebung um den Betrag ΔΘ des gespeicherten, gefilterten Signals entspricht. Um dies durchzuführen, muß dem Wert K der Betrag ΔΘ beigegeben werden und den Koeffizienten bl

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bis bM müssen jeweils solche Werte zugeordnet werden, daß das Signal Ol am i entspricht.

gnal Ol am Ausgang der Summiereinrichtung Z₂ dem Wert -λ, sin θ

Die Werte der Koeffizienten bbl bis bM lassen sich aus nachstehenden Beziehungen ermitteln:

Ί b_±(A₀ + A₁ cos (^i + θ) Ξ A₁ sin Θ.

M M . M

[ b.+A, cos B I h. cos -LL _ _{A sin} θ Jb. sin ^- = A₁ sin θ i=l ^{x L} i=l ^{x Ά x} i=l ^{x Ά l}

Hieraus läßt sich ableiten:

I _b± cos ψ - ₊1

Im Spezialfall mit M=3, der als Beispiel herausgegriffen sei, gelangt man zu einer Auslegung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist, nämlich:

^bl ^{+ b}2 ^{+ b}3 ⁼

j^_b _ Ü. b ο 2 ^bl 2" ^b2 -

- I (b_x + b₂) + b₃ = -1

1

Hieraus ergibt sich: b = b₂ = - ^ und b₃ = + ^

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In gleicher Weise läßt sich vorgehen, um am Ausgang O„ ein Signal zu erhalten, das gleich A₁ cos θ ist. Zu diesem Zweck sind die den Gewichtungskoeffizienten a, bis a.. beizumessenden Werte durch folgende Beziehungen vorgegeben:

£ a_± [A₀ + A₁ cos (-¹ + Θ)] E-A₁ cos Θ.

M " M ₂ . M .

£ ^ai ^{+ A}i ^{cos e} J ^ai ^COS'1T ~ ^Ai ^{sin Θ}.Σ ^ai ^sin ~νΓ ^{Ξ A}i ^{cos θ}

womit:

Y a. cos ^ = 0

.L χ Μ

In dem wiederum auf das Beispiel nach Fig. 3 zurückgegriffen wird, wo M=3 gesetzt ist, erhält man:

= 0

2 ^al 2 ^{+ a}3

^a -^a
2 ^al 2 ^a2

Hieraus läßt sich entnehmen:

aO. _a-j£L aj£

^a3"°' ^a2 " 2 ' ^ai " 2

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- ίο -

Neben den Funktionen der Filterung und Phasenverschiebung gestattet die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung den Phasenfehler zu ermitteln, indem z.B. die Ausgangssignale an den Ausgängen O ' und O₂ so kombiniert werden, um daraus tg θ abzuleiten. Die Schaltungsanordnung läßt sich demnach aufeinanderfolgend in zwei Verfahrensgängen anwenden: Während des ersten Verfahrensganges führt sie ihre Funktion als Filter durch, wobei der Schalter I₁ geschlossen und die Schaltstellung des Schalters auf a steht, so daß eine Information mit Bezug auf den Wert von θ bereitgestellt wird. Im zweiten Verfahrensgang dann bei geschlossenem Schalter I und mit Schaltervorrichtung I₂ in Schaltstellung b arbeitet die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung als Phasenschieber des im Laufzeitnetzwerk gespeicherten, gefilterten Signals, indem unter Zuhilfenahme der Inkremente ΔΘ der Wert für θ auf Null zurückgebracht wird. Die durch die er·· findungsgemäße Schaltungsanordnung gebotenen Möglichkeiten, wie sie oben angeführt sind, werden weiter unten noch näher behandelt.

Zunächst sollte der Hinweis genügen, daß sich die erfindungsgemäße Anordnung in einigen Ausfuhrungsarten einfacher realisieren läßt als in anderen, wobei sich gleichzeitig zusätzliche Vorteile erzielen lassen. Dies gilt insbesondere für den Fall mit M=8, wie er sich mit der Anordnung nach Fig. 4 ergibt, wobei auch M den Vielfachen von 8 entsprechen kann. Hier genügen zwei Abgriffe, nämlich bei A und B, bei denen die Faktoren b„ = +1 bzw. b = -1 gesetzt sind, vorausgesetzt, daß der Abgriff A um zwei Verzögerungselemente τ, gerechnet vom Ausgang y des Filters, versetzt angeordnet ist und der Abgriff B nach sechs Verzögerungselementen τ, gerechnet vom Ausgang y an, angeordnet ist, unter der Voraussetzung daß für M=8 gewählt ist. Wenn ein Abtastimpuls von irgendeinem Rang k den Ausgang des Filters verläßt, wird folgender Beziehung genügt:

^(k) = A₀ ■+ A₁ cos (^ + θ)

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Die an den Abgriffen A und B entnommenen· Quantisierungswerte ergeben sich zu: .

y_A = A₀ + A₁ cos (^ + θ + J) = A₀ + Α_χ sin (^ + Θ)

= ^Ao ^{+ A}i ^cos <ψ ^{+ θ +} T* ~ ^Ao - ^Ai ^{sin {}Ψ ^{+ θ)}

womit: y_A - y_B =■ - 2 A₁ sin (^ + Θ) (2)

(k)

Letztere Gleichung zeigt, daß die Quantisierung Y₁ , die, wie gewünscht, um den Betrag ΔΘ mit Hilfe des erfindungsgemäßen Digitalfilters in Durchführung seiner Funktion als Phasenschieber in der Phase verschoben ist mit Hilfe der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 bereitgestellt ist., wobei, dann der Schalter Ι_χ geschlossen wird und der Schalter I_ die Schaltstellung b einnimmt, vorausgesetzt, daß K =

Während oben allgemein die Nützlichkeit eines Digitalfilters in Anwendung auf übertragungszwecke angesprochen ist, soll hier nun insbesondere auf die Verwendung eines Digitalfilters bei der Modulation eines Trägers in seiner Amplitude oder seiner Phase eingegangen werden.

Bei Übertragungssystemen unter Anwendung dieser Verfahren besteht die Nutzinformation aus digitalen Kiementen, die am Sender unter der Einwirkung eines Taktgebers in fester Folgefrequenz auftreten. Auf der Sendeseite wird der Träger vor Abstrahlung moduliert. Die auf den übertragungsweg gelangende Welle stellt praktisch ein Analogsignal mit Amplituden- und/oder Phasenmodulation dar. Es ist nun leicht einzusehen, daß zur Informatiorisentnahme ein Digitalempfänger"fortwährend mit der Taktgebung auf der Sendeseite synchronisiert sein muß, um in Frequenz und Phasenlage der genannten Taktgebung zu entsprechen. Zu diesem Zweck wird bekanntlich der abgestrahlten Welle ein Pilotsignal beigefügt oder ist hierin enthalten, das nach empfangsseitiger Entnahme die Synchronisation bei den Aufbereitungsmaßnahmen der digitalen

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Nachrichtendaten gestattet. Dies bedeutet nichts weiteres als eine Signaltaktgebung.

IJl bekannten Verfahren ist bereits gezeigt, daß nach für die vorliegende Erfindung interessanten Verfahren übermittelte Signale die Besonderheit besitzen, in ihrer Umhüllenden eine Sinusschwingungskomponente mit der gewünschten Taktgebungsfrequenz zu enthalten, wobei außerdem mit dieser Taktgebung eine vorgegebene feste Phasenbeziehung vorliegt. Hierzu sei Bezug auf die französische Patentschrift Nr. 1 571 791 genommen, in der nähere Ausführungen zu diesem Thema enthalten sind.

In der Anordnung gemäß vorliegender Erfindung analysiert zunächst der Empfänger das an seinem Eingang auftretende Signal, um hieraus die gewünschte Taktgebungsinformation zu entnehmen. Hierbei dient eine örtliche Bezugsgröße auf der Empfangsseite, deren Frequenz lediglich angenähert mit der gesuchten Frequenz übereinstimmt, als Basis. Der Empfänger entnimmt weiterhin die Informationen, die es ihm gestatten, die oben erwähnte Umhüllende unter Entnahme des Sinusschwingungsanteils wiederherzustellen, der dem Taktgebungssignal entspricht.

Die zuerst genannte Operation läßt sich unter Zuhilfenahme der Schaltungsanordnung gemäß vorliegender Erfindung durchführen, indem ihre Filterwirkung ausgenutzt wird. Gleichzeitig läßt sich der Phasenfehler der örtlichen Taktgebung mit Bezug zur Signaltaktgebung feststellen. Während einer zweiten Operation wird die örtliche Taktgebung eingeregelt, indem gleichzeitig die Phasenlage des Taktgebungssignalanteils korrigiert wird, der in der Verzögerungsleitung des Phasenentzerrerfilters enthalten ist. Diese Maßnahmen werden also alle mit Hilfe des oben beschriebenen Phasenentzerrerfilters gemäß der Erfindung vorgenommen.

Indem auf diese Weise vorgegangen wird, ergibt sich nicht nur eine zweckmäßige, sondern auch eine unerläßliche Zeitverkürzung bei Verwendung von Digitalempfängern, deren Einsatz bei immer höheren Arbeitsgeschwindigkeiten verlangt wird.

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Eine Realisierungsmöglichkeit der erfindungsgemäßen Anordnung ist in Fig. 5 gezeigt. Hierin ist ein Analogdigital-Umsetzer ADC enthalten, dessen Eingang das amplituden- und/oder phasenmodulierte Signal von der Übertragungsstrecke her zugeführt wird. Die dem Analogdigital-Umsetzer ADC zugeführte Information wird dann mit Hilfe der Vorrichtung FB gefiltert, um dann über einem Entzerrer geformt zu werden. Die beiden zuletzt genannten Anordnungen, deren Verwendung in der Übertragungstechnik weitverbreitet ist, haben den Zweck, das durch den Übertragungsweg verursachte Rauschen und die hierdurch bedingten Verzerrungen zu eliminieren. Im Anschluß hieran wird das Signal in einer Stufe H einer Hilbert-Transformation unterzogen, um in einer hieran anschließenden Stufe E die der Umhüllenden des Eingangssignals entsprechende Information entnehmen zu können. Alle diese Stufen und Einrichtungen sind einschließlich ihrer Wirkungsweise an sich bekannt, so daß hierauf nicht näher eingegangen zu werden braucht.

Das Ausgangssignal der Stufe E wird nun einem Entzerrerfilter gemäß der Erfindung zugeführt, ähnlich wie es in Fig. 4 gezeigt ist. Diese Anordnung liefert dann die Phaseninformationen mit Hilfe der hierin enthaltenen Schaltungsanordnung DET Θ. Bemerkenswert ist hier, daß anstelle θ aus tg θ abzuleiten ein anderer Weg eingeschlagen wird und das aus rein wirtschaftlichen Gründen. Die aus der letzten Stufe DET θ entnommene Information dient zur gleichzeitigen Speisung zweier Rückkopplungsschleifen, von denen die eine die Entzerrungsfunktion steuert und die andere über den Schalter S die örtliche Taktgebung des Empfängers zu korrigieren gestattet. Zur empfängerseitigen Taktgebung dient ein Oszillator OL, dessen Betriebsfrequenz mit Hilfe des Teilers Dl durch η und mit einem anschließenden Teiler D2 durch m geteilt wird, η und m sind hierbei ganze Zahlen. Am Ausgang des Frequenzteilers D2 ergibt sich dann die Abtastfrequenz Fo des am Eingang vom Analogdigitalumsetzer ADC erhaltenen Signals. Die Einregulierung der örtlichen Taktgebung, die oben erwähnt worden ist, ergibt sich aus entsprechenden

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Inkrementell ±1, die auf den Teiler Dl einwirken. Diese Inkrentente werden aus einem Zähler Co hergeleitet, der zum Auf- und Abwärtszählen eingerichtet ist, indem ein durch die Stufe DET θ definierter Wert in diesem Zähler gespeichert wird, um dann unter stufenweiser Abwärtszählung den Teiler Dl anzusteuern. Hierauf wird weiter unten jedoch noch zurückgekommen.

In den Impulsdiagrammen nach Fig. 6 sind die zeitlichen Abläufe zu erkennen, die bei Betrieb der Anordnung nach Fig. 5 wirksam sind. Beim Einsatz des Empfangs ist der örtliche Oszillator OL auf einen solchen Wert eingestellt, daß der Teiler D2 an seinem Ausgang eine Schwingung mit der Frequenz Fo bereitstellt, die annäherungsweise richtig ist. Wird nun angenommen, daß zum Zeitpunkt t_n ein Signal CD am Eingang des Analogdigitalumsetzers ADC erfaßt wird, dann wird es entsprechend der Frequenz Fo quantisiert. Das so quantisierte Signal gelangt durch die Stufen FB, Eq, H und E, um dort, wie oben beschrieben, verarbeitet zu werden und dann am Ausgang der Stufe E die.Umhüllung der Abtastimpulse entsprechend der in den Empfänger eingegebenen Eingangswelle bereitzustellen. Die der Umhüllung zugeordneten Abtastimpulse werden zunächst durch die als Filter wirkende erfindungsgemäße Anordnung behandelt, um hieraus die gesuchte sinusförmige Taktgebungsschwingung des Signals zu ermitteln.

Im vorliegenden Beispiel werden diese Operationen in einem Rhythmus von acht Abtastungen pro Periode der Sinusschwingung vorgenommen und dies zunächst während ungefähr 10 Perioden, um sich ggf. gegen Rauscheinflüsse abzusichern, die bei Empfangseinsatz am Leitungs- bzw. Übertragungsstreckeneingang auftreten können. Während dieses gesamten Zeitintervalls bis zum Zeitpunkt t. ist der Schalter I₁ geschlossen, wohingegen der Schalter I„ in Schaltstellung a und der Schalter S offen ist. Das Laufzeitnetzwerk des Digitalfilters lädt sich mit den Abtastimpulsen auf. Zu irgendeinem Zeitpunkt Nx besitzt die durch das Digitalfilter gelieferte Quantisierung einen Wert:

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^cos

Wird das sich ergebende Signal zu diesem Zeitpunkt untersucht, dann läßt sich feststellen, daß im Verhältnis zum idealen Zeitpunkt der Untersuchung des gesuchten Zeitgebungssignals, wel cher gemäß obiger Definition mit dem Scheitelwert von y zusammen fällt, ein Phasenfehler α vorliegt, nämlich:

Anders ausgedrückt, bevor eine Phasenverschiebung vorgenommen wird, um θ so nahe wie möglich auf Null zu bringen, sollte zunächst am Filterausgang der Durchgang einer hinreichenden Anzahl von.Abtastimpulsen abgewartet werden, um denjenigen Abtast^u impuls zu ermitteln, der dem Scheitelpunkt der Funktion y am ' ' nächsten liegt. Die zeitliche Lage von Scheitelpunkten wird also hier jeweils als charakteristischer Zeitpunkt des Empfangssystems angesehen.

Es sei festgehalten, daß eine Anzahl von Verfahrensmöglichkeiten vorliegt, um dieses erste Problem zu lösen, angefangen mit der Messung von tg α aufgrund der Vierte von sin α und cos et, die, wie weiter oben aufgezeigt, bestimmt werden können. Ist der Wert für α einmal bekannt, dann ist es leicht, die ganze Zahl η der Vielfachen von ir/4 zu bestimmen, die hinzugefügt werden muß, um den Wert für α zu erreichen, der 2ii am nächsten kommt. Mit anderen Worten, es -wird hieraus abgeleitet, daß ein Zeitintervall iiT abgewartet werden muß, bevor eine Phäsenverschiebuhgsoperation eingeleitet wird.

Die,Empfangseinrichtung und die Anordnung zur Erfassung der Informationstaktgebung gemäß Fig. 5 arbeitet in leicht abgewann delter Weise, da hierbei nicht der Wert für tg ά ermittelt wird.

Zum Zeitpunkt t wird der Wert für A, sin α, der am Ausgang der Summiereinrichtung Z₂ bereitgestellt ist, in ein Register R==2t

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eingegeben, um das Auftreten des Wertes A₁ cos α abzuwarten, der am gleichen Ausgang, allerdings 2τ später erscheint.

Zu diesem Zeitpunkt bestimmt die Stufe DET θ unter Untersuchung der Information zur Ermittlung des Vorzeichens von sin α, cos α und von cos α - sin α hieraus den Oktanten des trigonometrischen Kreises, in welchem sich der Abtastimpuls befindet, der zum Zeitpunkt t vom Filter abgegeben worden ist. Hiermit wird also der Wert für η oder genauer die Anzahl der Abtastimpulse entnommen, die das Filter verlassen können, bevor derjenige Abtastimpuls erhalten wird, der dem charakteristischen Zeitpunkt am nächsten kommt.

Die Stufe DET θ enthält ein Verknüpfungsschaltnetz, das den Schalter bzw. die Schaltvorrichtung I„ in der Schaltlage a während der Zeitdauer ητ hält. Die Steuerung erfolgt durch ein entsprechendes Signal über die in Fig. 5 gestrichelt gezeichnete Linie mit der Bezeichnung Log.

Ein solches Verknüpfungsschaltnetz läßt sich, wie in Fig. 5A gezeigt, realisieren. Hierbei ist vorausgesetzt, daß die Summiereinrichtungen Σ und Σ Addierglieder sind. Das Addierglied Σ liefert ein digital gekennzeichnetes Wort, aus dem sich Amplitude und Vorzeicheninformation voneinander trennen lassen. Die letztgenannte Operation erfolgt in den Detektoren |V j. und |V|„ (Fig. 5A), wovon der erstgenannte am Ausgang der Registerstufe R = 2τ und der zuletztgenannte am Eingang der Registerstufe R = 2τ liegt. Die Amplitudeninformationen werden dann in der Summiereinrichtung Σ¹ verglichen, die praktisch dann nur die Vorzeicheninformation des Ausdrucks:

I₁ cos {ψΐ + θ) ί-| A₁ sin (2JJÜI + θ)| bereitstellt.

Die oben erwähnten erforderlichen drei Vorzeicheninformationen, fr 972 020 409848/0987

nämlich das Vorzeichen von sin _aι cos α und cos α - sin α stehen damit zur Verfügung und werden dem UND-Glied Gl zugeführt, dessen Ausgang 1 ist, wenn alle drei Vorzeichen positiv sind. D.h., daß α im ersten Oktanten des trigonometrischen Kreises liegt oder mit anderen Worten, daß der letzte dem Entzerrerfilter zugeführte Abtastimpuls nahe dem Scheitelpunkt der Zeitgebungssinusschwingung liegt. Eine Entzerrerfunktion sollte dazu eingesetzt werden, um diesen Abtastimpuls mit Hilfe einer Phasenverschiebungsoperation noch näher an diesen Scheitelpunkt zu bringen.

Beim nächsten Fo-Impuls wird die Verriegelungsschaltung L, in den Einzustand geschaltet, um an ihrem Ausgang die Log-Information bereitzustellen, die in der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 dann über die gestrichelt gezeichnete Leitung auf die Schaltvorrichtung I übertragen wird. Damit wird dann die Entzerrerfunktion zum Zeitpunkt t₂ eingeschaltet. Wie bereits oben erwähnt, läßt sich die Phasenverschiebung mit Hilfe aufeinanderfolgender Schritte von ΔΘ zu jeder .Baud-Zeit durchführen. Entsprechend dieser bei jeder Baud-Zeit durchgeführten Iteration wird das Vorzeichen der Funktion A sin (α - ΔΘ) untersucht. Sobald dieses Vorzeichen vom vorangegangenen unterschiedlich ist, wird ein Ausschließliches-ODER-Glied XORl betätigt, um die Entzerrerfunktion einsetzen zu lassen. Die hiermit erhaltene Empfängerzeitgebungsinformation erweist sich als optimal.

Es läßt sich allgemein erkennen, daß ein Verfahren unter Anwendung festgesetzter kleiner Inkremente ΔΘ einen viel zu großen Zeitraum beansprucht. Aus diesem Grunde ist die Anordnung nach Fig. 4 leicht abgewandelt worden, um eine Phasenkorrektur durch sukzessive Approximation herbeizuführen. Zu diesem Zweck ist der Ausgang der Summiereinrichtung Σ in Fig. 5 an die sechs Gewichtungsstufen +K, +2K, +4K und den zugehörigen Komplementen -K, -2K und -4K angeschlossen anstatt nur an einer einzigen, indem dann ein Kommutator I_ die entsprechende Auswahl der Gewichtungsstufe unter Steuerung der DET θ-stufe, und zwar ebenfalls wieder über die Log-Leitung, übernimmt. Zum Zeitpunkt t₂

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ist die Schaltervorrichtung I geöffnet und die Schaltervorrichtung I~ befindet sich in Schaltstellung fa, während der Kommutator I_ die Gewichtungsstufe 4K eingeschaltet hat. Der Phasenentzerrer verschiebt das gefilterte Zeitgebungssignal, das in der Verzögerungsleitung mit Are tg 4K = 2ΔΘ enthalten ist, indem die N-Abtastimpulse in der Phasenentzerreranordnung umgelaufen lassen werden. Das Schließen der Schaltvorrichtung S zum Zeitpunkt t„ unter Steuerung des Verknüpfungsschaltnetzes der Stufe DET θ dient somit zur Regulierung der örtlichen Zeitgebung an der Empfängerseite. Ist somit während des Zeitpunktes t„ die Schaltervorrichtung S geschlossen, dann ist der Auf- und Abwärtszähler Co mit einem Wert 4g beschickt, der durch das Verknüpfungsschaltnetz der Stufe DET θ bereitgestellt ist und dabei einem Betrag entspricht, um den Dl stufenweise verringert werden soll, um sich so einer Phasenverschiebung von 2ΔΘ anzugleichen.

Zum Zeitpunkt t₃ ist die Schaltervorrichtung S geöffnet, die Schaltervorrichtung I. geschlossen und die Schaltervorrichtung I„ in die Schaltstellung a zurückgeführt. Die oben beschriebenen Filter-Verfahrensschritte und Ermittlungen von sin α und cos α werden erneut durchgeführt. Je nachdem, ob diese Messungen zu einem Wechsel des Oktanten im trigonometrischen Kreis führen oder nicht, sollte die neuerliche Phasenverschiebung mit dem gleichen Vorzeichen erfolgen wie vorher bzw. mit dem entgegengesetzten. Der absolute Betrag dieser neuerlichen Phasenverschiebung könnte dieses Mal dem Wert Are tg 2K = ΔΘ oder wiederum Are tg 4K entsprechen.

Zum Zeitpunkt t. wird eine zweite Phasenverschiebungsfunktion durch Öffnen der Schaltvorrichtung I , Umstellen der Schaltervorrichtung I₉ in Schaltstellung b und einstellen des Kommutators I₃ auf eine Gewichtung, die einer Multiplikation des Ausgangswertes der Summiereinarichtung Σ um ±2K entspricht, durchgeführt. Ist ein Wechsel des Oktanten festgestellt, dann wählt die Stufe DET θ die Gewichtung -2K, andernfalls die Gewichtung 2K. Das Schließen der Schaltervorrichtung S beschickt den Auf- und Ab-

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wärtszähler Co mit einem Wert ±2q, der einer Phasenverschiebung ±2K entspricht und das Einregulierungsverfahren der Frequenz Fo wird wieder wie vorhin aufgenommen, obgleich nun der Inhalt des Laufzeitnetzwerks um den Betrag ±ΔΘ verschoben ist.

Eine dritte Untersuchung der Werte sin α und cos α wird zum Zeitpunkt tj. durchgeführt und, falls erforderlich, wird eine dritte Entzerrungsmaßnahme eingeleitet, um die Phase um den Betrag ±ΔΘ/2 zu verschieben, so daß sich eine erneute, jedoch viel feinere Einregulierung der örtlichen Zeitgebung zwischen den Zeitpunkten t_g und t_ ergibt.

Oben ist aufgezeigt, wie in einigen wenigen Verfahrensschritten eine Einregulierung der örtlichen Zeitgebung mit Hilfe aufeinanderfolgender Näherungsschritte durchgeführt werden kann. Eine solche Einregulierung wird ermöglicht dank der Verwendung einer Entzerrungsrückkopplungsschleife innerhalb einer Wiederherstellungsrückkopplungsschleife und der Verwendung einer empfangsseitig notwendigen Informationszeitgebung. Von diesem Zeitpunkt an ist die Periode der Empfangseinleitung beendet, wonach der Schalter S geöffnet wird. Die einzigen Einregulierungen, die dann noch vorzunehmen sind, bestehen lediglich darin, leichte Korrekturen für etwa auftretende Zeitgebungsabweichungen vorzunehmen. Diese Einregulierungen werden während aller Baud-Zeiten durchgeführt, und zwar vom Zeitpunkt to und mit Hilfe üblicher Verfahren bei digitalen Empfangssystemen unter Verwendung einer Zeitgebung mit Phasenverriegelung.

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Claims (8)

PATENTANSPRÜCHE

1. I Rekursives Digitalfilter, bestehend aus einem Laufzeit-

netzwerk, dessen Eingang über einem ersten Rückkopplungsweg am Ausgang einer Eingangssummiereinrichtung liegt und dessen Ausgang mit dem Rückkopplungseingang der Eingangssummiereinrichtung verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß über einem zweiten Rückkopplungsweg Abgriffe des Laufzeitnetzwerkes (τ) über eine Filtersummiereinrichtung (E₉) mit Multipliziereinrichtung jeweiliger Koeffizienteneinstellung in Abhängigkeit von Bruchteilen der EingangsSignalphase entsprechend der Abtastfunktion mit dem Eingang (b) einer Schaltvorrichtung (I₂) verbunden ist, die jeweils zur zusätzlichen übertragung der auf dem zweiten Rückkopplungswege auftretenden Signale auf die Eingangs summier einrichtung (Σ,) steuerbar ist.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtung der Multipliziereinrichtung im zweiten Rückkopplungsweg derart getroffen ist, daß das zurückgeführte Phasendifferenzsignal (ΔΘ) proportional dem Sinus der Phasendifferenz ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1 und Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Laufzeitnetzwerk (τ) mit seinen Abgriffen über weitere Multiplizierer (/3/2) mit einer derartigen Gewichtung der Koeffizienten an eine zweite Filtersummiereinrichtung (Σ-) angeschlossen ist, daß ihr Ausgangssignal proportional dem Cosinus der Phasendifferenz (ΔΘ) ist.

4. Anordnung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Multipliziereinrichtung über die Schaltvorrichtung (I₂) mit dem dritten Eingang der Eingangssummiereinrichtung (Σ-) verbunden ist, so daß die im als Schieberegister ausgebildeten.Laufzeitnetzwerk (τ)

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gespeicherten Abtastimpulse des gefilterten Signals durch die Eingangssummiereinrichtung (Σ,) sowohl direkt als auch nach Durchgang durch FilterSummiereinrichtung (Z₂) unter Gewichtung mit einem Koeffizienten, der proportional der Phasendifferenz ist, hindurchlaufen.

5. Anordnung mit einem rekursiven Digitalfilter, das mindestens eine Eingangssummiereinrichtung, eine Verzögerungsleitung oder Schieberegister als Laufzeitnetzwerk enthält, dessen Ausgang auf einen Eingang der genannten Eingangssummiereinrichtung zurückgeführt ist, um aus dem der Eingangssummiereinrichtung zugeführten Eingangssignal eine Sinusschwingungskomponente zu entnehmen nach den Ansprüchen 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die rekursive Rückkopplungsschleife eine Einrichtung zur Verschiebung der Phasenlage des ermittelten Sinusschwingungsanteils um einen vorgegebenen Inkrementwert enthält, indem zwei Abgriffe (A, B) am Laufzeitnetzwerk zur Entnahme von in der Phasenlage verschobenen Signalen so angebracht sind, daß die Phasenverschiebung 1/4 und 3/4 einer Periode beträgt, daß ein Abgriff (B) an die Filtersummiereinrichtung (Σ~) über einen Multiplizierer mit dem Koeffizienten -1 angeschlossen ist, so daß die zugeführten Signale voneinander abgezogen werden, und indem am Filtersummiereinrichtungsausgang die Multipliziereinrichtung angeschlossen ist, um Gewichtungskoeffizienten anzubringen, die jeweils proportional dem gewünschten Phasenverschiebungsinkrement sind, und daß mit Hilfe einer Zählersteuerung (DET θ + Log) der Vorgang wiederholbar ist, bis der erste verarbeitete Abtastimpuls in der letzten Stufe des Schieberegisters (τ) auftritt.

6. Anordnung nach den Ansprüchen 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltvorrichtung (I₂) zur Umschaltung von der Filterfunktion zur Phasenverschiebungsfunktion und umgekehrt dient.

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7. Verfahren zur Wiederherstellung von empfangsseitig synchronisierten Signalen bei Amplituden- und/oder Phasenmodulation mit Hilfe einer Anordnung nach den Ansprüchen bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die im über die Übertragungsstrecke gesendeten Signal enthaltene charakteristische Zeitinformation entnommen wird, um eine Signalphasenlage relativ zu einer vorgegebenen Bezugsphasenlage zu definieren und daß anschließend die Phasenlage der charakteristischen Zeitinformation durch Rezirkulation der Datensignale über die beiden Rückkopplungswege korrigiert wird, während gleichzeitig der empfangsseitig örtliche Taktgeberoszillator nachreguliert wird.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß nach Analog-Digitalumsetzung durch das Digitalfilter die Umhüllende der Abtastimpulse ermittelt wird, daß die Phasenlage des gefilterten Signals mit Bezug auf die im empfangenen Signal enthaltene charakteristische Zeitinformation ermittelt wird, daß unter Rezirkulation der im Laufzeitnetzwerk gespeicherten Abtastimpulse die Phasenlage der gespeicherten Abtastimpulse um einen gegebenen Inkrementwert verschoben wird und daß die Zeitgebung des Digitalempfängers um den festgestellten Phasenfehler gleichzeitig mit der Phasenverschiebungsoperation der Abtastimpulse korrigiert wird.

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