DE19514007C1 - Verfahren zur Verbesserung des Klirrverhaltens von Analog-Digitalwandlern - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verbesserung des Klirrverhaltens von Analog-Digitalwandlern gemäß der Gattung des Anspruchs 1.

Das Klirrverhalten von Analog-Digitalwandlern ist ohne weitere Maßnahmen deutlich anders als man es von analogen Bauelementen her gewohnt ist. Die Kennlinie eines Analog- Digitalwandlers läßt sich gut als eine ungleichförmige Treppenkurve beschreiben. Die entstehenden Klirrprodukte sind in ihrem Pegel in erster Näherung unabhängig von der Aussteuerung des Analog-Digitalwandlers, so daß die Klirrabstände mit abnehmender Aussteuerung ebenfalls abnehmen. Der Pegel der einzelnen Klirrlinien liegt typisch einige Dezibel unter dem breitbandigen Quantisierungsrauschpegel. Bei einem realen 12-Bit-Wandler weisen die einzelnen Klirrlinien Pegel von weniger als etwa -70 dBFS auf, wobei "dBFs" ein Maß für den Pegel, bezogen auf die Vollaussteuerung des Analog-Digitalwandlers ist. Bei analogen Bauelementen, wie etwa Verstärker oder Mischer, nehmen dagegen die Klirrabstände mit abnehmender Aussteuerung zu, so daß bei genügend kleiner Aussteuerung sehr hohe Klirrabstände erreicht werden können.

Um die Nachteile der Quantisierungseffekte von Analog- Digitalwandlern zu vermindern ist es gängige Praxis sogenannte "Dither"-Signale zu verwenden. Diese Signale werden dem Nutzsignal additiv überlagert und sorgen dafür, daß der Wandler auch bei kleinen Nutzsignalen immer um etwas mehr als ein LSB (1 LSB ist die Höhe einer Quantisierungsstufe) ausgesteuert wird. Als Dithersignal wird meist weises Rauschen verwendet. Durch dieses Verfahren lassen sich auch Nutzsignale, die Amplituden unter einen LSB aufweisen, noch auswerten. Der Pegel der Dithersignale wird möglichst gering gehalten, damit sich der Signalrauschabstand und der Aussteuerbereich des Wandlers nicht wesentlich verschlechtert. Eine wesentliche Verbesserung des Klirrverhaltens bei großen Nutzsignalen kann durch dieses gängige Verfahren nicht erreicht werden.

Aus der DE 37 18 937 A1 ist ein Bipolarer AD-Wandler mit automatischer Offsetkompensation bekannt. Zum automatischen Offsetabgleich von Bipolaren AD-Wandlern werden dort Dithersignale im Bereich von einigen LSB verwendet. Das digitale Ausgangssignal des Wandlers wird über eine Rückkopplung zum Eingang geführt. Der Sinn der Rückkopplung ist zu erzwingen, daß die Häufigkeit der Ausgangswerte die kleiner bzw. größer als die digitalen Nullwerte sind, gleich groß wird. Weist das analoge Eingangssignal kein Rauschen auf, funktioniert dieses Verfahren nicht wie gewünscht. In diesem Fall wird ein künstliches Rauschen mit sehr kleiner Amplitude - von etwas mehr als ein halbes LSB - zum Ausgangssignal addiert. Da das Rauschen sehr klein sein muß, hat es auch nur eine entsprechend geringe Wirkung.

Soll das Klirrverhalten bei großen Nutzsignalen verbessert werden, muß auch der Pegel des Dithersignals groß gewählt werden. Das bringt aber Nachteile mit sich. Es ist ein Verfahren, bei dem dieser Ansatz benutzt wird, bekannt. Als Dithersignal wird dort weises Rauschen, das von einem digitalen Zufallsgenerator erzeugt wird, verwendet. Ein sehr hochwertiger DA-Wandler (Digital-Analogwandler) wandelt das digitale Rauschsignal in ein analoges um. Das analoge Rauschsignal wird dem Nutzsignal additiv überlagert. Der Pegel des Rauschsignales ist so hoch, daß der Aussteuerbereich für das Nutzsignal schon deutlich reduziert wird (die Summe aus Dithersignal und Nutzsignal muß unterhalb der Aussteurungsgrenze des AD-Wandlers liegen). Das breitbandige, weise Dithersignal verschlechtert den Signalrauschabstand zunächst drastisch. Um diesen Nachteil zu umgehen, wird vom digitalisierten Summensignal, mittels eines digitalen Subtrahierers, das digitale Rauschsignal abgezogen. Damit diese Rauschkompensation gut gelingt, muß ein sehr hochwertiger DA-Wandler verwendet werden. Außerdem muß auch der analoge Summierverstärker sehr präzise arbeiten. Dieses Verfahren ist insgesamt sehr aufwendig und erfordert sehr hochwertige Komponenten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das Klirrverhalten von Analog-Digitalwandlern auf möglichst einfache Weise zu verbessern.

Die Lösung dieser Aufgabe erhält man durch die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale. Das erfindungsgemäße Verfahren beaufschlagt das analoge Nutzsignal mit einem bandbegrenzten Rauschsignal, wobei der Frequenzbereich des Rauschsignals so gewählt ist, daß dieser außerhalb des Nutzfrequenzbereichs liegt. Das Nutzsignal kann außerhalb des Nutzfrequenzbereichs liegen. Der Nutzfrequenzbereich ist der Frequenzbereich, in dem vom Nutzsignal verursachte Spektralkomponenten beobachtet werden sollen. Auf diese Weise verschlechtert das Rauschsignal nicht das Rauschverhalten des AD-Wandlers im Nutzfrequenzbereich. Die Rauschkomponenten außerhalb des Nutzfrequenzbereichs sind bei vielen Anwendungen, wie etwa Spektralanalyse ohne Belang. Ist eine breitbandige Auswertung notwendig, können diese Spektralkomponenten leicht durch ein einfaches digitales Filter unterdrückt werden, man verliert dann lediglich einige Prozent an nutzbarer Bandbreite. Der Pegel des Rauschsignals kann auf diese weise so groß gewählt werden, wie es der Aussteuerungsbereich des AD-Wandlers zuläßt, ohne daß sich das Rauschverhalten des AD-Wandlers im Nutzfrequenzbereich verschlechtert. Man muß lediglich darauf achten, daß die Summe aus Nutzsignal und Rauschsignal noch unterhalb der Aussteuerungsgrenze des AD- Wandlers liegt. Kurzzeitige Übersteuerungen, die relativ selten vorkommen und nicht zu stark sind, verschlechtern das Klirrverhalten und das Rauschverhalten kaum. Insbesondere wenn das Nutzsignal kleiner als das Rauschsignal ist, verbessert sich das Klirrverhalten des AD-Wandlers drastisch. Ist der Pegel des Rauschsignals einstellbar kann das Klirrverhalten und der Aussteuerungsbereich für das Nutzsignal für verschiedene Aufgaben optimiert werden.

Versuche haben gezeigt, daß das hier vorgeschlagene Verfahren hinsichtlich des Klirrverhaltens mindestens gleichwertig mit dem weiter oben beschriebenen und wesentlich aufwendigeren Verfahren ist. Das Rauschverhalten des hier vorgeschlagenen Verfahrens ist in der Praxis besser als das Rauschverhalten des bekannten Verfahrens, weil keine Rauschkompensation notwendig ist.

Um einen großen intermodulationsfreien Dynamikbereich bei ZF-Auswertungen für Spektrumsanalysatoren zu erhalten, ist es vorteilhaft, dem Nutzsignal ein starkes Rauschsignal im Frequenzbereich der halben Abtastfrequenz additiv zu überlagern. Dabei kann der breitbandige Effektivwert des Rauschsignals größer sein als der des Nutzsignals. Versuche haben gezeigt, daß bei einer Auflösungsbandbreite von 1 kHz ein intermodulationsfreier Dynamikbereich von über 80 dB bei einer Zwischenfrequenz von 19,2 MHz mit voll digitaler Zwischenfrequenz-Auswertung realisierbar ist. Der intermodulationsfreie Dynamikbereich bei 1 Hz Auflösungsbandbreite kann über 100 dB liegen.

Ein weiterer positiver Effekt der Erfindung ist der, daß die Pegellinearität des Analog-Digitalwandlers nahezu ideal wird. Das bedeutet, daß die Genauigkeit einer selektiven Pegelmessung nicht vom Signalpegel abhängt.

Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Blockschaltbildes wird nachfolgend das erfindungsgemäße Verfahren weiter erläutert.

Das Blockschaltbild zeigt einen Analog-Digitalwandler ADC, dem eingangsseitig das Summensignal aus einem analogen Nutzsignal AS und einem bandbegrenzten Rauschsignal RS zugeführt wird. Das Rauschsignal wird von einem Rauschsignalgenerator RSG und einem nachgeschalteten Bandpaß BP erzeugt. Der Pegel des Rauschsignals kann mittels eines einstellbaren Verstärkers V einstellbar sein. Am Ausgang des Analog-Digitalwandlers wird das digitalisierte Signal DS abgegeben.

Das Rauschsignal RS ist auf einen Frequenzbereich beschränkt, der außerhalb des Nutzfrequenzbereiches liegt. Der Pegel des Rauschsignals RS ist vorzugsweise größer als der Pegel des Nutzsignals AS, jedoch muß dabei berücksichtigt werden, daß der Pegel des Summensignals aus Nutzsignal AS und Rauschsignal RS noch unterhalb der Aussteuerungsgrenze des Analog-Digitalwandlers ADC liegt.

Der Analog-Digitalwandler ADC kann ein 12-Bit-Wandler mit einer Abtastfrequenz von beispielsweise 25,6 MHz sein. Bei einer derart gewählten Abtastfrequenz kann das Rauschsignal eine Mittenfrequenz von 12,8 MHz haben, wobei das Frequenzband des Rauschsignals so begrenzt sein kann, daß unter 10 MHz und über 15,6 MHz der Pegel des Rauschsignals mindestens 12 dB unter dem Wandlerrauschen liegt.

Claims (6)

1. Verfahren zur Verbesserung des Klirrverhaltens von Analog-Digitalwandlern, bei dem ein analoges Nutzsignal mit einem Rauschsignal additiv beaufschlagt wird, bevor es dem Analog-Digitalwandler zugeführt wird, wo dann das Summensignal - Nutzsignal plus Rauschsignal - abgetastet und digitalisiert wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Rauschsignal (RS) auf einen Frequenzbereich, der außerhalb des Nutzfrequenzbereichs liegt, bandbegrenzt ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der breitbandige Effektivwert des Rauschsignals (RS) wesentlich größer ist als der des Quantisierungsrauschens des Analog-Digitalwandlers.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der breitbandige Effektivwert des Rauschsignals (RS) größer ist als der des Nutzsignals (AS).

4. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das bandbegrenzte Rauschsignal (RS) in einem Frequenzbereich liegt, der ungefähr im Bereich der halben Abtastfrequenz des Analog-Digitalwandlers (ADC) liegt.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Rauschsignal (RS) einen möglichst großen Pegel hat, dessen Maximalwert nach oben so begrenzt ist, daß der Pegel des Summensignals aus Nutzsignal (AS) und Rauschsignal (RS) noch unterhalb der Aussteuerungsgrenze des Analog- Digitalwandlers (ADC) liegt.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Rauschsignal (RS) mittels eines einstellbaren Verstärkers (V) veränderbar ist.