DE2840243C2

DE2840243C2 -

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Publication number: DE2840243C2
Application number: DE2840243A
Authority: DE
Inventors: James M. Santa Clara Calif. Us Kasson; Martin H. Berkeley Calif. Us Graham
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: Siemens Business Communication Systems Inc
Priority date: 1978-01-16
Filing date: 1978-09-15
Publication date: 1988-05-26
Also published as: GB2013053B; GB2013053A; US4187466A; JPS6318372B2; DE2840243A1; FR2425182A1; JPS5498508A; NL7808436A; CA1103763A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Verminderung von Störungen in einem digitalen Informationsübertragungssystem, bei dem Information zwischen zwei oder mehr Stationen in digitaler Form übertragen wird. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Fehlerverminderung bei Systemen, bei denen digitale Information mittels einer Zittertechnik mit einem gesteuerten Signal übertragen wird. Diese Technik wird auch mit dem englischen Wort "Dithering" bezeichnet.

Auf dem Gebiet der Informationsübertragung ist es übliche Praxis, Information vor der Übertragung von einer Station an einem ersten Ort aus einer analogen Form in eine digitale Form umzuwandeln und die an einem zweiten Ort empfangene Information aus der digitalen in die analoge Form rückzuwandeln. Bei einem typischen System geschieht die Analog-Digitalwandlung durch Herausgreifen bzw. Abtasten aufeinanderfolgender Abschnitte des analogen Eingangssignals mit einer Geschwindigkeit, die ausreicht, um eine Umwandlung in einer theoretisch fehlerfreien Weise unter idealisierten Bedingungen durchzuführen, und indem ein für die Dauer des Herausgreifzeitabschnitts im wesentlichen konstantes Signal erzeugt wird, wobei die Größe des konstanten Signals während einer solchen Zeitdauer die Größe des analogen Signals im Augenblick des Herausgreifens repräsentiert. Die Größe des konstanten Signals ist auf eine verhältnismäßig kleine Feste Anzahl von möglichen Werten über dem gesamten vorgegebenen Amplitudenbereich des analogen Eingangssignals beschränkt, ein Vorgehen, das man Quantisierung nennt, wobei jeder Wert einem anderen Amplitudenbereich oder Quantisierungsintervall zugeordnet ist, derart, daß alle Signalamplituden, die innerhalb eines spezifischen Quantisierungsintervalls liegen, in ein konstantes Signal gleicher Größe umgewandelt werden. Beispielsweise kann bei einem 7-Bit-Binärsystem ein analoges Eingangssignal mit Amplituden im Bereich zwischen 0 und 1,28 Volt in verschiedene Werte quantisiert werden, von denen jedem ein Bereich von 0,01 Volt zugeordnet ist, so daß Eingangssignale mit Amplituden im 0-Bereich von -0,005 bis +0,005 Volt in ein 0-Volt-Signal umgewandelt werden; Eingangssignale mit Amplituden im Bereich zwischen 0,05 und 0,015 Volt werden in ein konstantes Signal der Größe von 0,01 Volt umgewandelt; Signale zwischen 0,015 und 0,025 Volt werden in ein konstantes Signal einer Größe von 0,02 Volt umgewandelt; usw. Die Spannungsgrößen 0,005, 0,015, 0,025 usw., die die Endpunkte der Bereiche definieren, werden Übergangspunkte oder Quantisierungswerte genannt. Die Intervalle zwischen Übergangspunkten werden Quantisierungsintervalle genannt. Ideal gesehen sind die Quantisierungsintervalle im Wert gleich und definieren ein niedrigstwertiges Bit (least significant bit, LSB). An der Empfängerstation wird die in digitaler Form übertragene Information üblicherweise in analoge Form rückumgewandelt, was in zu der oben beschriebenen Weise umgekehrter Weise geschieht.

Solche Systeme haben ein weites Anwendungsfeld gefunden und werden in zunehmendem Maße bei Fernsprechsystemen zur Übertragung von Sprache und anderer analoger Information verwendet. Solche Systeme sind typischerweise so ausgelegt, daß sie über einen gegebenen Bereich von analogen Eingangssignalfrequenzen arbeiten. Beispielsweise liegt bei Fernsprechanwendungen dieser Bereich üblicherweise im hörbaren Bereich von ungefähr 300 Hz bis ungefähr 3400 Hz. Das Ansprechen des Systems beschränkt sich auf diesen Bereich, indem das analoge Eingangssignal vor der Analog-Digitalwandlung mit Hilfe eines Bandpaßfilters, welches eine im Bereich zwischen 300 und 3400 Hz liegende Durchlaßcharakteristik aufweist, und das rückumgewandelte Analogsignal mit einem dem Herausgreifen nachgeschalteten, bzw. Nach-Abtastfilter (post-sampling filter) ähnlicher Durchlaßcharakteristik gefiltert werden.

Solche Systeme haben jedoch den Nachteil, daß sie auf regellose Störungssignale vor dem Analog-Digitalwandler (ADC) anfällig sind, die im Ansprechfrequenzbereich des Systems liegen, wobei solche Signale üblicherweise Störsignale genannt werden, im Gegensatz zu Informationssignalen, deren Informationsgehalt zur Empfangsstation übertragen werden soll. Bei Gegenwart von Störsignalen kann der Informationsgehalt, der übertragen und empfangen werden soll, am Empfangsende des Systems maskiert sein und fehlerhaft dargeboten werden. Idealerweise sollte bei unbesetztem Kanal, d. h., wenn keine Information an der Eingangsseite des Systems vorliegt, der Ausgang des ADC auf einem konstanten Nullpegelwert liegen. In der Praxis driftet jedoch bei einem typischen ADC der Nullpegel. Daher kann ein zufälliges bzw. unechtes und Störsignal mit extrem kleiner Amplitude bewirken, daß der ADC ein Ausgangssignal erzeugt, welches einen Wert höher oder niedriger als Null quantisiert, wenn der Nullwertpegel bis in die Nähe eines Übergangspunkts gedriftet ist. Dieses fehlerhafte Ausgangssignal wird dann als fehlerhaftes Analogsignal hinter dem Digital-Analogwandler (DAC) wiedergegeben.

Bei Systemen, die einen Mehrkanaleingang verwenden, der sequentiell auf den ADC gekoppelt wird, d. h., bei einem gemultiplexten Mehrkanalsystem, liegt typischerweise eine Störung in Form eines Übersprechens von einem in der Nähe gelegenen Kanal vor. Da das Übersprechstörsignal die spektrale Zusammensetzung der Sprache hat und deshalb innerhalb des Frequenzansprechbereichs des Systems liegt, können Übersprechsignale selbst extrem kleiner Amplitude das Systembandpaßfilter durchlaufen und die Größe des herausgegriffenen analogen Informationseingangssignals nach einem Wert hin ändern, der innerhalb des nächsten Quantisierungsintervalls liegt, und zwar insbesondere dann, wenn das Eingangssignal allein sehr nahe bei einem Übergangspunkt liegt. Das Ergebnis ist, daß der ADC ein fehlerhaftes Ausgangssignal erzeugt, welches durch den DAC in analoge Form rückgewandelt wird. Da das Spektrum dieses Signals seinem Wesen nach dasjenige von Sprache ist, lassen sich solche Störungen nicht durch das dem Herausgreifen nachgeschaltete Filter hinter den DAC herausfiltern.

Es wurden daher Anstrengungen unternommen, Systeme des obigen Typs zu entwerfen, bei welchen die Empfindlichkeit auf Leerkanalstörungen, das Übersprechen und die Fehler beim Quantisieren des analogen Eingangssignals (Quantisierungsfehler genannt) vermindert ist. Bei einigen Systemen wurde die Anzahl der zur Darstellung des Eingangssignals verwendeten Quantisierungsintervalle vergrößert, wodurch die Größe jedes einzelnen Quantisierungsintervalls vermindert wurde. Für Systeme, die eine Binärkodierung verwenden, läßt sich zeigen, daß das Hinzufügen von n Bits bzw. von 2ⁿ Quantisierungsintervallen im Idealfall den Einfluß einer Störung um 6n dB vermindert, vorausgesetzt, daß die Analogstörung in diesem System, verglichen mit der Größe des Quantisierungsintervalls, klein bleibt.

Eine andere Technik besteht darin, dem ADC vorgeschaltet eine Schaltung einzuführen, welche eine größere Verstärkung für kleine Signale als für großamplitudige Analogsignale hat, was man einen Dynamikpresser nennt, und dem DAC nachgeschaltet eine Schaltung, welche eine umgekehrte Verstärkungscharakteristik wie der Dynamikpresser aufweist, was man einen Dynamikdehner nennt. Die Presser-Dehneranordnung vermindert effektiv die Größe der Quantisierungsintervalle für Signale kleiner Amplituden und vermindert dementsprechend die ungünstigen Auswirkungen von Leerkanal- und Übersprechstörungen. Diese Anordnung hat jedoch den Nachteil, daß sie einen nichtlinearen Ansprechverlauf über den gesamten Amplitudenbereich des analogen Eingangssignals einführt und erhöhte Quantisierungsfehler für Signale großer Amplitude bewirkt. Eine weitere vorgeschlagene Lösung ist in der US-PS 36 56 152 beschrieben, wo ein 1/2 LSB-Rechtecksignal eingespeist wird. Dafür wird eine 6-dB-Verbesserung in der Signalausgabe in Anspruch genommen. Wie im folgenden erläutert wird, zeigt eine weitergehende Analyse, daß die tatsächliche Maximalverbesserung nur 3 dB beträgt.

Darüber hinaus ist noch eine weitere Lösung bekannt, welche die Einspeisung eines bandbeschränkten, amplitudengesteuerten Störsignals mit einem Frequenzgehalt außerhalb des interessierenden Informationsbands vor der Analog-Digitalwandlung beinhaltet. Diese Technik ist in der DE-AS 25 53 121 und der korrespondierenden US-PS 39 99 129 beschrieben. Als Überlagerungssignal wird ein Rauschsignal verwendet.

Aus der DE-AS 12 85 511 ist bekannt, daß zur Verminderung des Quantisierungsrauschens bei der PCM-Codierung eines Videosignals vor der PCM-Codierung ein Signal überlagert wird, dessen Frequenz gleich einem ungeradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz des Videosignals ist, und dessen Spitze-zu-Spitze-Amplitude nicht kleiner als ein Quentisierungspegel ist.

Von den bekannten Techniken liefern die einen nur relativ geringe Verbesserungen des Signal-Rauschverhältnisses, andere erweisen sich als umfangreich und teuer.

Aufgabe der Erfindung ist dementsprechend, ein Verfahren zur Übertragung digitaler Information anzugeben, das gegenüber bekannten Techniken ein erhöhtes Signal-Rauschverhältnis, geringes Leerkanalrauschen und wenig Verzerrungen zeigt und das mit relativ einfachen schaltungstechnischen Mitteln durchführbar ist.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung mit dem im Patentanspruch 1 angegebenen Verfahren gelöst.

Weitere, vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung umfaßt ein Verfahren und eine Vorrichtung zur wesentlichen Verminderung der ungünstigen Auswirkungen von Leerkanal-, Übersprech- und Quantisierungsfehlerstörungen, welche auf eine extrem billige Weise verwirklicht werden können und welche die Leistung eines Systems zur Übertragung digitaler Information unter Verwendung einer Analog-Digitalwandlung und einer Digital-Analogrückwandlung verbessern. Unter dem breitesten Gesichtspunkt umfaßt die Erfindung das Überlagern eines Informationssignals mit einem gesteuerten Signal einer bestimmten Spitzen-Spitzenamplitude (Doppelamplitude) in Bezug auf die Größe eines niedrigstwertigen Bits (LSB) und eines bestimmten Frequenzspektrums in bezug auf eine Frequenz, mit welcher das zusammengesetzte Signal zur Umwandlung der Information in digitale Form abgetastet wird (Abtastfrequenz, Sampling-Frequenz). Das gesteuerte Signal wird nach seinen Störunterdrückungseigenschaften und insbesondere nach der Einfachheit des Herausziehens der Information aus dem zusammengesetzten Signal ausgewählt. Gemäß einer besonderen Ausführungsform wird eine Klasse von periodischen Signalen angegeben, welche eine nahezu ideale Amplitudenverteilung hat und einem idealen frequenzspektralen Gehalt sehr nahe kommt. Die ideale Wellenform des gesteuerten Signals hat eine minimale Spitzen-Spitzenamplitude, als Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion und ist im wesentlichen frequenzkomponentenlos sowohl in originaler als auch in abgewandelter Form im interessierenden Durchlaßbereichsspektrum. Mit "im wesentlichen frequenzkomponentenlos" ist gemeint, daß alle im Durchlaßbereich auftretenden Frequenzkomponenten einen Amplitudenpegel haben, der unter dem Rauschpegel liegt, beispielsweise wenigstens 7 dB unterhalb der Durchlaßbereich-Amplitudencharakteristik bei einem Fernsprechsystem mit Sprachqualität. Die Klasse von gesteuerten Signalen enthält eine periodische symmetrische Dreieckswelle mit einer ober- oder unterhalb des Durchlaßbereichs liegenden Frequenz, welche eine Spitzen-Spitzenamplitude von wenigstens einem niedrigstwertigen Bit (LSB) und unter nicht idealen Bedingungen eine bevorzugte Spitzen-Spitzenamplitude von ungefähr 3 bis ungefähr 4 LSB hat.

Das gesteuerte Störsignal ist auf eine Frequenz oberhalb des Durchlaßbereichs gemittet, die gleich der Hälfte der Sampling-Frequenz, versetzt um eine kleine Frequenz δ, ist, oder unterhalb des Durchlaßbereichs auf die kleine Frequenz δ. Die Dauer der Frequenz δ wird so gewählt, daß sie klein, verglichen mit dem interessierenden Zeitintervall bei der Störauswertung, ist. Ein typischer Wert für die Dauer der Frequenz δ ist 0,1 s bei einem Fernsprechsystem mit Sprachqualität.

Eine symmetrische Dreieckswelle wird für das gesteuerte Signal bevorzugt, geeignet sind jedoch auch asymmetrische Dreieckswellen, Sägezahnwellen und Überlagerungskombinationen von Rechteckwellen ausgewählter Scheitelamplituden und pseudoregelloser Phasenbeziehung. Mit "symmetrische Dreieckswelle" ist eine periodische Welle aus zwei linearen Abschnitten gleicher Zeitdauer gemeint. Mit "asymmetrische Dreieckswelle" ist eine periodische Welle aus zwei linearen Abschnitten ungleicher Zeitdauer gemeint. Eine solche Welle wird oft etwas lax als Rampenwelle bezeichnet. Mit "Sägezahnwelle" ist eine periodische Welle aus zwei linearen Abschnitten gemeint, von denen einer im wesentlichen die Zeitdauer Null bezüglich des anderen hat. Was mit "zusammengesetzter bzw. Überlagerungskombination von Rechteckwellen" gemeint ist, wird weiter unten bei der genauen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen erläutert. Es ist zu beachten, daß die analogen Wellenformen bei einem voll digitalisierten System durch die digitalisierten Äquivalente der analogen Wellenformen ersetzt sein können.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform einer Vorrichtung gemäß der Erfindung ist der Informationsausgang einer Analogsignalquelle über ein dem Abtasten vorgelagertes Filter, dessen Durchlaßcharakteristik sich so erstreckt wie ein gewünschter Frequenzarbeitsbereich, mit einem ersten Eingang eines Summiernetzwerks verbunden. Ein Signalgenerator, der gesteuerte Signale des oben angegebenen Typs erzeugen kann, ist mit einem weiteren Eingang des Summiernetzwerks verbunden. Der Ausgang des Summiernetzwerks ist mit dem Signaleingang eines Analog-Digitalwandlers (ADC) verbunden, dessen Takteingang mit dem Ausgang eines Abtastgenerators verbunden ist. Außerdem kann wahlfrei eine Tastspeicherschaltung, die auch durch den Ausgangssignalzug des Abtastgenerators getaktet wird, zwischen dem Ausgang des Summiernetzwerks und dem Dateneingang des ADC dazwischen geschaltet sein.

Bei einer weiteren Ausführungsform kann das periodische gesteuerte Signal direkt in einen Komparatoreingang des ADC oder irgendein anderes Eingangsintervall des ADC eingespeist werden, welches die Wirkung hat, daß es das periodische gesteuerte Signal und das Quellensignal während der Wandlung summiert. Der Ausgang des ADC ist mit dem Übertragungsmedium, beispielsweise einer Fernsprechteilnehmerleitungsschaltung oder einer Informationshauptleitung einer Nebenstellenanlage, verbunden. Am Empfängerende des Übertragungsmediums werden die digitalen Informationssignale durch einen Digital-Analogwandler (DAC), der mit der gleichen Frequenz und synchron mit dem Abtasttaktgenerator getaktet wird, in analoge Form rückgewandelt. Die analogen Ausgangssignale des DAC werden über ein dem Abtasten nachgeschaltetes Filter, welches eine Durchlaßcharakteristik ähnlich derjenigen des dem Abtasten vorgeschalteten Filters hat, auf die Benutzungseinrichtung gegeben. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die Frequenz des periodischen gesteuerten Störsignals gegenüber der Hälfte der Abtastfrequenz versetzt, um zu verhindern, daß die Dreieckswelle einen Effekt erzeugt, der Rechteckwellen entspricht, die die gleichen Spitzen-Spitzenamplituden wie die Differenz zwischen der begrenzten Anzahl von Samples des periodischen gesteuerten Signals haben.

Im Betrieb ist das eingespeiste periodische gesteuerte Signal mit der hier angegebenen Charakteristik immer dann vorherrschend, wenn die Amplitude eines falschen Störsignals kleiner als die Scheitelamplitude des gesteuerten Störsignals ist und der Pegel auf dem Eingang des ADC nahe an einem Übergangspunkt des Quantisierungsintervalls liegt. Im Falle einer Leerkanalstörung besteht daher die nachfolgende Ausgabe des DAC in erster Linie aus einem Signal, dessen Frequenzkomponenten diejenigen des gesteuerten Signals sind. Da das Spektrum dieser Komponenten außerhalb des Durchlaßbereichs des dem Abtasten nachgeschalteten Filters liegt, werden diese Störsignale ohne weiteres herausgefiltert. In dem besonderen Fall der Quantisierungsfehlerstörung wirkt das eingespeiste gesteuerte Signal als ein Vorspannungssignal, welches bei Summierung mit einem Analog-Informationssignal niedrigerer Frequenz am Eingang des ADC bewirkt, daß das Tastverhältnis am Ausgang des ADC für das digitalisierte Signal sich in einer Weise verändert, welche durch das dem Abtasten nachgeschaltete Filter hinter dem DAC in Amplitudenänderungen umgewandelt wird, die genauer die wahre Form des analogen Eingangssignals wiedergeben. Dieses Verfahren ist als Zittern (dithering) bekannt, da Amplitudenänderungen des analogen Informationseingangssignals, welche innerhalb eines Quantisierungspegels liegen, auf den Ausgang des DAC übertragen werden, wodurch der Quantisierungsfehler vermindert wird.

Zu den hauptsächlichen Vorteilen der Erfindung gehören verbesserte Signal/Störeigenschaften bei digitalisierten Systemen im Vergleich zu Zittertechniken, welche weißes Rauschen oder Gaußsches Rauschen verwenden, und auch im Vergleich zu einfachen Gesteuertsignal-Zittertechniken, wie Rechteckwellen- oder Sinuswellen-Signaleinspeisung. Im besonderen erzeugt die Klasse bevorzugter Einspeisungssignale im Vergleich zu einer Rechteckwelle stark unterdrückte Oberwellen. Die Klasse bevorzugter gesteuerter Signale ist auch durch eine gleichförmige Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion im Gegensatz zu der reinen Sinuswelle gekennzeichnet.

Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden im folgenden in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung beschrieben. Auf dieser ist bzw. sind

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Systems gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines zweiten Systems gemäß der Erfindung,

Fig. 3A eine graphische Darstellung von Quantisierungswert über Quantisierungsintervall, wie sie durch eine Analog-Digitalwandlung gefolgt von einer Digital-Analog-Rückwandlung eines analogen Eingangssignals erhalten wird, das kontinuierlich über eine Anzahl von Quantisierungsintervallen variiert,

Fig. 3B eine graphische Darstellung von mittlerer Störleistung über Quantisierungsintervall für ein System ohne Kompensation,

Fig. 3C eine graphische Darstellung von mittlerer Störleistung über Quantisierungsintervall für eine bekannte Störunterdrückungstechnik,

Fig. 3D eine graphische Darstellung von mittlerer Störleistung über Quantisierungsintervall für die Störunterdrückungstechnik gemäß der Erfindung, wobei die Amplitude der Unterdrückung der eingespeisten Störung kleiner als optimal ist,

Fig. 3E eine graphische Darstellung von mittlerer Störleistung über Quantisierungsintervall für die Störunterdrückungstechnik im Einsatz in einem Analog-Digitalwandler mit äquidistanten Quantisierungswerten,

Fig. 3F eine graphische Darstellung der Wahrscheinlichkeit des Auftretens einer Ausgangsstörung über eine Anzahl von Quantisierungsintervallen für ein eingespeistes gesteuertes Signal mit linearer Zunahme der Amplitude und regelloser Anfangsamplitude,

Fig. 4A eine graphische Darstellung eines Dreiecks-Einspeisungssignals gemäß der Erfindung,

Fig. 4B eine graphische Darstellung eines Rampen-Einspeisungssignals gemäß der Erfindung,

Fig. 4C eine graphische Darstellung eines Sägezahn-Einspeisungssignals gemäß der Erfindung,

Fig. 4D eine graphische Darstellung eines zusammengesetzten Einspeisungssignals gemäß der Erfindung,

Fig. 5 eine Tabelle, in welcher die Kenndaten des Systems der Fig. 1 unter Verwendung von gesteuerten Quellensignalen des in Fig. 4 dargestellten Typs wiedergegeben sind,

Fig. 6 ein Blockschaltbild in teilweise schematischer Form, welches einen geeigneten Dreiecksgenerator zur Erzeugung der gesteuerten Signale gemäß der Erfindung zeigt,

Fig. 7A bis 7C graphische Darstellungen von ausgewählten Komponenten des zusammengesetzten Signals des in Fig. 4D dargestellten Typs, und

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform einer Übertragungsstation gemäß der Erfindung.

In Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Systems gemäß der Erfindung gezeigt. Wie in dieser Figur zu sehen, ist eine Analogsignalquelle 10 an ihrem Ausgang mit dem Eingang eines dem Abtasten (Samplen) vorgelagerten Filters bzw. Vor-Abtastfilters 11 verbunden. Die Signalquelle 10 kann irgendeine Analoginformations-Eingabevorrichtung, beispielsweise das Mikrophon eines Standard-Telephonhörers, ein zu einem Telephon-Informationsumsetzer gehöriges Modem (Modulator-Demodulator), eine Computer-Sprachausgabeeinheit oder dergleichen, sein, welche in der Lage ist, Analog-Informationssignale mit einem Frequenzgehalt, der überwiegend in einem vorgegebenen Durchlaßbereich liegt, zu erzeugen. Das Vor-Abtastfilter 11 umfaßt ein Bandpaßfilter mit einer Durchlaßcharakteristik, die sich ebenso erstreckt wie der interessierende Frequenzbereich. Beispielsweise kann bei einem puls-code-modulierten (PCM-)Fernsprechsystem, bei welchem sich das Frequenzspektrum ungefähr von 300 bis 3400 Hz erstreckt, das Vor-Abtastfilter 11 ein 4-Pol-Bandpaßfilter mit einem Durchlaßbereich zwischen 300 und 3400 Hz umfassen. Der Ausgang des Vor-Abtastfilters 11 mit einem ersten Eingang eines herkömmlichen Summiernetzwerks 12 verbunden. Der verbleibende Eingang des Summiernetzwerks 12 ist mit dem Ausgang einer Quelle 14 für ein gesteuertes Signal verbunden.

Die Quelle 14 kann irgendeine bekannte Oszillatorschaltung umfassen, welche in der Lage ist, einen Ausgangssignalzug mit bestimmter Frequenz- und Amplitudencharakteristik, die gemäß den unten beschriebenen Kriterien ausgewählt werden, zu erzeugen. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die Quelle für eine gesteuerte Störung ein Dreiecksgenerator, der ein analoges Ausgangssignal bestimmter Frequenz und Amplitude erzeugt, wie im folgenden erläutert wird. Fig. 6 zeigt ein einfaches Beispiel. Der Dreiecksgenerator umfaßt eine Multivibrator-Oszillatorschaltung 30 oder ein äquivalentes Taktsignal, das über einen Widerstand R mit einer Integratorschaltung 32 verbunden ist. An seinem Ausgang erzeugt der Multivibrator 30 eine Rechteckwelle gewünschter Frequenz. Der Integrator 32, welcher einen Verstärker A und einen Zeitsteuerkondensator C in Rückkopplung enthält, integriert die ausgegebene Rechteckwelle zu einer Dreieckwelle der gleichen Frequenz. Die Amplitude und Linearität werden durch die Verstärkung des Verstärkers A und die durch den Kondensator C und den Widerstand R bestimmte Zeitkonstante bestimmt.

Der Ausgang des Summiernetzwerks 12 (Fig. 1) ist mit dem Signaleingang einer herkömmlichen Tastspeicherschaltung 15 verbunden, deren Ausgang mit dem Signaleingang eines herkömmlichen Analog-Digitalwandlers 16 (ADC) verbunden ist. Die Tastspeicherschaltung 15 und der ADC 16 können zu einer Einheit zusammengefaßt sein. Bei Ausführungsformen, bei denen sich das Signal verhältnismäßig langsam ändert, kann die Tastspeicherschaltung 15 überflüssig und daher weggelassen sein. Bei der bevorzugten Ausführungsform hat die Tastspeicherschaltung 15 eine Ausregelzeit von 3,9 Mikrosekunden, und der ADC 16 liefert ein 12-Bit-Parallel-Binärausgangssignal und wird mit einer Abtastfrequenz getastet, die nach den bekannten Kriterien ausgewählt ist. Der Datenausgang des ADC 16 ist mit dem Eingang eines Übertragungsmediums 18, etwa einer Übertragungsleitung, einem Funkübertragungsweg oder dergleichen, verbunden. Die Tastspeicherschaltung 15 und der ADC 16 werden durch einen Abtasttaktgenerator 20, welcher über einen Signalübertragungsweg 17 mit Takteingangsanschlüssen der Tastspeicherschaltung 15 und des ADC 16 verbunden ist, gestellt. Der Abtasttaktgenerator 20 kann ein Taktimpulsgenerator sein, der in der Lage ist, Ausgangsimpulse mit einer Frequenz von 12 kHz zu erzeugen.

Die Breite der einzelnen Impulse des Taktimpulsgenerators beträgt ungefähr 100 Nanosekunden. Die Frequenz des Taktimpulsgenerators ist die Abtastfrequenz, die im folgenden als f _s bezeichnet wird.

Nach einer weiteren Ausführungsform (Fig. 8) ist die Analogsignalquelle 10 über das Vor-Abtastfilter 11 direkt mit einem Signaleingang von Komparatoren 116 innerhalb des ADC 16 verbunden, während die gesteuerte Quelle 14 direkt mit einem anderen Signaleingang der gleichen Komparatoren 116 verbunden ist, wodurch eine gesonderte Summeneinspeisung eliminiert ist. Der digitalisierte Ausgang der Komparatoren 116 wird durch die verbleibende Schaltung 216 des ADC 16 mit Hilfe eines Taktsignals auf Leitung 17 dekodiert und dem Übertragungsmedium 18 geliefert. Gemäß Fig. 2 umfaßt das System alternativ eine Analogsignalquelle 10, deren Ausgang mit dem Eingang des Vor-Abtastfilters 11 verbunden ist, dessen Ausgang direkt mit der Tastspeicherschaltung 15 verbunden ist, die ihrerseits mit dem ADC 16 verbunden ist. Die digitalisierte Ausgabe des ADC 16 wird auf einen Digitaladdierer 12′ gegeben.

Die Quelle 14′ kann ein digitales Netzwerk umfassen, welches eine sequentielle digitale Ausgabe von Werten erzeugt, die dem momentanen digitalisierten Wert der bevorzugten Analogsignalquelle entsprechen. Das digitale Netzwerk ist entweder ein Digitalsignalgenerator, der direkt eine Folge von Digitalwerten liefert, oder eine Analogsignalquelle, die über eine Tastspeicherschaltung mit einem ADC verbunden ist, der die gewünschten Digitalwerte erzeugt.

Zum besseren Verständnis der Weise, in der die Erfindung arbeitet, ist es hilfreich, die Charakteristika der Analog-Digitalwandlung und der Digital-Analogrückwandlung zu untersuchen. Fig. 3A zeigt eine Spannungsdarstellung eines Digitalsignals über seinem analogen Eingangs-Gegenstück.

Die X-Achse zeigt die analoge Eingangsspannung und die Y-Achse die digitale Ausgabe, umgewandelt in die ihr äquivalente Analogspannung, für die Werte der Eingangsspannung. Für jeden diskreten Ausgangswert gibt es einen Satz von entsprechenden Analog-Eingangswerten. Bei einem idealen Analog-Digitalwandler gibt es für jeden Eingangswert nur einen einzigen entsprechenden Ausgangswert bzw. Quantisierungspegel, und diese Quantisierungspegel bzw. -werte liegen äquidistant längs der Y-Achse. Die Amplitude von Eingangsspannungen längs der X-Achse für jeden einzelnen Y-Achsen-Quantisierungswert ist das Quantisierungsintervall. Damit ist Fig. 3A eine graphische Darstellung von Quantisierungswert über Quantisierungsintervall.

Ein physikalisch realisierbarer Wandler zeigt gewisse nicht-ideale Charakteristiken. Beispielsweise liegen die Quantisierungswerte im allgemeinen in ungleichem Abstand. Darüber hinaus zeigt selbst bei äquidistanten Quantisierungswerten der ADC einen Quantisierungsfehler, der vom Auflösungsvermögen der Wandlung abhängt. Bei der Rückwandlung eines digitalisierten Analogsignals in analoge Form macht sich ein Quantisierungsfehler als Verzerrung bemerkbar. Ferner liegt am Eingang Kanalrauschen bzw. Kanalstörung vor. Deshalb existiert mehr als ein Ausgangswert für einen Satz von Eingangswerten nahe einem Übergangspunkt im Quantisierungsintervall. Die Breite der Überlappung von Pegeldarstellungen 50 (Fig. 3A), die mit A bezeichnet ist, stellt ein Maß für die Störung bzw. das Rauschen dar. Eine durchschnittliche Überlappungslänge ist eine Eingangsspannung, die ungefähr 1/8 LSB entspricht.

Fig. 3B bis 3E zeigen gewisse Charakteristiken eines digitalen Übertragungssystems und des Systems gemäß der Erfindung, welche das Verständnis der Erfindung unterstützen. Zur Erzeugung des in Fig. 3B dargestellten Resultats wird ein Testsignal am Eingang des Summierers 12 für die gesteuerte Quelle eingespeist. Das Testsignal umfaßt einen Spannungsdurchlauf, der von 0 Volt bis zum maximalen Amplitudenbereich des ADC 16 variiert. Aus Fig. 3B läßt sich ersehen, daß, wo ein Überlapp A der Quantisierungsintervalle 50 (Fig. 3A) vorhanden ist, eine erhöhte durchschnittliche Störleistung in diesem Überlapp A deutlich ist. Der durchschnittliche Störleistungspegel liegt so lange in der in Fig. 3B dargestellten Weise vor, wie der Überlapp weniger als ein Quantisierungsintervall beträgt.

Frequenz und Amplitude des Signalzugs der Quelle für die gesteuerte Störung werden nach den folgenden Kriterien ausgewählt. Sobald der Bereich der interessierenden Frequenzen der Analog-Informationssignale gewählt ist, kann die Frequenz des Abtasttaktgenerators 20 entsprechend den Nyquist-Kriterien ausgewählt werden. Die Abtastfrequenz f _s (Sampling-Frequenz) beträgt dementsprechend mehr als das Doppelte der höchsten Frequenz im interessierenden Durchlaßbereich. Die Größe und Anzahl der Quantisierungsintervalle kann danach entsprechend dem gewünschten Präzisionsgrad und dem Amplitudenbereich der zu verarbeitenden Analogsignale ausgewählt werden. Sobald Abtastfrequenz und Quantisierungsintervalle bekannt sind, wird die gesteuerte Quelle 14 so eingestellt, daß sie ein Ausgangssignal erzeugt, welches Frequenzen außerhalb des interessierenden Frequenzbands, d. h., außerhalb des Durchlaßbereichs, hat. Das effektivste Signal ist eine Dreieckswelle mit wenigstens 1 LSB Spitzen-Spitzenamplitude und vorzugsweise ungefähr 3,5 LSB Spitze-Spitze, bei einer Frequenz, welche gegenüber der Hälfte der Abtastfrequenz um eine vergleichsweise kleine Frequenz δ versetzt ist. Die Frequenz des gesteuerten Signals oberhalb des Durchlaßbereichs wird mit 1/2 f _s+δ oder 1/2 f _s-δ (im folgenden mit 1/2 f _s±δ) bezeichnet. Alternativ ist das gesteuerte Signal für unterhalb des Durchlaßbereichs ein langsames periodisches Signal bei einer Frequenz δ. Die periodische Dreieckswelle mit der Frequenz 1/2 f _s±w, die in Fig. 4A gezeigt ist, wird durch folgende Fourier-Reihe wiedergegeben

wobei δ ′=1/2 δ.

Eine Dreieckswelle erzeugt Oberwellen mit ungeradzahligen Vielfachen der Grundwelle, so erzeugt beispielsweise eine Dreieckswelle mit 1/2 f _s±w das Drei-, Fünf-, Siebenfache usw. der Größe 1/2 f _s±δ. Nach dem Abtasten werden die Grundwelle und die Oberwellen so abgewandelt, daß ein Signal bei 1/2 f _s±δ, 1/2 f _s±3 δ, 1/2 f _s±5 δ usw. reproduziert wird. Ähnlich erzeugt eine Dreieckswelle bei der Frequenz δ Oberwellen bei 3 δ, 5 δ, 7 δ usw., welche zu f _s-w, f _s-3 δ usw. abgewandelt werden. Die Amplitude verschiedener Oberwellen eine Dreieckswelle sind verglichen mit der Grundwelle stark unterdrückt. Beispielsweise erzeugt die Dreieckswelle eine zweite Oberwelle und die dritte Oberwelle ist 10,08 dB schwächer als die Grundwelle, die fünfte Oberwelle 27,95 dB schwächer als die Grundwelle und übrigen Oberwellen liegen sogar bei noch niedrigeren Werten.

Die natürlichen Oberwellen liegen im allgemeinen außerhalb des Spektrums der interessierenden Frequenzen und sind stark unterdrückt.

Die ideale Wellenform ist eine symmetrische Dreiecksform bei einer Frequenz 1/2 f _s±δ oder bei δ, einer gleichförmigen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion, und eine Amplitude von wenigstens 1 LSB und vorzugsweise ungefähr 3,5. Andere Wellenformen geeigneter Eigenschaften sind die Rampenfunktion (Fig. 4B). Die periodische Rampenfunktion bei 1/2 f _s±δ wird durch folgende Fourier-Reihe dargestellt:

Die Fourier-Reihe der periodischen Sägezahnwelle oder asymmetrischen Dreieckswelle läßt sich ebenfalls ableiten. Die genaue Form hängt von den relativen Zeitdauern der verschiedenen Phasenabschnitte ab.

Zur weiteren Klärung der Charakteristika der bevorzugten Wellenform des gesteuerten Signals ist zu bemerken, daß eine Dreieckswelle bei einer Frequenz 1/2 f _s±δ ganz ähnlich einem Rechteckwellensignal mit einer Grundfrequenz bei 1/2 f _s ist, welches eine Zweiseitenbandamplitude bei unterdrücktem Träger, moduliert mit einer Dreieckswelle der Frequenz δ, ist.

Eine amplitudenmodulierte Rechteckwelle kann in einem praktischen System verwendet werden. Ein solches Signal ist jedoch schwieriger zu erzeugen als eine einfache Dreieckswelle an der bezeichneten Frequenz, welche beispielsweise mittels der Schaltung der Fig. 6 erzeugt werden könnte.

Eine weitere Alternativausführungsform zu dem einfachen Dreiecksgenerator ist eine zusammengesetzte Welle, welche durch eine Kombination aus diskreten Rechteckwellen ausgewählter Amplitude und pseudoregelloser Phasenbeziehung gebildet ist. Eine Wellenform eines solchen Signals an einem ausgewählten Zeitpunkt ist in Fig. 4D gezeigt. In Fig. 7 ist eine Reihe von Rechteckwellen gezeigt, welche die Wellenform der Fig. 4D umfaßt. Die Grund-Rechteckwelle (Fig. 7A) hat eine Spitzen-Spitzenamplitude von 1/2 LSB, synchronisiert mit dem Abtastsignal von 1/2 f _s. Die zweite Rechteckwelle (Fig. 7B) liegt auf einem Wert von 1/4 LSB bei einer Frequenz von 1/2 f _s-δ, die dritte Rechteckwelle (Fig. 7C) auf einem Wert von 1/8 LSB bei einer Frequenz von 1/2 f _s-δ-ε, usw. (ε gibt an, daß die Versetzung der Rechteckwellen kleinerer Amplitude im gleichen Bereich wie δ liegt, aber nicht so nahe bei den gegenseitigen Frequenzen, daß langsam veränderliche Störeffekte erzeugt werden, die in einem Sprachübertragungssystem hörbar sind). Die Auswahl von Rechteckwellen sich unterscheidender Frequenzen ohne augenscheinliche Synchronisation erzeugt eine pseudoregellose Phasenbeziehung. Eine geeignet ausgewählte Reihe von aufsummierten Rechteckwellen erzeugt eine korrekte Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion und Frequenzspektrum, und langsam veränderliche Störeffekte sind minimalisiert, wenn die einzelnen Frequenzen nicht zu nahe beieinanderliegen, d. h., für Fernsprechanwendungen um wenigstens 10 Hz getrennt sind. Eine solche Signalerzeugungstechnik kann zwar angewandt werden, die gegenwärtige Technologie betrachtet es jedoch allgemein als wünschenswerter eine einzelne Dreieckswelle bei einer ausgewählten Frequenz zu verwenden.

Nochmals eine weitere Technik zur Verbesserung der Signalübertragung besteht darin, ein digitales gesteuertes Signal in einem System gemäß Fig. 2 zu verwenden. Die gesteuerte Quelle 14′ erzeugt dann eine Darstellung des gesteuerten Signals in digitaler Form. Beispielsweise kann während einer Periode die gesteuerte Quelle 14′ die Dreiecks-Binärfolge 00000₂ bis 00110₂ in einer Viertelperiode; 00110₂ bis -00110₂ in einer Halbperiode; -00110₂ bis 00000₂ in einer Viertelperiode, getaktet mit der Abtastfrequenz ±δ liegen.

Experimentelle Beispiele:

Nachdem nun die Charakteristika des Betriebs mit dem gesteuerten Signal erläutert sind, ist es hilfreich, nun genauer zu betrachten, wie die hier beschriebene Einspeisung oder digitale Addiertechnik bezüglich einer Verbesserung der Leistungsfähigkeit des erfindungsgemäßen Systems funktioniert. Bezugnehmend auf Fig. 3B hat ein gegebenes Maß an Eingangsstörung am SDC 16 eine bestimmte Amplituden-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion, so daß sich, wenn die Amplitudenverschiebung (die X-Achse) am ADC langsam durch einen Bit-Übergangspunkt variiert, die Störungs-Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion in der Ausgangsstörung des DAC 22 widerspiegelt. In Fig. 3B ist die Eingangsstörung ein pseudo-Gaußsches Signal mit einem Pegel von 1/8 LSB Spitze-Spitze. Fig. 3B zeigt den Störungspegel am Ausgang des DAC 22 normalisiert auf Einheitspegel.

Ein eingespeistes gesteuertes Signal einer Rechteckwelle mit 1/2 LSB Spitze-Spitze erzeugt das in Fig. 3C gezeigte Resultat. Es wird eine 3-dB-Verbesserung gegenüber dem Leerkanal-Störpegel der Fig. 3B beobachtet. Im früheren Arbeiten, insbesondere in der US-PS 36 56 152 ist jedoch angegeben, daß theoretisch eine 6-dB-Verbesserung aus der Addition einer 1/2-LSB-Rechteckwelle resultiert. Eine weitere theoretische Analyse und experimentelle Verifizierung zeigen, daß die Einspeisung einer 1/2-LSB-Rechteckwelle (am Ausgang des Analog-Digitalwandlers) bei der dem schlimmsten Fall entsprechenden Verschiebung den gleichen Störpegel erzeugt wie ohne Einspeisung einer Rechteckwelle, wenn auch die Störung nur in jeder zweiten Abtastung vorhanden ist. Die Amplitude eines mit 50% Tastverhältnis modulierten Störsignals ist 3 dB niedriger als diejenige eines unmodulierten Störsignals. Daher kann die Technik der US-PS 36 56 152 nur zu einer 3 dB-Verbesserung führen. Selbst eine Verbesserung im Ausmaß von 3 dB ist unerreichbar, wenn der Leerkanalstörungspegel größer als ungefähr 1/4 LSB Spitze-Spitze ist, da sich die Ausläufer 60, 62 (Fig. 3C) der Verteilungen der Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion, die dabei erhalten werden, überlappen, wenn die eingespeiste Rechteckwelle der gesteuerten Quelle gemäß der genannten Patentschrift zum Störsignal addiert wird, und zu einem größeren Wert als der Scheitelamplitude addieren.

Bei Einspeisung einer Dreieckwelle mit 1/2 LSB Spitze-Spitze, welche die Charakteristiken gemäß der Erfindung hat, wird eine 6 dB-Verbesserung erzeilt, wenn eine Störung mit 1/8 LSB Spitze-Spitze vorhanden ist. Fig. 3D zeigt eine solche Charakteristik. Durch Vergleich mit der Wellenform der Fig. 3C kann man sehen, daß keine Überlappung im Störsignal bei diesem Signalpegel bei der Technik gemäß der Erfindung entsteht.

Wenn eine Störung irgendeiner Form mit einem Äquivalentpegel von 1 LSB Spitze-Spitze in einem System mit äquidistanten Quantisierungsintervallen vorhanden ist, erzeugt gemäß der Erfindung ein eingespeistes gesteuertes Dreieckwellensignal mit 1 LSB Spitze-Spitze eine maximale Unterdrückung. Wie in Fig. 3E gezeigt, erzeugt ein eingespeistes gesteuertes Signal mit 1 LSB Spitze-Spitze eine 9-dB-Verbesserung, wenn die Störung einem Pegel von 1/8 LSB Spitze-Spitze äquivalent ist. Ferner ist außerdem die Störung im wesentlichen gleichmäßig über die Amplitude des Analogsignals verteilt. Die Verbesserung für eine 1-LSB-Dreieckwelle ist proportional zu √, wobei N die Breite des LSB-Intervalls und B der quadratische Mittelwert der Äquivalenzstörung (Ruhe-Störung) am Eingang des ADC ist.

Das Einspeisen eines Dreieckwellen-Zittersignals mit 1 LSB Spitze-Spitze erzeugt eine 6-dB-Verbesserung, wenn am Eingang des ADC eine 1/4 LSB-Äquivalenzstörung vorliegt, und eine 12-dB-Verbesserung ist möglich, wenn am Eingang des ADC eine 1/16 LSB Äquivalenzstörung vorliegt.

Bei den meisten Informationsübertragungssystemen, die eine digitale Übertragung benutzen, ist eine bedeutsame Abweichung vom Ideal exakt gleicher Quantisierungspegel vorhanden. Daher können einige Bit-Übergänge ungleichmäßig im Abstand über den Bereich des ADC und des DAC liegen. Wenn beispielsweise Bit-Übergangspegel um 1/2 LSB gegenüber ihren Idealpegeln versetzt sind, können zwei Übergänge innerhalb 1/2 LSB voneinander liegen. Als Folge davon erzeugt die Einspeisung einer Rechteckwelle mit 1/2 LSB Spitze-Spitze wegen der Überlagerung angrenzender Störungsmaxima keine Verbesserung. Nichtsdestoweniger verbessert die Einspeisung einer Dreieckswelle der gleichen Amplitude das Signal/Störverhältnis. In einem solchen Fall wäre die Verbesserung 3 dB weniger als diejenige, die mit einem idealen ADC erreichbar wäre.

Das Ergebnis ist eine verbesserte Störunterdrückung ohne nennenswerte Verschlechterung der Systemleistung, und während im Rahmen des Stands der Technik im allgemeinen gelehrt wird, daß die Amplitude des Zittersignals nicht groß im Vergleich zu 1 LSB sein soll, wird erfindungsgemäß das Zittersignal so gewählt, daß es eine 3 bis 4-LSB-Wellenform mit gleichförmiger Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion ist.

Eine kurze Erläuterung des Grundes für eine solche verbesserte Unterdrückung in der Störungscharakteristik wird nun in Verbindung mit Fig. 3F gegeben.

In Fig. 3F ist graphisch die erwartete Amplitude der mittleren Störleistung einer Wellenform gleichförmiger Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion am Ausgang eines DAC gezeigt, wenn der Ruhepegel des Eingangs vom Nullpegel nach einem Pegel x eines willkürlichen Ausgangspunkts durchgefahren wird. Wenn die Durchfahr-Wellenform die Amplitude x hat und bei A/2 unterhalb eines Quantisierungsübergangs Null beginnt, folgt die Störleistung der Kurve 40 der Fig. 3F. Wenn jedoch das Durchfahren die Amplitude x hat, aber bei A/2 oberhalb des Quantisierungsübergangs beginnt, wird die Störleistung durch Kurve 42 der Fig. 3F gegeben. Die Störung wird an den Übergangspunkten minimalisiert, wenn diese bekannt sind. Für einen willkürlichen Ausgangspunkt liegt jedoch die Amplitude der Störung für diese Quantisierungsintervalle zwischen diesen beiden Kurven 40 und 42, wobei die Spitzenstörung für das erste Quantisierungsintervall gleich 2A, das Maximum im zweiten Quantisierungsintervall 3/2A, und das Maximum im n-ten Quantisierungsintervall

ist, wobei A klein verglichen mit dem Quantisierungsintervall ist.

Fig. 5 ist eine Tabelle, welche das Rauschen relativ zu einer perfekten Anpassung für die größte Fehlanpassung des Bit-Pegels (Spalte B) und den entsprechenden Pegel des Basissignals, verglichen mit einem Minimum eines Einquantenpegels (Spalte C) sowie den entsprechenden Verlust am Amplitudenbereich (Spalte D) bei einem 12-Bit ADC/DAC-System zeigt, welches einen Dreieckwellendurchlauf mit ausgewählten Amplituden aus einer Quelle gesteuerter Störung verwendet (Spalte A). Die Information in Spalte B entspricht dem in Fig. 3F dargestellten Extremum.

Die Frequenz des Ruhepegeldurchlaufs ist ebenfalls wichtig. Wenn der Ruhepegel zu langsam über die Quantisierungsintervalle geführt wird, d. h., mit ungefähr weniger als 10 Hz, dann wird dies als ein Pulsieren hörbar. Wenn jedoch die Durchlaufgeschwindigkeit ungefähr 300 Hz überschreitet, wird dieser Effekt als Ton im Durchlaßbereich hörbar. Deshalb liegt die Durchlaufgeschwindigkeit vorzugsweise über 10 Hz und unter 300 Hz, wobei insbesondere die besten Ergebnisse im Bereich von ungefähr 20 Hz bis ungefähr 60 Hz erzeilt werden. Unter Anwendung dieser Kriterien liegt der Bereich der Frequenzversetzung δ zwischen ungefähr 20 Hz und ungefähr 60 Hz.

Was die weitere Erläuterung des Systems anbelangt, so ist gemäß Fig. 1 der Ausgang des ADC 16 mit dem Sendeende des Übertragungsmediums 18 verbunden. Das Übertragungsmedium überträgt das zusammengesetzte digitalisierte Signal an eine Empfangsstation an einem Empfangsende.

Am Empfangsende des Systems werden die digitalen Informationssignale auf dem Übertragungsmedium 18 auf den Dateneingang eines herkömmlichen Digital-Analogwandlers (DAC) 22 gekoppelt, welcher eine Auflösung von 2,5 Millivolt pro LSB und einen Ausgangsbereich hat, der sich genauso erstreckt wie der analoge Eingangsbereich des ADC 16, wenn das Quantisierungsintervall des ADC 16 so gewählt ist, daß es 2,5 Millivolt pro LSB beträgt. Der Takteingang des DAC 22 ist mit dem Ausgang des Abtasttaktgenerators 20 mittels eines Leiters 17 verbunden, so daß der DAC 22 mit der gleichen Geschwindigkeit getaktet wird wie der ADC 16. Der Ausgang des DAC 22 ist mit dem Eingang eines Nach-Abtastfilters 24 verbunden, welches ein Bandpaßfilter mit einer Durchlaßcharakteristik umfaßt, die im wesentlichen gleich derjenigen des Vor-Abtastfilters 11 ist. Sein Ausgang ist mit einer geeigneten Benutzungsvorrichtung 25, beispielsweise mit einem Telephonhörer verbunden.

Im Betrieb werden von einer Analog-Signalquelle 10 herkommende analoge Informationssignale durch das Vor-Abtastfilter 11 geführt, wo unerwünschte Frequenzkomponenten wesentlich vermindert oder eliminiert werden, und in der Summierzusammenführung 12 zu den periodischen gesteuerten Signalen aus Quelle 14 summiert, das zusammengesetzte Signal wird in der Tastspeicherschaltung 15 sequentiell abgetastet und im ADC 16 in digitale Form gewandelt, wobei sowohl das Abtasten als auch das Umwandeln mit der Abtastgeschwindigkeit f _s geschehen. Die empfangenen digitalen Informationssignale, die durch das Übertragungsmedium 18 geführt wurden, werden durch den DAC 22, welcher mit der Geschwindigkeit f _s getaktet wird, rückgewandelt. Das sich ergebende analoge Ausgangssignal des DAC 22 wird durch das Nach-Abtastfilter 24 gefiltert, um im wesentlichen alle Frequenzkomponenten zu beseitigen, die außerhalb des gewünschten Frequenzbands liegen, und dann auf die Benutzungsvorrichtung 25 gegeben.

Ein System, welches eine solche Quelle für gesteuerte Signale gemäß der Erfindung enthält, ist in der Lage, unerwünschte Störungen in nennenswertem Maße zu vermindern. Ferner läßt sich die Erfindung leicht auf existierende Systeme zur Übertragung von digitaler Information anwenden, indem einfach das Summiernetzwerk 12 und die gesteuerte Signalquelle 14 am Dateneingang einer existierenden Tastspeicherschaltung hinzugefügt werden. Es ist zu beachten, daß das Signal direkt mit dem Dateneingang des ADC gekoppelt werden kann. Ferner kann die Erfindung, wenn sie auch in bezug auf ein digitales Informationsübertragungssystem beschrieben worden ist, in anderen Signalverarbeitungssystemen, etwa in digitalen Audio- oder Videoaufzeichnungssystemen, mit großem Vorteil angewandt werden. Es ist ferner zu beachten, daß die Erfindung in digitalen Informationssystemen angewandt werden kann, welche einen Dynamikpresser vor dem ADC und einen Dynamikdehner hinter dem DAC enthalten.

Ferner können verschiedene Komponenten in einem physikalisch realisierbaren System verbessert werden. Beispielsweise kann ein typisches Summiernetzwerk 12 einen 20 Megohm-Mischwiderstand enthalten, wo der Quantisierungspegel so ausgewählt wird, daß er nur 1 LSB beträgt. Jedoch kann in einem System, welches einen Durchlauf durch 3,5 Quantisierungspegel verwendet, ein proportional kleinerer Mischwiderstand mit dem Ergebnis einer Verminderung an statistischem Rauschen verwendet werden.

Claims

1. Verfahren zur Verminderung von Störungen in einem digitalen Informationsübertragungssystem,
bei dem ein analoges Eingangssignal, dessen Spektralgehalt innerhalb eines bestimmten Arbeitsfrequenzbandes liegt, in ein digitales Signal mit einer bestimmten Anzahl von Quantisierungspegeln bestimmter Größe umgesetzt wird,
bei dem ein periodisches gesteuertes Signal überlagert wird, dessen maximale Spitze-zu-Spitze-Amplitude nicht kleiner als ein Quantisierungspegel ist,
bei dem das digitale Signal mit einer vorgegebenen Abtastgeschwindigkeit an ein Übertragungsmedium gegeben wird und am Empfängerende des Übertragungsmediums in analoge Form umgewandelt wird,
dadurch gekennzeichnet, daß das periodische gesteuerte Signal einen Spektralgehalt besitzt, der im wesentlichen frei von Frequenzkomponenten innerhalb der Grenzen des Arbeitsfrequenzbandes ist, und es einen Verlauf hat, der die Bedingungen einer gleichförmigen Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion erfüllt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein periodisches gesteuertes Signal erzeugt wird, welches auf eine Frequenz gemittelt ist, die geringfügig gegenüber der Hälfte der Frequenz der Abtastgeschwindigkeit versetzt ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein periodisches gesteuertes Signal erzeugt wird, welches auf eine Frequenz zwischen ungefähr 10 Hz und ungefähr 300 Hz gemittelt ist.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das periodische gesteuerte Signal auf eine Frequenz zwischen 20 und 60 Hz gemittet ist.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Liefern eines digitalen Signals das Kombinieren des analogen Eingangssignals und des gesteuerten Signals zu einem zusammengesetzten Signal und das Umwandeln des zusammengesetzten Signals in digitale Form mit der ausgewählten Abtastgeschwindigkeit umfaßt.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß als periodisches gesteuertes Signal ein Dreiecksignal verwendet wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß als periodisches gesteuertes Signal ein Sägezahnsignal verwendet wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß als periodisches gesteuertes Signal ein Kippsignal verwendet wird.

9. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß als periodisches gesteuertes Signal die algebraische Summe einer Zusammensetzung aus periodischen Rechtecksignalen verwendet wird, die sich in Frequenz und Amplitude unterscheiden, wobei das Rechtecksignal größter Amplitude bei einer Frequenz liegt, die gleich der Hälfte der Abtastgeschwindigkeit ist, und daß die anderen Rechtecksignale geringfügig gegenüber der Hälfte der Abtastgeschwindigkeit und geringfügig gegeneinander versetzt sind, wobei jedes der anderen Rechtecksignale eine Amplitude hat, die 1/n² der Maximalamplitude nicht überschreitet, wobei n=2,3 . . . ist.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein periodisches gesteuertes Signal verwendet wird, dessen Wellenform und zulässigen Frequenzkomponenten durch die Fourier-Reihe eines auf die Versetzungsfrequenz gemitteten Dreiecksignals definiert sind.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß das periodische gesteuerte Signal eine Amplitude von etwa 3,5 Quantisierungspegeln besitzt.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß das periodische gesteuerte Signal dem analogen Eingangssignal zur Erzeugung eines zusammengesetzten Signals überlagert wird, und das zusammengesetzte Signal in das digitale Signal umgesetzt und übertragen wird, und daß in dem aus dem empfangenen digitalen Signal gewonnenen analogen Signal im wesentlichen alle außerhalb des Arbeitsfrequenzbandes liegenden Frequenzen durch Filtern beseitigt werden.

13. Vorrichtung zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12
mit einer Analogsignalquelle (10), einer Einrichtung (14) zur Erzeugung eines periodischen gesteuerten Signals,
mit einer Einrichtung (12) zum Zusammensetzen des Analogsignals und des periodischen gesteuerten Signals zu einem zusammengesetzten Signal, und
mit einer Einrichtung (16) zum Umwandeln des zusammengesetzten Signals in ein Digitalsignal,
dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (14) ein Signal erzeugt, dessen Spektralgehalt im wesentlichen frei von Frequenzkomponenten innerhalb des Arbeitsfrequenzbandes ist, und dessen maximale Spitze-zu-Spitze-Amplitude größer als ein Quantisierungspegel ist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (14) zur Erzeugung eines periodischen gesteuerten Signals einen Dreiecksignalgenerator aufweist, der Dreiecksignale mit einer maximalen Spitze-zu-Spitze-Amplitude von etwa 3,5 Quantisierungspegeln erzeugt.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Grundfrequenz des Dreieckwellengenerators auf eine Frequenz gemittet ist, welche zwischen ungefähr 10 Hz und ungefähr 300 Hz, vorzugsweise zwischen 20 Hz und 60 Hz, gegenüber der Hälfte der Abtastfrequenz versetzt ist.