DE2840243C2 - - Google Patents
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- DE2840243C2 DE2840243C2 DE2840243A DE2840243A DE2840243C2 DE 2840243 C2 DE2840243 C2 DE 2840243C2 DE 2840243 A DE2840243 A DE 2840243A DE 2840243 A DE2840243 A DE 2840243A DE 2840243 C2 DE2840243 C2 DE 2840243C2
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- Noise Elimination (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Verminderung
von Störungen in einem digitalen Informationsübertragungssystem,
bei dem Information zwischen zwei oder
mehr Stationen in digitaler Form übertragen wird. Insbesondere
bezieht sich die Erfindung auf eine Fehlerverminderung
bei Systemen, bei denen digitale Information mittels einer
Zittertechnik mit einem gesteuerten Signal übertragen wird.
Diese Technik wird auch mit dem englischen
Wort "Dithering" bezeichnet.
Auf dem Gebiet der Informationsübertragung ist es
übliche Praxis, Information vor der Übertragung von einer
Station an einem ersten Ort aus einer analogen Form in
eine digitale Form umzuwandeln und die an einem zweiten
Ort empfangene Information aus der digitalen in die analoge
Form rückzuwandeln. Bei einem typischen System geschieht
die Analog-Digitalwandlung durch Herausgreifen bzw. Abtasten
aufeinanderfolgender Abschnitte des analogen Eingangssignals
mit einer Geschwindigkeit, die ausreicht, um eine Umwandlung
in einer theoretisch fehlerfreien Weise unter idealisierten
Bedingungen durchzuführen, und indem ein für die
Dauer des Herausgreifzeitabschnitts im wesentlichen konstantes
Signal erzeugt wird, wobei die Größe des konstanten
Signals während einer solchen Zeitdauer die Größe des analogen
Signals im Augenblick des Herausgreifens repräsentiert.
Die Größe des konstanten Signals ist auf eine verhältnismäßig
kleine Feste Anzahl von möglichen Werten über
dem gesamten vorgegebenen Amplitudenbereich des analogen
Eingangssignals beschränkt, ein Vorgehen, das man Quantisierung
nennt, wobei jeder Wert einem anderen Amplitudenbereich
oder Quantisierungsintervall zugeordnet ist, derart,
daß alle Signalamplituden, die innerhalb eines spezifischen
Quantisierungsintervalls liegen, in ein konstantes Signal
gleicher Größe umgewandelt werden. Beispielsweise kann bei
einem 7-Bit-Binärsystem
ein analoges Eingangssignal mit Amplituden im Bereich
zwischen 0 und 1,28 Volt in verschiedene Werte quantisiert
werden, von denen jedem ein Bereich von 0,01 Volt
zugeordnet ist, so daß Eingangssignale mit Amplituden im 0-Bereich
von -0,005 bis +0,005 Volt in ein 0-Volt-Signal umgewandelt
werden; Eingangssignale mit Amplituden im Bereich
zwischen 0,05 und 0,015 Volt werden in ein konstantes Signal
der Größe von 0,01 Volt umgewandelt; Signale zwischen
0,015 und 0,025 Volt werden in ein konstantes Signal einer
Größe von 0,02 Volt umgewandelt; usw. Die Spannungsgrößen
0,005, 0,015, 0,025 usw., die die Endpunkte der Bereiche
definieren, werden Übergangspunkte oder Quantisierungswerte
genannt. Die Intervalle zwischen Übergangspunkten
werden Quantisierungsintervalle genannt. Ideal gesehen
sind die Quantisierungsintervalle im Wert gleich und definieren
ein niedrigstwertiges Bit (least significant bit,
LSB). An der Empfängerstation wird die in digitaler Form
übertragene Information üblicherweise in analoge Form rückumgewandelt,
was in zu der oben beschriebenen Weise umgekehrter Weise geschieht.
Solche Systeme haben ein weites Anwendungsfeld gefunden
und werden in zunehmendem Maße bei Fernsprechsystemen
zur Übertragung von Sprache und anderer analoger Information
verwendet. Solche Systeme sind typischerweise so ausgelegt,
daß sie über einen gegebenen Bereich von analogen
Eingangssignalfrequenzen arbeiten. Beispielsweise liegt
bei Fernsprechanwendungen dieser Bereich üblicherweise
im hörbaren Bereich von ungefähr 300 Hz bis ungefähr
3400 Hz. Das Ansprechen des Systems beschränkt sich auf
diesen Bereich, indem das analoge Eingangssignal vor der
Analog-Digitalwandlung mit Hilfe eines Bandpaßfilters,
welches eine im Bereich zwischen 300 und 3400 Hz liegende
Durchlaßcharakteristik aufweist, und das rückumgewandelte
Analogsignal mit einem dem Herausgreifen nachgeschalteten, bzw.
Nach-Abtastfilter (post-sampling filter) ähnlicher Durchlaßcharakteristik
gefiltert werden.
Solche Systeme haben jedoch den Nachteil, daß sie auf
regellose Störungssignale vor dem Analog-Digitalwandler
(ADC) anfällig sind, die im Ansprechfrequenzbereich des Systems
liegen, wobei solche Signale üblicherweise Störsignale genannt
werden, im Gegensatz zu Informationssignalen, deren Informationsgehalt
zur Empfangsstation übertragen werden soll. Bei
Gegenwart von Störsignalen kann der Informationsgehalt, der
übertragen und empfangen werden soll, am Empfangsende des Systems
maskiert sein und fehlerhaft dargeboten werden. Idealerweise
sollte bei unbesetztem Kanal, d. h., wenn keine Information
an der Eingangsseite des Systems vorliegt, der Ausgang
des ADC auf einem konstanten Nullpegelwert liegen. In der Praxis
driftet jedoch bei einem typischen ADC der Nullpegel. Daher
kann ein zufälliges bzw. unechtes und Störsignal mit extrem
kleiner Amplitude bewirken, daß der ADC ein Ausgangssignal
erzeugt, welches einen Wert höher oder niedriger als Null
quantisiert, wenn der Nullwertpegel bis in die Nähe eines Übergangspunkts
gedriftet ist. Dieses fehlerhafte Ausgangssignal
wird dann als fehlerhaftes Analogsignal hinter dem Digital-Analogwandler
(DAC) wiedergegeben.
Bei Systemen, die einen Mehrkanaleingang verwenden, der
sequentiell auf den ADC gekoppelt wird, d. h., bei einem gemultiplexten
Mehrkanalsystem, liegt typischerweise eine Störung
in Form eines Übersprechens von einem in der Nähe gelegenen
Kanal vor. Da das Übersprechstörsignal die spektrale
Zusammensetzung der Sprache hat und deshalb innerhalb des
Frequenzansprechbereichs des Systems liegt, können Übersprechsignale
selbst extrem kleiner Amplitude das Systembandpaßfilter
durchlaufen und die Größe des herausgegriffenen analogen
Informationseingangssignals nach einem Wert hin ändern, der
innerhalb des nächsten Quantisierungsintervalls liegt, und
zwar insbesondere dann, wenn das Eingangssignal allein sehr
nahe bei einem Übergangspunkt liegt. Das Ergebnis ist, daß
der ADC ein fehlerhaftes Ausgangssignal erzeugt, welches
durch den DAC in analoge Form rückgewandelt wird. Da das
Spektrum dieses Signals seinem Wesen nach dasjenige von
Sprache ist, lassen sich solche Störungen nicht durch das
dem Herausgreifen nachgeschaltete Filter hinter den DAC herausfiltern.
Es wurden daher Anstrengungen unternommen, Systeme des
obigen Typs zu entwerfen, bei welchen die Empfindlichkeit
auf Leerkanalstörungen, das Übersprechen und die Fehler beim
Quantisieren des analogen Eingangssignals (Quantisierungsfehler
genannt) vermindert ist. Bei einigen Systemen wurde die
Anzahl der zur Darstellung des Eingangssignals verwendeten
Quantisierungsintervalle vergrößert, wodurch die Größe jedes
einzelnen Quantisierungsintervalls vermindert wurde. Für Systeme,
die eine Binärkodierung verwenden, läßt sich zeigen,
daß das Hinzufügen von n Bits bzw. von 2 n Quantisierungsintervallen
im Idealfall den Einfluß einer Störung um 6n dB
vermindert, vorausgesetzt, daß die Analogstörung in diesem
System, verglichen mit der Größe des Quantisierungsintervalls,
klein bleibt.
Eine andere Technik besteht darin, dem ADC vorgeschaltet
eine Schaltung einzuführen, welche eine größere Verstärkung
für kleine Signale als für großamplitudige Analogsignale hat,
was man einen Dynamikpresser nennt, und dem DAC nachgeschaltet
eine Schaltung, welche eine umgekehrte Verstärkungscharakteristik
wie der Dynamikpresser aufweist, was man einen Dynamikdehner
nennt. Die Presser-Dehneranordnung vermindert
effektiv die Größe der Quantisierungsintervalle für Signale
kleiner Amplituden und vermindert dementsprechend die ungünstigen
Auswirkungen von Leerkanal- und Übersprechstörungen.
Diese Anordnung hat jedoch den Nachteil, daß sie einen nichtlinearen
Ansprechverlauf über den gesamten Amplitudenbereich
des analogen Eingangssignals einführt und erhöhte Quantisierungsfehler
für Signale großer Amplitude bewirkt. Eine weitere
vorgeschlagene Lösung ist in der US-PS 36 56 152 beschrieben,
wo ein 1/2 LSB-Rechtecksignal eingespeist
wird. Dafür wird eine 6-dB-Verbesserung in der Signalausgabe
in Anspruch genommen. Wie im folgenden erläutert wird, zeigt
eine weitergehende Analyse, daß die tatsächliche Maximalverbesserung
nur 3 dB beträgt.
Darüber hinaus ist noch eine weitere Lösung bekannt, welche
die Einspeisung eines bandbeschränkten, amplitudengesteuerten
Störsignals mit einem Frequenzgehalt außerhalb des interessierenden
Informationsbands vor der Analog-Digitalwandlung
beinhaltet. Diese Technik ist in der DE-AS 25 53 121
und der korrespondierenden US-PS 39 99 129 beschrieben. Als
Überlagerungssignal wird ein Rauschsignal verwendet.
Aus der DE-AS 12 85 511 ist bekannt, daß zur Verminderung
des Quantisierungsrauschens bei der PCM-Codierung eines Videosignals
vor der PCM-Codierung ein Signal überlagert wird,
dessen Frequenz gleich einem ungeradzahligen Vielfachen der
halben Zeilenfrequenz des Videosignals ist, und dessen
Spitze-zu-Spitze-Amplitude nicht kleiner als ein Quentisierungspegel
ist.
Von den bekannten Techniken liefern die einen nur relativ
geringe Verbesserungen des Signal-Rauschverhältnisses,
andere erweisen sich als umfangreich und teuer.
Aufgabe der Erfindung ist dementsprechend, ein Verfahren
zur Übertragung digitaler Information anzugeben, das gegenüber
bekannten Techniken ein erhöhtes Signal-Rauschverhältnis,
geringes Leerkanalrauschen und wenig Verzerrungen
zeigt und das mit relativ einfachen schaltungstechnischen
Mitteln durchführbar ist.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung mit dem im
Patentanspruch 1 angegebenen Verfahren gelöst.
Weitere, vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen
Verfahrens sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Erfindung umfaßt ein Verfahren und eine Vorrichtung
zur wesentlichen Verminderung der ungünstigen
Auswirkungen von Leerkanal-, Übersprech- und Quantisierungsfehlerstörungen,
welche auf eine extrem billige Weise
verwirklicht werden können und welche die Leistung eines
Systems zur Übertragung digitaler Information unter Verwendung
einer Analog-Digitalwandlung und einer Digital-Analogrückwandlung
verbessern. Unter dem breitesten Gesichtspunkt
umfaßt die Erfindung das Überlagern eines Informationssignals
mit einem gesteuerten Signal
einer bestimmten Spitzen-Spitzenamplitude (Doppelamplitude)
in Bezug auf die Größe eines niedrigstwertigen Bits (LSB) und
eines bestimmten Frequenzspektrums in bezug auf eine Frequenz,
mit welcher das zusammengesetzte Signal zur Umwandlung
der Information in digitale Form abgetastet wird
(Abtastfrequenz, Sampling-Frequenz). Das gesteuerte Signal
wird nach seinen Störunterdrückungseigenschaften und insbesondere
nach der Einfachheit des Herausziehens der Information
aus dem zusammengesetzten Signal ausgewählt. Gemäß einer
besonderen Ausführungsform wird eine Klasse von periodischen
Signalen angegeben, welche eine nahezu ideale Amplitudenverteilung
hat und einem idealen frequenzspektralen Gehalt sehr
nahe kommt. Die ideale Wellenform des gesteuerten Signals
hat eine minimale Spitzen-Spitzenamplitude, als Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion
und ist im wesentlichen frequenzkomponentenlos
sowohl in originaler als auch in abgewandelter
Form im interessierenden Durchlaßbereichsspektrum. Mit
"im wesentlichen frequenzkomponentenlos" ist gemeint, daß
alle im Durchlaßbereich auftretenden Frequenzkomponenten
einen Amplitudenpegel haben, der unter dem Rauschpegel
liegt, beispielsweise wenigstens 7 dB unterhalb der Durchlaßbereich-Amplitudencharakteristik bei einem Fernsprechsystem
mit Sprachqualität. Die Klasse von gesteuerten
Signalen enthält eine periodische symmetrische Dreieckswelle
mit einer ober- oder unterhalb des Durchlaßbereichs
liegenden Frequenz, welche eine Spitzen-Spitzenamplitude
von wenigstens einem niedrigstwertigen Bit (LSB) und unter
nicht idealen Bedingungen eine bevorzugte Spitzen-Spitzenamplitude
von ungefähr 3 bis ungefähr 4 LSB hat.
Das gesteuerte Störsignal ist auf eine Frequenz oberhalb
des Durchlaßbereichs gemittet, die gleich der Hälfte
der Sampling-Frequenz, versetzt um eine kleine Frequenz
δ, ist, oder unterhalb des Durchlaßbereichs auf die
kleine Frequenz δ. Die Dauer der Frequenz δ wird so gewählt,
daß sie klein, verglichen mit dem interessierenden
Zeitintervall bei der Störauswertung, ist. Ein typischer
Wert für die Dauer der Frequenz δ ist 0,1 s bei einem
Fernsprechsystem mit Sprachqualität.
Eine symmetrische Dreieckswelle wird für das gesteuerte
Signal bevorzugt, geeignet sind jedoch auch asymmetrische
Dreieckswellen, Sägezahnwellen und Überlagerungskombinationen
von Rechteckwellen ausgewählter Scheitelamplituden und
pseudoregelloser Phasenbeziehung. Mit "symmetrische Dreieckswelle"
ist eine periodische Welle aus zwei linearen Abschnitten
gleicher Zeitdauer gemeint. Mit "asymmetrische
Dreieckswelle" ist eine periodische Welle aus zwei linearen
Abschnitten ungleicher Zeitdauer gemeint. Eine solche Welle
wird oft etwas lax als Rampenwelle bezeichnet. Mit
"Sägezahnwelle" ist eine periodische Welle aus zwei linearen
Abschnitten gemeint, von denen einer im wesentlichen die
Zeitdauer Null bezüglich des anderen hat. Was mit "zusammengesetzter
bzw. Überlagerungskombination von Rechteckwellen"
gemeint ist, wird weiter unten bei der genauen Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen erläutert. Es ist zu beachten,
daß die analogen Wellenformen bei einem voll digitalisierten
System durch die digitalisierten Äquivalente
der analogen Wellenformen ersetzt sein können.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Vorrichtung
gemäß der Erfindung ist der Informationsausgang einer Analogsignalquelle
über ein dem Abtasten vorgelagertes Filter,
dessen Durchlaßcharakteristik sich so erstreckt wie ein gewünschter
Frequenzarbeitsbereich, mit einem ersten Eingang
eines Summiernetzwerks verbunden. Ein Signalgenerator, der
gesteuerte Signale des oben angegebenen Typs erzeugen kann,
ist mit einem weiteren Eingang des Summiernetzwerks verbunden.
Der Ausgang des Summiernetzwerks ist mit dem Signaleingang
eines Analog-Digitalwandlers (ADC) verbunden, dessen
Takteingang mit dem Ausgang eines Abtastgenerators
verbunden ist. Außerdem kann wahlfrei eine Tastspeicherschaltung,
die auch durch den Ausgangssignalzug
des Abtastgenerators getaktet wird,
zwischen dem Ausgang des Summiernetzwerks und dem Dateneingang
des ADC dazwischen geschaltet sein.
Bei einer weiteren Ausführungsform kann das periodische
gesteuerte Signal direkt in einen Komparatoreingang
des ADC oder irgendein anderes Eingangsintervall des ADC
eingespeist werden, welches die Wirkung hat, daß es das
periodische gesteuerte Signal und das Quellensignal während
der Wandlung summiert. Der Ausgang des ADC ist mit dem
Übertragungsmedium, beispielsweise einer Fernsprechteilnehmerleitungsschaltung
oder einer Informationshauptleitung
einer Nebenstellenanlage, verbunden. Am Empfängerende
des Übertragungsmediums werden die digitalen Informationssignale
durch einen Digital-Analogwandler (DAC),
der mit der gleichen Frequenz und synchron mit dem Abtasttaktgenerator
getaktet wird, in analoge Form rückgewandelt.
Die analogen Ausgangssignale des DAC werden über ein dem
Abtasten nachgeschaltetes Filter, welches eine Durchlaßcharakteristik
ähnlich derjenigen des dem Abtasten
vorgeschalteten Filters hat, auf die Benutzungseinrichtung
gegeben. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die Frequenz
des periodischen gesteuerten Störsignals gegenüber der Hälfte
der Abtastfrequenz versetzt, um zu verhindern, daß die
Dreieckswelle einen Effekt erzeugt, der Rechteckwellen entspricht,
die die gleichen Spitzen-Spitzenamplituden wie die
Differenz zwischen der begrenzten Anzahl von Samples des
periodischen gesteuerten Signals haben.
Im Betrieb ist das eingespeiste periodische gesteuerte
Signal mit der hier angegebenen Charakteristik immer dann
vorherrschend, wenn die Amplitude eines falschen Störsignals
kleiner als die Scheitelamplitude des gesteuerten Störsignals
ist und der Pegel auf dem Eingang des ADC nahe an einem
Übergangspunkt des Quantisierungsintervalls liegt. Im Falle
einer Leerkanalstörung besteht daher die nachfolgende Ausgabe
des DAC in erster Linie aus einem Signal, dessen Frequenzkomponenten
diejenigen des gesteuerten Signals sind.
Da das Spektrum dieser Komponenten außerhalb des Durchlaßbereichs
des dem Abtasten nachgeschalteten Filters
liegt, werden diese Störsignale ohne weiteres herausgefiltert.
In dem besonderen Fall der Quantisierungsfehlerstörung
wirkt das eingespeiste gesteuerte Signal als ein Vorspannungssignal,
welches bei Summierung mit einem Analog-Informationssignal
niedrigerer Frequenz am Eingang des ADC bewirkt, daß
das Tastverhältnis am Ausgang des ADC für das
digitalisierte Signal sich in einer Weise verändert, welche
durch das dem Abtasten nachgeschaltete Filter hinter
dem DAC in Amplitudenänderungen umgewandelt wird, die genauer
die wahre Form des analogen Eingangssignals wiedergeben.
Dieses Verfahren ist als Zittern (dithering) bekannt, da
Amplitudenänderungen des analogen Informationseingangssignals,
welche innerhalb eines Quantisierungspegels liegen,
auf den Ausgang des DAC übertragen werden, wodurch der Quantisierungsfehler
vermindert wird.
Zu den hauptsächlichen Vorteilen der Erfindung gehören
verbesserte Signal/Störeigenschaften bei digitalisierten
Systemen im Vergleich zu Zittertechniken, welche weißes
Rauschen oder Gaußsches Rauschen verwenden, und auch im
Vergleich zu einfachen Gesteuertsignal-Zittertechniken, wie
Rechteckwellen- oder Sinuswellen-Signaleinspeisung. Im besonderen
erzeugt die Klasse bevorzugter Einspeisungssignale
im Vergleich zu einer Rechteckwelle stark unterdrückte Oberwellen.
Die Klasse bevorzugter gesteuerter Signale ist
auch durch eine gleichförmige Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion
im Gegensatz zu der reinen Sinuswelle gekennzeichnet.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden im
folgenden in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung beschrieben.
Auf dieser ist bzw. sind
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Systems gemäß
der Erfindung,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines zweiten Systems gemäß
der Erfindung,
Fig. 3A eine graphische Darstellung von Quantisierungswert
über Quantisierungsintervall, wie sie durch
eine Analog-Digitalwandlung gefolgt von einer
Digital-Analog-Rückwandlung eines analogen Eingangssignals
erhalten wird, das kontinuierlich
über eine Anzahl von Quantisierungsintervallen
variiert,
Fig. 3B eine graphische Darstellung von mittlerer Störleistung
über Quantisierungsintervall für ein
System ohne Kompensation,
Fig. 3C eine graphische Darstellung von mittlerer Störleistung
über Quantisierungsintervall für eine
bekannte Störunterdrückungstechnik,
Fig. 3D eine graphische Darstellung von mittlerer Störleistung
über Quantisierungsintervall für die
Störunterdrückungstechnik gemäß der Erfindung,
wobei die Amplitude der Unterdrückung der eingespeisten
Störung kleiner als optimal ist,
Fig. 3E eine graphische Darstellung von mittlerer Störleistung
über Quantisierungsintervall für die
Störunterdrückungstechnik im Einsatz in einem
Analog-Digitalwandler mit äquidistanten Quantisierungswerten,
Fig. 3F eine graphische Darstellung der Wahrscheinlichkeit
des Auftretens einer Ausgangsstörung über
eine Anzahl von Quantisierungsintervallen für
ein eingespeistes gesteuertes Signal mit linearer
Zunahme der Amplitude und regelloser Anfangsamplitude,
Fig. 4A eine graphische Darstellung eines Dreiecks-Einspeisungssignals
gemäß der Erfindung,
Fig. 4B eine graphische Darstellung eines Rampen-Einspeisungssignals
gemäß der Erfindung,
Fig. 4C eine graphische Darstellung eines Sägezahn-Einspeisungssignals
gemäß der Erfindung,
Fig. 4D eine graphische Darstellung eines zusammengesetzten
Einspeisungssignals gemäß der Erfindung,
Fig. 5 eine Tabelle, in welcher die Kenndaten des Systems
der Fig. 1 unter Verwendung von gesteuerten Quellensignalen
des in Fig. 4 dargestellten Typs wiedergegeben
sind,
Fig. 6 ein Blockschaltbild in teilweise schematischer Form,
welches einen geeigneten Dreiecksgenerator zur Erzeugung
der gesteuerten Signale gemäß der Erfindung
zeigt,
Fig. 7A bis 7C graphische Darstellungen von ausgewählten
Komponenten des zusammengesetzten Signals des in
Fig. 4D dargestellten Typs, und
Fig. 8 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform
einer Übertragungsstation gemäß der Erfindung.
In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Systems gemäß
der Erfindung gezeigt. Wie in dieser Figur zu sehen, ist eine
Analogsignalquelle 10 an ihrem Ausgang mit dem Eingang eines
dem Abtasten (Samplen) vorgelagerten Filters bzw. Vor-Abtastfilters
11 verbunden. Die Signalquelle 10 kann irgendeine Analoginformations-Eingabevorrichtung, beispielsweise das Mikrophon eines
Standard-Telephonhörers, ein zu einem Telephon-Informationsumsetzer
gehöriges Modem (Modulator-Demodulator), eine
Computer-Sprachausgabeeinheit oder dergleichen, sein, welche
in der Lage ist, Analog-Informationssignale mit einem Frequenzgehalt,
der überwiegend in einem vorgegebenen Durchlaßbereich
liegt, zu erzeugen. Das Vor-Abtastfilter 11 umfaßt
ein Bandpaßfilter mit einer Durchlaßcharakteristik, die sich
ebenso erstreckt wie der interessierende Frequenzbereich.
Beispielsweise kann bei einem puls-code-modulierten (PCM-)Fernsprechsystem,
bei welchem sich das Frequenzspektrum ungefähr
von 300 bis 3400 Hz erstreckt, das Vor-Abtastfilter 11
ein 4-Pol-Bandpaßfilter mit einem Durchlaßbereich zwischen
300 und 3400 Hz umfassen. Der Ausgang des Vor-Abtastfilters
11 mit einem ersten Eingang eines herkömmlichen Summiernetzwerks
12 verbunden. Der verbleibende Eingang des Summiernetzwerks
12 ist mit dem Ausgang einer Quelle 14 für ein gesteuertes
Signal verbunden.
Die Quelle 14 kann irgendeine bekannte Oszillatorschaltung
umfassen, welche in der Lage ist, einen Ausgangssignalzug
mit bestimmter Frequenz- und Amplitudencharakteristik,
die gemäß den unten beschriebenen Kriterien ausgewählt werden,
zu erzeugen. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist
die Quelle für eine gesteuerte Störung ein Dreiecksgenerator,
der ein analoges Ausgangssignal bestimmter Frequenz
und Amplitude erzeugt, wie im folgenden erläutert wird.
Fig. 6 zeigt ein einfaches Beispiel. Der Dreiecksgenerator
umfaßt eine Multivibrator-Oszillatorschaltung 30 oder ein
äquivalentes Taktsignal, das über einen Widerstand R mit
einer Integratorschaltung 32 verbunden ist. An seinem Ausgang
erzeugt der Multivibrator 30 eine Rechteckwelle gewünschter
Frequenz. Der Integrator 32, welcher einen Verstärker A
und einen Zeitsteuerkondensator C in Rückkopplung enthält,
integriert die ausgegebene Rechteckwelle zu einer Dreieckwelle
der gleichen Frequenz. Die Amplitude und Linearität
werden durch die Verstärkung des Verstärkers A und die
durch den Kondensator C und den Widerstand R bestimmte
Zeitkonstante bestimmt.
Der Ausgang des Summiernetzwerks 12 (Fig. 1) ist mit
dem Signaleingang einer herkömmlichen Tastspeicherschaltung
15 verbunden, deren Ausgang mit dem Signaleingang eines
herkömmlichen Analog-Digitalwandlers 16 (ADC) verbunden
ist. Die Tastspeicherschaltung 15 und der ADC 16 können
zu einer Einheit zusammengefaßt sein. Bei Ausführungsformen,
bei denen sich das Signal verhältnismäßig langsam ändert,
kann die Tastspeicherschaltung 15 überflüssig und daher weggelassen
sein. Bei der bevorzugten Ausführungsform hat die
Tastspeicherschaltung 15 eine Ausregelzeit von 3,9 Mikrosekunden,
und der ADC 16 liefert ein 12-Bit-Parallel-Binärausgangssignal
und wird mit einer Abtastfrequenz getastet,
die nach den bekannten Kriterien ausgewählt ist.
Der Datenausgang des ADC 16 ist mit dem Eingang eines Übertragungsmediums
18, etwa einer Übertragungsleitung, einem
Funkübertragungsweg oder dergleichen, verbunden. Die Tastspeicherschaltung
15 und der ADC 16 werden durch einen Abtasttaktgenerator
20, welcher über einen Signalübertragungsweg
17 mit Takteingangsanschlüssen der Tastspeicherschaltung
15 und des ADC 16 verbunden ist, gestellt. Der
Abtasttaktgenerator 20 kann ein Taktimpulsgenerator sein,
der in der Lage ist, Ausgangsimpulse mit einer Frequenz
von 12 kHz zu erzeugen.
Die Breite der einzelnen Impulse des Taktimpulsgenerators
beträgt ungefähr 100 Nanosekunden. Die Frequenz des
Taktimpulsgenerators ist die Abtastfrequenz, die im folgenden
als f s bezeichnet wird.
Nach einer weiteren Ausführungsform (Fig. 8) ist die
Analogsignalquelle 10 über das Vor-Abtastfilter 11 direkt
mit einem Signaleingang von Komparatoren 116 innerhalb des
ADC 16 verbunden, während die gesteuerte Quelle 14 direkt
mit einem anderen Signaleingang der gleichen Komparatoren 116
verbunden ist, wodurch eine gesonderte Summeneinspeisung
eliminiert ist. Der digitalisierte Ausgang der Komparatoren
116 wird durch die verbleibende Schaltung 216 des ADC 16
mit Hilfe eines Taktsignals auf Leitung 17 dekodiert und
dem Übertragungsmedium 18 geliefert. Gemäß Fig. 2 umfaßt
das System alternativ eine Analogsignalquelle 10, deren
Ausgang mit dem Eingang des Vor-Abtastfilters 11 verbunden
ist, dessen Ausgang direkt mit der Tastspeicherschaltung
15 verbunden ist, die ihrerseits mit dem ADC 16 verbunden
ist. Die digitalisierte Ausgabe des ADC 16 wird auf einen
Digitaladdierer 12′ gegeben.
Die Quelle 14′ kann ein digitales Netzwerk umfassen,
welches eine sequentielle digitale Ausgabe von Werten
erzeugt, die dem momentanen digitalisierten Wert der bevorzugten
Analogsignalquelle entsprechen. Das digitale
Netzwerk ist entweder ein Digitalsignalgenerator, der direkt
eine Folge von Digitalwerten liefert, oder eine Analogsignalquelle,
die über eine Tastspeicherschaltung mit einem
ADC verbunden ist, der die gewünschten Digitalwerte erzeugt.
Zum besseren Verständnis der Weise, in der die Erfindung
arbeitet, ist es hilfreich, die Charakteristika der Analog-Digitalwandlung
und der Digital-Analogrückwandlung zu untersuchen.
Fig. 3A zeigt eine Spannungsdarstellung eines Digitalsignals
über seinem analogen Eingangs-Gegenstück.
Die X-Achse zeigt die analoge Eingangsspannung und die
Y-Achse die digitale Ausgabe, umgewandelt in die ihr äquivalente
Analogspannung, für die Werte der Eingangsspannung. Für jeden
diskreten Ausgangswert gibt es einen Satz von entsprechenden
Analog-Eingangswerten. Bei einem idealen Analog-Digitalwandler
gibt es für jeden Eingangswert nur einen einzigen entsprechenden
Ausgangswert bzw. Quantisierungspegel, und diese
Quantisierungspegel bzw. -werte liegen äquidistant längs
der Y-Achse. Die Amplitude von Eingangsspannungen längs der
X-Achse für jeden einzelnen Y-Achsen-Quantisierungswert ist
das Quantisierungsintervall. Damit ist Fig. 3A eine graphische
Darstellung von Quantisierungswert über Quantisierungsintervall.
Ein physikalisch realisierbarer Wandler zeigt gewisse
nicht-ideale Charakteristiken. Beispielsweise liegen die
Quantisierungswerte im allgemeinen in ungleichem Abstand.
Darüber hinaus zeigt selbst bei äquidistanten Quantisierungswerten
der ADC einen Quantisierungsfehler, der vom Auflösungsvermögen
der Wandlung abhängt. Bei der Rückwandlung eines digitalisierten
Analogsignals in analoge Form macht sich ein
Quantisierungsfehler als Verzerrung bemerkbar. Ferner liegt
am Eingang Kanalrauschen bzw. Kanalstörung vor. Deshalb existiert mehr als
ein Ausgangswert für einen Satz von Eingangswerten nahe einem
Übergangspunkt im Quantisierungsintervall. Die Breite
der Überlappung von Pegeldarstellungen 50 (Fig. 3A), die mit
A bezeichnet ist, stellt ein Maß für die Störung bzw. das Rauschen
dar. Eine durchschnittliche Überlappungslänge ist eine Eingangsspannung,
die ungefähr 1/8 LSB entspricht.
Fig. 3B bis 3E zeigen gewisse Charakteristiken eines
digitalen Übertragungssystems und des Systems gemäß der
Erfindung, welche das Verständnis der Erfindung unterstützen.
Zur Erzeugung des in Fig. 3B dargestellten Resultats
wird ein Testsignal am Eingang des Summierers 12 für
die gesteuerte Quelle eingespeist. Das Testsignal umfaßt
einen Spannungsdurchlauf, der von 0 Volt bis zum maximalen
Amplitudenbereich des ADC 16 variiert. Aus Fig. 3B läßt
sich ersehen, daß, wo ein Überlapp A der Quantisierungsintervalle
50 (Fig. 3A) vorhanden ist, eine erhöhte durchschnittliche
Störleistung in diesem Überlapp A deutlich
ist. Der durchschnittliche Störleistungspegel liegt so
lange in der in Fig. 3B dargestellten Weise vor, wie der
Überlapp weniger als ein Quantisierungsintervall beträgt.
Frequenz und Amplitude des
Signalzugs der Quelle für die gesteuerte Störung werden nach den
folgenden Kriterien ausgewählt. Sobald der Bereich der
interessierenden Frequenzen der Analog-Informationssignale
gewählt ist, kann die Frequenz des Abtasttaktgenerators 20
entsprechend den Nyquist-Kriterien ausgewählt werden. Die
Abtastfrequenz f s (Sampling-Frequenz) beträgt dementsprechend
mehr als das Doppelte der höchsten Frequenz im interessierenden
Durchlaßbereich. Die Größe und Anzahl der Quantisierungsintervalle
kann danach entsprechend dem gewünschten Präzisionsgrad
und dem Amplitudenbereich der zu verarbeitenden
Analogsignale ausgewählt werden. Sobald Abtastfrequenz und
Quantisierungsintervalle bekannt sind, wird die gesteuerte
Quelle 14 so eingestellt, daß sie ein Ausgangssignal erzeugt,
welches Frequenzen außerhalb des interessierenden Frequenzbands,
d. h., außerhalb des Durchlaßbereichs, hat. Das
effektivste Signal ist eine Dreieckswelle mit wenigstens
1 LSB Spitzen-Spitzenamplitude und vorzugsweise ungefähr
3,5 LSB Spitze-Spitze, bei einer Frequenz, welche gegenüber
der Hälfte der Abtastfrequenz um eine vergleichsweise
kleine Frequenz δ versetzt ist. Die Frequenz des gesteuerten
Signals oberhalb des Durchlaßbereichs wird mit
1/2 f s +δ oder 1/2 f s -δ (im folgenden mit 1/2 f s ±δ)
bezeichnet. Alternativ ist das gesteuerte Signal für unterhalb
des Durchlaßbereichs ein langsames periodisches Signal
bei einer Frequenz δ. Die periodische Dreieckswelle
mit der Frequenz 1/2 f s ±w, die in Fig. 4A gezeigt ist,
wird durch folgende Fourier-Reihe wiedergegeben
wobei δ ′=1/2 δ.
Eine Dreieckswelle erzeugt Oberwellen mit ungeradzahligen
Vielfachen der Grundwelle, so erzeugt beispielsweise eine
Dreieckswelle mit 1/2 f s ±w das Drei-, Fünf-, Siebenfache
usw. der Größe 1/2 f s ±δ. Nach dem Abtasten werden die
Grundwelle und die Oberwellen so abgewandelt, daß ein Signal
bei 1/2 f s ±δ, 1/2 f s ±3 δ, 1/2 f s ±5 δ usw. reproduziert
wird. Ähnlich erzeugt eine Dreieckswelle bei der
Frequenz δ Oberwellen bei 3 δ, 5 δ, 7 δ usw., welche
zu f s -w, f s -3 δ usw. abgewandelt werden. Die Amplitude
verschiedener Oberwellen eine Dreieckswelle sind verglichen
mit der Grundwelle stark unterdrückt. Beispielsweise
erzeugt die Dreieckswelle eine zweite Oberwelle und die dritte
Oberwelle ist 10,08 dB schwächer als die Grundwelle, die
fünfte Oberwelle 27,95 dB schwächer als die Grundwelle und
übrigen Oberwellen liegen sogar bei noch niedrigeren Werten.
Die natürlichen Oberwellen liegen im allgemeinen außerhalb
des Spektrums der interessierenden Frequenzen und sind stark
unterdrückt.
Die ideale Wellenform ist eine symmetrische Dreiecksform
bei einer Frequenz 1/2 f s ±δ oder bei δ, einer gleichförmigen
Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion, und eine Amplitude
von wenigstens 1 LSB und vorzugsweise ungefähr 3,5.
Andere Wellenformen geeigneter Eigenschaften sind die Rampenfunktion
(Fig. 4B). Die periodische Rampenfunktion bei
1/2 f s ±δ wird durch folgende Fourier-Reihe dargestellt:
Die Fourier-Reihe der periodischen Sägezahnwelle
oder asymmetrischen Dreieckswelle läßt sich ebenfalls ableiten.
Die genaue Form hängt von den relativen Zeitdauern der
verschiedenen Phasenabschnitte ab.
Zur weiteren Klärung der Charakteristika der bevorzugten
Wellenform des gesteuerten Signals ist zu bemerken, daß
eine Dreieckswelle bei einer Frequenz 1/2 f s ±δ ganz ähnlich
einem Rechteckwellensignal mit einer Grundfrequenz bei
1/2 f s ist, welches eine Zweiseitenbandamplitude bei unterdrücktem
Träger, moduliert mit einer Dreieckswelle der Frequenz
δ, ist.
Eine amplitudenmodulierte Rechteckwelle kann in einem
praktischen System verwendet werden. Ein solches Signal ist
jedoch schwieriger zu erzeugen als eine einfache Dreieckswelle
an der bezeichneten Frequenz, welche beispielsweise
mittels der Schaltung der Fig. 6 erzeugt werden könnte.
Eine weitere Alternativausführungsform zu dem einfachen
Dreiecksgenerator ist eine zusammengesetzte Welle, welche
durch eine Kombination aus diskreten Rechteckwellen ausgewählter
Amplitude und pseudoregelloser Phasenbeziehung
gebildet ist. Eine Wellenform eines solchen Signals an einem
ausgewählten Zeitpunkt ist in Fig. 4D gezeigt. In Fig. 7 ist
eine Reihe von Rechteckwellen gezeigt, welche die Wellenform
der Fig. 4D umfaßt. Die Grund-Rechteckwelle (Fig. 7A) hat
eine Spitzen-Spitzenamplitude von 1/2 LSB, synchronisiert
mit dem Abtastsignal von 1/2 f s . Die zweite Rechteckwelle
(Fig. 7B) liegt auf einem Wert von 1/4 LSB bei einer Frequenz
von 1/2 f s -δ, die dritte Rechteckwelle (Fig. 7C)
auf einem Wert von 1/8 LSB bei einer Frequenz von
1/2 f s -δ-ε, usw. (ε gibt an, daß die Versetzung
der Rechteckwellen kleinerer Amplitude im gleichen Bereich
wie δ liegt, aber nicht so nahe bei den gegenseitigen
Frequenzen, daß langsam veränderliche Störeffekte erzeugt
werden, die in einem Sprachübertragungssystem hörbar sind).
Die Auswahl von Rechteckwellen sich unterscheidender Frequenzen
ohne augenscheinliche Synchronisation erzeugt eine
pseudoregellose Phasenbeziehung. Eine geeignet ausgewählte
Reihe von aufsummierten Rechteckwellen erzeugt eine korrekte
Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion und Frequenzspektrum,
und langsam veränderliche Störeffekte sind minimalisiert,
wenn die einzelnen Frequenzen nicht zu nahe beieinanderliegen,
d. h., für Fernsprechanwendungen um wenigstens 10 Hz
getrennt sind. Eine solche Signalerzeugungstechnik kann zwar
angewandt werden, die gegenwärtige Technologie betrachtet
es jedoch allgemein als wünschenswerter eine einzelne Dreieckswelle
bei einer ausgewählten Frequenz zu verwenden.
Nochmals eine weitere Technik zur Verbesserung der
Signalübertragung besteht darin, ein
digitales gesteuertes Signal in einem System gemäß Fig. 2
zu verwenden. Die gesteuerte Quelle 14′ erzeugt dann eine
Darstellung des gesteuerten Signals in digitaler Form.
Beispielsweise kann während einer Periode die gesteuerte
Quelle 14′ die Dreiecks-Binärfolge 00000₂ bis 00110₂ in
einer Viertelperiode; 00110₂ bis -00110₂ in einer Halbperiode;
-00110₂ bis 00000₂ in einer Viertelperiode, getaktet
mit der Abtastfrequenz ±δ liegen.
Nachdem nun die Charakteristika des Betriebs mit dem
gesteuerten Signal erläutert sind, ist es hilfreich, nun
genauer zu betrachten, wie die hier beschriebene Einspeisung
oder digitale Addiertechnik bezüglich einer Verbesserung
der Leistungsfähigkeit des erfindungsgemäßen Systems funktioniert.
Bezugnehmend auf Fig. 3B hat ein gegebenes Maß an
Eingangsstörung am SDC 16 eine bestimmte Amplituden-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion,
so daß sich, wenn die Amplitudenverschiebung
(die X-Achse) am ADC langsam durch einen
Bit-Übergangspunkt variiert, die Störungs-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion
in der Ausgangsstörung des DAC 22 widerspiegelt.
In Fig. 3B ist die Eingangsstörung ein pseudo-Gaußsches
Signal mit einem Pegel von 1/8 LSB Spitze-Spitze.
Fig. 3B zeigt den Störungspegel am Ausgang des DAC 22 normalisiert
auf Einheitspegel.
Ein eingespeistes gesteuertes Signal einer Rechteckwelle
mit 1/2 LSB Spitze-Spitze erzeugt das in Fig. 3C gezeigte
Resultat. Es wird eine 3-dB-Verbesserung gegenüber
dem Leerkanal-Störpegel der Fig. 3B beobachtet. Im früheren
Arbeiten, insbesondere in der US-PS 36 56 152 ist jedoch angegeben,
daß theoretisch eine 6-dB-Verbesserung aus der
Addition einer 1/2-LSB-Rechteckwelle resultiert. Eine weitere
theoretische Analyse und experimentelle Verifizierung
zeigen, daß die Einspeisung einer 1/2-LSB-Rechteckwelle
(am Ausgang des Analog-Digitalwandlers) bei der dem
schlimmsten Fall entsprechenden Verschiebung den gleichen
Störpegel erzeugt wie ohne Einspeisung einer Rechteckwelle,
wenn auch die Störung nur in jeder zweiten Abtastung vorhanden
ist. Die Amplitude eines mit 50% Tastverhältnis modulierten
Störsignals ist 3 dB niedriger als diejenige eines
unmodulierten Störsignals. Daher kann die Technik der US-PS
36 56 152 nur zu einer 3 dB-Verbesserung führen. Selbst
eine Verbesserung im Ausmaß von 3 dB ist unerreichbar,
wenn der Leerkanalstörungspegel größer als ungefähr
1/4 LSB Spitze-Spitze ist, da sich die Ausläufer 60, 62
(Fig. 3C) der Verteilungen der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion,
die dabei erhalten werden, überlappen, wenn die
eingespeiste Rechteckwelle der gesteuerten Quelle gemäß der
genannten Patentschrift zum Störsignal addiert wird, und
zu einem größeren Wert als der Scheitelamplitude addieren.
Bei Einspeisung einer Dreieckwelle mit 1/2 LSB Spitze-Spitze,
welche die Charakteristiken gemäß der Erfindung hat,
wird eine 6 dB-Verbesserung erzeilt, wenn eine Störung mit
1/8 LSB Spitze-Spitze vorhanden ist. Fig. 3D zeigt eine
solche Charakteristik. Durch Vergleich mit der Wellenform
der Fig. 3C kann man sehen, daß keine Überlappung im Störsignal
bei diesem Signalpegel bei der Technik gemäß der Erfindung
entsteht.
Wenn eine Störung irgendeiner Form mit einem Äquivalentpegel
von 1 LSB Spitze-Spitze in einem System mit äquidistanten
Quantisierungsintervallen vorhanden ist, erzeugt gemäß
der Erfindung ein eingespeistes gesteuertes Dreieckwellensignal
mit 1 LSB Spitze-Spitze eine maximale Unterdrückung.
Wie in Fig. 3E gezeigt, erzeugt ein eingespeistes gesteuertes
Signal mit 1 LSB Spitze-Spitze eine 9-dB-Verbesserung, wenn
die Störung einem Pegel von 1/8 LSB Spitze-Spitze äquivalent
ist. Ferner ist außerdem die Störung im wesentlichen gleichmäßig
über die Amplitude des Analogsignals verteilt. Die
Verbesserung für eine 1-LSB-Dreieckwelle ist proportional
zu √, wobei N die Breite des LSB-Intervalls und B der quadratische
Mittelwert der Äquivalenzstörung (Ruhe-Störung) am Eingang
des ADC ist.
Das Einspeisen eines Dreieckwellen-Zittersignals mit
1 LSB Spitze-Spitze erzeugt eine 6-dB-Verbesserung, wenn am
Eingang des ADC eine 1/4 LSB-Äquivalenzstörung vorliegt,
und eine 12-dB-Verbesserung ist möglich, wenn am Eingang
des ADC eine 1/16 LSB Äquivalenzstörung vorliegt.
Bei den meisten Informationsübertragungssystemen, die
eine digitale Übertragung benutzen, ist eine bedeutsame
Abweichung vom Ideal exakt gleicher Quantisierungspegel
vorhanden. Daher können einige Bit-Übergänge ungleichmäßig
im Abstand über den Bereich des ADC und des DAC liegen.
Wenn beispielsweise Bit-Übergangspegel um 1/2 LSB gegenüber
ihren Idealpegeln versetzt sind, können zwei Übergänge
innerhalb 1/2 LSB voneinander liegen. Als Folge davon erzeugt
die Einspeisung einer Rechteckwelle mit 1/2 LSB Spitze-Spitze
wegen der Überlagerung angrenzender Störungsmaxima keine Verbesserung.
Nichtsdestoweniger verbessert die Einspeisung
einer Dreieckswelle der gleichen Amplitude das Signal/Störverhältnis.
In einem solchen Fall wäre die Verbesserung
3 dB weniger als diejenige, die mit einem idealen ADC erreichbar
wäre.
Das Ergebnis ist eine verbesserte Störunterdrückung
ohne nennenswerte Verschlechterung der Systemleistung, und
während im Rahmen des Stands der Technik im allgemeinen
gelehrt wird, daß die Amplitude des Zittersignals nicht
groß im Vergleich zu 1 LSB sein soll, wird erfindungsgemäß
das Zittersignal so gewählt, daß es eine 3 bis 4-LSB-Wellenform
mit gleichförmiger Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion
ist.
Eine kurze Erläuterung des Grundes für eine solche verbesserte
Unterdrückung in der Störungscharakteristik wird
nun in Verbindung mit Fig. 3F gegeben.
In Fig. 3F ist graphisch die erwartete Amplitude der
mittleren Störleistung einer Wellenform gleichförmiger Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion
am Ausgang eines DAC gezeigt,
wenn der Ruhepegel des Eingangs vom Nullpegel nach einem
Pegel x eines willkürlichen Ausgangspunkts durchgefahren
wird. Wenn die Durchfahr-Wellenform die Amplitude x hat
und bei A/2 unterhalb eines Quantisierungsübergangs
Null beginnt, folgt die Störleistung der Kurve 40 der
Fig. 3F. Wenn jedoch das Durchfahren die Amplitude x hat,
aber bei A/2 oberhalb des Quantisierungsübergangs beginnt,
wird die Störleistung durch Kurve 42 der Fig. 3F gegeben.
Die Störung wird an den Übergangspunkten minimalisiert, wenn
diese bekannt sind. Für einen willkürlichen Ausgangspunkt
liegt jedoch die Amplitude der Störung für diese Quantisierungsintervalle
zwischen diesen beiden Kurven 40 und
42, wobei die Spitzenstörung für das erste Quantisierungsintervall
gleich 2A, das Maximum im zweiten Quantisierungsintervall
3/2A, und das Maximum im n-ten Quantisierungsintervall
ist, wobei A klein verglichen
mit dem Quantisierungsintervall ist.
Fig. 5 ist eine Tabelle, welche das Rauschen relativ
zu einer perfekten Anpassung für die größte Fehlanpassung
des Bit-Pegels (Spalte B) und den entsprechenden Pegel
des Basissignals, verglichen mit einem Minimum eines Einquantenpegels
(Spalte C) sowie den entsprechenden Verlust
am Amplitudenbereich (Spalte D) bei einem 12-Bit ADC/DAC-System
zeigt, welches einen Dreieckwellendurchlauf mit
ausgewählten Amplituden aus einer Quelle gesteuerter Störung
verwendet (Spalte A). Die Information in Spalte B entspricht
dem in Fig. 3F dargestellten Extremum.
Die Frequenz des Ruhepegeldurchlaufs ist ebenfalls
wichtig. Wenn der Ruhepegel zu langsam über die Quantisierungsintervalle
geführt wird, d. h., mit ungefähr weniger
als 10 Hz, dann wird dies als ein Pulsieren hörbar.
Wenn jedoch die Durchlaufgeschwindigkeit ungefähr 300 Hz
überschreitet, wird dieser Effekt als Ton im Durchlaßbereich
hörbar. Deshalb liegt die Durchlaufgeschwindigkeit
vorzugsweise über 10 Hz und unter 300 Hz, wobei insbesondere
die besten Ergebnisse im Bereich von ungefähr
20 Hz bis ungefähr 60 Hz erzeilt werden. Unter Anwendung
dieser Kriterien liegt der Bereich der Frequenzversetzung δ
zwischen ungefähr 20 Hz und ungefähr 60 Hz.
Was die weitere Erläuterung des Systems anbelangt, so
ist gemäß Fig. 1 der Ausgang des ADC 16 mit dem Sendeende
des Übertragungsmediums 18 verbunden. Das Übertragungsmedium
überträgt das zusammengesetzte digitalisierte Signal
an eine Empfangsstation an einem Empfangsende.
Am Empfangsende des Systems werden die digitalen Informationssignale
auf dem Übertragungsmedium 18 auf den
Dateneingang eines herkömmlichen Digital-Analogwandlers
(DAC) 22 gekoppelt, welcher eine Auflösung von 2,5 Millivolt
pro LSB und einen Ausgangsbereich hat, der sich genauso
erstreckt wie der analoge Eingangsbereich des ADC 16, wenn
das Quantisierungsintervall des ADC 16 so gewählt ist, daß
es 2,5 Millivolt pro LSB beträgt. Der Takteingang des DAC 22
ist mit dem Ausgang des Abtasttaktgenerators 20 mittels
eines Leiters 17 verbunden, so daß der DAC 22 mit der gleichen
Geschwindigkeit getaktet wird wie der ADC 16. Der Ausgang
des DAC 22 ist mit dem Eingang eines Nach-Abtastfilters
24 verbunden, welches ein Bandpaßfilter mit einer
Durchlaßcharakteristik umfaßt, die im wesentlichen gleich
derjenigen des Vor-Abtastfilters 11 ist. Sein Ausgang ist
mit einer geeigneten Benutzungsvorrichtung 25, beispielsweise
mit einem Telephonhörer verbunden.
Im Betrieb werden von einer Analog-Signalquelle 10
herkommende analoge Informationssignale durch das Vor-Abtastfilter
11 geführt, wo unerwünschte Frequenzkomponenten
wesentlich vermindert oder eliminiert werden, und in der
Summierzusammenführung 12 zu den periodischen gesteuerten
Signalen aus Quelle 14 summiert, das zusammengesetzte Signal
wird in der Tastspeicherschaltung 15 sequentiell abgetastet
und im ADC 16 in digitale Form gewandelt, wobei sowohl
das Abtasten als auch das Umwandeln mit der Abtastgeschwindigkeit
f s geschehen. Die empfangenen digitalen
Informationssignale, die durch das Übertragungsmedium 18
geführt wurden, werden durch den DAC 22, welcher mit der
Geschwindigkeit f s getaktet wird, rückgewandelt. Das sich
ergebende analoge Ausgangssignal des DAC 22 wird durch
das Nach-Abtastfilter 24 gefiltert, um im wesentlichen
alle Frequenzkomponenten zu beseitigen, die außerhalb
des gewünschten Frequenzbands liegen, und dann auf die
Benutzungsvorrichtung 25 gegeben.
Ein System, welches eine solche Quelle für gesteuerte
Signale gemäß der Erfindung enthält, ist in der Lage, unerwünschte
Störungen in nennenswertem Maße zu vermindern.
Ferner läßt sich die Erfindung leicht auf existierende
Systeme zur Übertragung von digitaler Information anwenden,
indem einfach das Summiernetzwerk 12 und die gesteuerte
Signalquelle 14 am Dateneingang einer existierenden
Tastspeicherschaltung hinzugefügt werden. Es ist zu beachten,
daß das Signal direkt mit dem Dateneingang des
ADC gekoppelt werden kann. Ferner kann die Erfindung, wenn sie
auch in bezug auf ein digitales Informationsübertragungssystem
beschrieben worden ist, in anderen Signalverarbeitungssystemen,
etwa in digitalen Audio- oder Videoaufzeichnungssystemen,
mit großem Vorteil angewandt werden.
Es ist ferner zu beachten, daß die Erfindung in digitalen
Informationssystemen angewandt werden kann, welche einen
Dynamikpresser vor dem ADC und einen Dynamikdehner hinter
dem DAC enthalten.
Ferner können verschiedene Komponenten in einem physikalisch realisierbaren
System verbessert werden. Beispielsweise kann ein typisches Summiernetzwerk
12 einen 20 Megohm-Mischwiderstand enthalten,
wo der Quantisierungspegel so ausgewählt wird, daß er
nur 1 LSB beträgt. Jedoch kann in einem System, welches
einen Durchlauf durch 3,5 Quantisierungspegel verwendet, ein proportional
kleinerer Mischwiderstand mit dem Ergebnis einer
Verminderung an statistischem Rauschen verwendet werden.
Claims (15)
1. Verfahren zur Verminderung von Störungen in einem
digitalen Informationsübertragungssystem,
bei dem ein analoges Eingangssignal, dessen Spektralgehalt innerhalb eines bestimmten Arbeitsfrequenzbandes liegt, in ein digitales Signal mit einer bestimmten Anzahl von Quantisierungspegeln bestimmter Größe umgesetzt wird,
bei dem ein periodisches gesteuertes Signal überlagert wird, dessen maximale Spitze-zu-Spitze-Amplitude nicht kleiner als ein Quantisierungspegel ist,
bei dem das digitale Signal mit einer vorgegebenen Abtastgeschwindigkeit an ein Übertragungsmedium gegeben wird und am Empfängerende des Übertragungsmediums in analoge Form umgewandelt wird,
dadurch gekennzeichnet, daß das periodische gesteuerte Signal einen Spektralgehalt besitzt, der im wesentlichen frei von Frequenzkomponenten innerhalb der Grenzen des Arbeitsfrequenzbandes ist, und es einen Verlauf hat, der die Bedingungen einer gleichförmigen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion erfüllt.
bei dem ein analoges Eingangssignal, dessen Spektralgehalt innerhalb eines bestimmten Arbeitsfrequenzbandes liegt, in ein digitales Signal mit einer bestimmten Anzahl von Quantisierungspegeln bestimmter Größe umgesetzt wird,
bei dem ein periodisches gesteuertes Signal überlagert wird, dessen maximale Spitze-zu-Spitze-Amplitude nicht kleiner als ein Quantisierungspegel ist,
bei dem das digitale Signal mit einer vorgegebenen Abtastgeschwindigkeit an ein Übertragungsmedium gegeben wird und am Empfängerende des Übertragungsmediums in analoge Form umgewandelt wird,
dadurch gekennzeichnet, daß das periodische gesteuerte Signal einen Spektralgehalt besitzt, der im wesentlichen frei von Frequenzkomponenten innerhalb der Grenzen des Arbeitsfrequenzbandes ist, und es einen Verlauf hat, der die Bedingungen einer gleichförmigen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion erfüllt.
2. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein periodisches gesteuertes Signal erzeugt wird, welches
auf eine Frequenz gemittelt ist, die geringfügig gegenüber der
Hälfte der Frequenz der Abtastgeschwindigkeit versetzt ist.
3. Verfahren nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein periodisches gesteuertes Signal erzeugt wird, welches
auf eine Frequenz zwischen ungefähr 10 Hz und ungefähr 300 Hz
gemittelt ist.
4. Verfahren nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet,
daß das periodische gesteuerte Signal auf eine Frequenz zwischen
20 und 60 Hz gemittet ist.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
dadurch gekennzeichnet,
daß das Liefern eines digitalen Signals das Kombinieren des
analogen Eingangssignals und des gesteuerten Signals zu einem
zusammengesetzten Signal und das Umwandeln des zusammengesetzten
Signals in digitale Form mit der ausgewählten Abtastgeschwindigkeit
umfaßt.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß als periodisches gesteuertes Signal ein Dreiecksignal
verwendet wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß als periodisches gesteuertes Signal ein Sägezahnsignal
verwendet wird.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß als periodisches gesteuertes Signal ein Kippsignal verwendet
wird.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß als periodisches gesteuertes Signal die algebraische Summe
einer Zusammensetzung aus periodischen Rechtecksignalen
verwendet wird, die sich in Frequenz und Amplitude unterscheiden,
wobei das Rechtecksignal größter Amplitude bei einer
Frequenz liegt, die gleich der Hälfte der Abtastgeschwindigkeit
ist, und daß die anderen Rechtecksignale geringfügig
gegenüber der Hälfte der Abtastgeschwindigkeit und geringfügig
gegeneinander versetzt sind, wobei jedes der anderen
Rechtecksignale eine Amplitude hat, die 1/n² der Maximalamplitude
nicht überschreitet, wobei n=2,3 . . . ist.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein periodisches gesteuertes Signal verwendet wird, dessen
Wellenform und zulässigen Frequenzkomponenten durch die
Fourier-Reihe eines auf die Versetzungsfrequenz gemitteten
Dreiecksignals definiert sind.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10,
dadurch gekennzeichnet,
daß das periodische gesteuerte Signal eine Amplitude von etwa
3,5 Quantisierungspegeln besitzt.
12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9,
dadurch gekennzeichnet,
daß das periodische gesteuerte Signal dem analogen Eingangssignal
zur Erzeugung eines zusammengesetzten Signals überlagert
wird, und das zusammengesetzte Signal in das digitale
Signal umgesetzt und übertragen wird,
und daß in dem aus dem empfangenen digitalen Signal gewonnenen
analogen Signal im wesentlichen alle außerhalb des Arbeitsfrequenzbandes
liegenden Frequenzen durch Filtern beseitigt werden.
13. Vorrichtung zur Durchführung eines Verfahrens nach einem
der Ansprüche 1 bis 12
mit einer Analogsignalquelle (10), einer Einrichtung (14) zur Erzeugung eines periodischen gesteuerten Signals,
mit einer Einrichtung (12) zum Zusammensetzen des Analogsignals und des periodischen gesteuerten Signals zu einem zusammengesetzten Signal, und
mit einer Einrichtung (16) zum Umwandeln des zusammengesetzten Signals in ein Digitalsignal,
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (14) ein Signal erzeugt, dessen Spektralgehalt im wesentlichen frei von Frequenzkomponenten innerhalb des Arbeitsfrequenzbandes ist, und dessen maximale Spitze-zu-Spitze-Amplitude größer als ein Quantisierungspegel ist.
mit einer Analogsignalquelle (10), einer Einrichtung (14) zur Erzeugung eines periodischen gesteuerten Signals,
mit einer Einrichtung (12) zum Zusammensetzen des Analogsignals und des periodischen gesteuerten Signals zu einem zusammengesetzten Signal, und
mit einer Einrichtung (16) zum Umwandeln des zusammengesetzten Signals in ein Digitalsignal,
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (14) ein Signal erzeugt, dessen Spektralgehalt im wesentlichen frei von Frequenzkomponenten innerhalb des Arbeitsfrequenzbandes ist, und dessen maximale Spitze-zu-Spitze-Amplitude größer als ein Quantisierungspegel ist.
14. Vorrichtung nach Anspruch 12,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Einrichtung (14) zur Erzeugung eines periodischen gesteuerten
Signals einen Dreiecksignalgenerator aufweist, der
Dreiecksignale mit einer maximalen Spitze-zu-Spitze-Amplitude
von etwa 3,5 Quantisierungspegeln erzeugt.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Grundfrequenz des Dreieckwellengenerators auf eine
Frequenz gemittet ist, welche zwischen ungefähr 10 Hz und
ungefähr 300 Hz, vorzugsweise zwischen 20 Hz und 60 Hz, gegenüber
der Hälfte der Abtastfrequenz versetzt ist.
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