DE3315519C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Analog-Digital- bzw. Digital-Analog- Umsetzungssystem und ein Codier/Decodier-System, bei dem das Analog-Digital-Umsetzungssystem und das Digital- Analog-Umsetzungssystem über ein Übertragungsmedium miteinander verbunden sind.

Häufig ist es bei digitalen Tonfrequenzsystemen nötig, einen breiteren Dynamikbereich zu erzielen als das bei Verwendung der zur Verfügung stehenden Übertragungs- und/oder Aufzeichungsdaten und Fehlerraten möglich ist. Ein solcher breiterer Dynamikbereich kann bei Anwendung von Techniken geschaffen werden, durch die die Merkmale von Analog-Digital-Umsetzern (A/D- Umsetzer) und Digital-Analog-Umsetzern (D/A-Umsetzer) nicht festgelegt werden sondern sich an das jeweilige Signal anpassen. Bei einer bestimmten Art eines adaptiven digitalen Audiosystems sind bereits Kompander logarithmischer Art (häufig als Breitband- Kompander bezeichnet) benutzt worden, um den Dynamikbereich zu erweitern. Andererseits sind auch digitale Techniken angewandt worden, um die Adaptierungsfunktion zu erreichen, beispielsweise durch nichtlineares Quantisieren oder variable Skalierungssysteme.

Bei Anwendung in digitalen Systemen besteht die Möglichkeit, daß sowohl analoge als auch digitale Kompandersysteme unter dem Mangel leiden, daß zwar der Dynamikbereich erweitert wird (das Verhältnis zwischen maximalen und minimalen Signalen, die aufnehmbar sind), jedoch das Niveau des Quantisierungsfehlers veränderlich wird, was zu einer wahrnehmbaren Modulation dieses Fehlers (meistens als Rauschen betrachtet) durch das Signal führt. Im Fall analoger Kompander können die hörbaren Effekte dieser Modulation durch Bandteilung oder "sliding-band"-Techniken reduziert werden, durch die die mit einem bestimmten Signal einhergehende Verschlechterung des Rauschabstandes auf den gleichen Spektrumsbereich beschränkt wird wie das Signal, während der Rauschpegel in anderen Teilen des Spektrums unbeeinflußt bleibt. Auf diese Weise wird das Zunehmen des Rauschens verdeckt. Beispiele für analoge Kompander mit Bandspaltung gehen aus US-PS 38 46 719, US-PS 39 03 485 und der Zeitschrift "Journal of the Audio Engineering Society", Bd. 15, Nr. 4, Oktober 1967, S. 383-388 hervor. Analoge Kompander mit "sliding-band"- Techniken sind in der US-PS Re 28 426, US-PS 37 57 254, US-PS 40 72 914, US-PS 39 34 190 und der japanischen Patentanmeldung 55 529/71 beschrieben.

Bei digitalen Kompandern, bei denen nichtlineare Quantisierung oder variable Skalierung vorgesehen ist und die Signaladaptierung im digitalen Bereich erfolgt, ist ein Ausschalten der Rauschmodulation durch Bandaufspaltung oder "sliding" meistens praktisch nicht durchzuführen, so daß die Konstrukteure gezwungen sind, zur Formgebung Netzwerke mit fester Kennlinie (Prä- und De-emphase) zu verwenden, um die Hörbarkeit der Rauschänderung zu verringern. Bei diesen Verfahren wird die Rauschmodulation nicht in einem Bereich des Spektrums durch ein Signal in einem anderen verhindert sondern dadurch, daß das Spektrum des Rauschens geändert wird in der Hoffnung, daß das Rauschen in dem am stärksten hörbaren Bereich des Spektrums (meistens hohe Frequenzen) selbst dann unhörbar bleibt, wenn es auf den höchsten Pegel angestiegen ist, und zwar als Ergebnis der Adaptierung auf Grund eines Signals einer Frequenz, welche dieses am stärksten hörbare Rauschen nicht verdeckt. Leider ist die Hoffnung häufig vergeblich, und digitale Kompander mit Präemphase ergeben meistens eine hörbare Rauschmodulation bei kritischem Musikmaterial.

Die zulässige Kennlinie eines Formgebungsnetzwerkes stellt einen Kompromiß dar zwischen zwei an sich unverträglichen Anforderungen. Am Ausgang des D/A-Umsetzers ist es erwünscht, eine starke Dämpfung bei den Frequenzen einzuführen, bei denen Rauschen bzw. ein Fehler am stärksten hörbar ist; dann ist aber am Eingang des A/D-Umsetzers ein umgekehrtes Netzwerk nötig, welches bei diesen Frequenzen eine starke Verstärkung ergibt. Diese Verstärkung erhöht jedoch die Wahrscheinlichkeit, daß das System überlastet wird und reduziert infolgedessen den wirksamen Dynamikbereich des Systems gegenüber Breitbandsignalen. Mit anderen Worten, Prä- und Deemphase erweitern nicht notwendigerweise den Dynamikbereich.

Aus der DE-A1 30 29 441 ist eine Signalübertragungsschaltung mit steuerbarem Übertragungsmaß bekannt, die für den Einsatz bei Einrichtungen zur Dynamik-Kompression und/oder -Expansion gedacht ist. Die bekannte Signalübertragungsschaltung enthält ein analoges Übertragungsglied, dessen Übertragungsmaß mittels einer Hilfsschaltung steuerbar ist. Die Hilfsschaltung leitet das dafür erforderliche Steuersignal, vom Eingangs- oder Ausgangssignal des Übertragungsglieds ab. Das analoge Eingangssignal der Hilfsschaltung wird mittels eines A/D-Umsetzers digitalisiert und einem Rechenwerk zugeführt. Der A/D-Umsetzer enthält eine Abtastschaltung und einen Quantisierer. Das Rechenwerk enthält einen Speicher, in dem die den Abtastwerten zugeordneten Digitalwerte von mehreren zurückliegenden Abtastungen gespeichert werden. Aus diesen gespeicherten Abtastwerten wird nach einer bestimmten Vorschrift ein oder mehrere Steuerwerte errechnet, mittels derer ein digital steuerbares Stellglied in dem Übertragungsglied gesteuert wird. Die Komplexität des Rechenwerks kann sehr unterschiedlich gewählt werden. Im einfachsten Fall wird zum Beispiel nur der Effektivwert des Analogsignals berechnet, oder es wird der Betrag des Analogsignales zeitlich gemittelt. Auch eine fortlaufende Berechnung des Frequenzspektrums des Analogsignales ist möglich. Auf diese Weise soll es ermöglicht werden, das Übertragungsmaß des Übertragungsglieds auf der Basis kompliziert zu gewinnender Signalparameter und unter Beachtung komplizierter Bewertungsfunktionen zu steuern.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Analog-Digital- oder Digital- Analog-Umsetzungssystem zu schaffen, die einen erweiterten Dynamikbereich unter Einsatz einfacher und preisgünstiger Bauelemente erlauben.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Analog-Digital- Umsetzungssystem gemäß Patentanspruch 1 bzw. ein Digital- Analog-Umsetzungssystem gemäß Patentanspruch 2 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Bei der beanspruchten Lösung ist die Notwendigkeit für einen Kompromiß, von dem oben die Rede war, reduziert oder ganz ausgeschaltet. Ein frequenzabhängiges Netzwerk mit variabler Kennlinie mit oder ohne Verstärkung wird mit einem A/D-Umsetzer bzw. einem D/A-Umsetzer kombiniert.

Das frequenzabhängige Netzwerk mit variabler Kennlinie ändert die Form seiner Kennlinie in Abhängigkeit von einem Steuersignal. Man kann die Erfindung als adaptive Prä- und De-emphase in Kombination mit dem A/D-Umsetzer und dem D/A-Umsetzer betrachten, bei der das am stärksten hörbare Rauschen durch das Kennlinienformungsnetzwerk immer dann reduziert wird, wenn die Amplituden des Eingangssignals nicht zu einer Überlastung des Systems führen. Wenn es aber zu einer Überlastung käme, adaptieren die Netzwerke, um eine Anhebung von vorherrschenden spektralen Komponenten zu vermeiden, aber gleichzeitig die Rauschreduzierung beizubehalten, wo Rauschen in Gegenwart der genannten spektralen Komponenten hörbar sein könnte. Ein solches System erlaubt eine ausgeprägtere Anhebung und Absenkung in Gegenwart vorherrschender Signale bei Frequenzen, bei denen das Rauschen kein Problem ist. Deshalb ist mit diesem System die Rauschmodulation unhörbar zu machen.

Natürlich sind analoge Kompander mit Bandaufspaltung und "sliding band", wie oben erwähnt, Beispiele adaptiver Prä- und De-emphase. Zusätzlich zu den frequenzabhängigen Netzwerken mit variabler Kennlinie (d. h. adaptivem Frequenzgang) umfassen sie normalerweise ihre eigenen Schaltungen zum Messen der Amplitude und des Spektrums der Tonfrequenzsignale, um die variable Kennlinie bzw. Adaption verwirklichen zu können.

Bei adaptiven, digitalen Systemen mit veränderlicher Skalierung enthält der A/D-Umsetzer ein Steuersignal bzw. einen Skalierungsfaktor, der meistens digital abgeleitet ist und im D/A-Umsetzer wiederhergestellt werden muß. Es ist bekannt, ein derartiges digital abgeleitetes Steuersignal zur Betätigung von frequenzunabhängigen Elementen mit variabler Verstärkung vor dem A/D-Umsetzer und hinter dem D/A-Umsetzer zu benutzen. Aus der vorstehenden Beschreibung geht jedoch hervor, daß ein solches Verfahren zu noch stärkerer Rauschmodulation führt. Allerdings kann das Steuersignal dazu benutzt werden auf Netzwerke mit adaptiver Kennlinie zu operieren. Man kann das Steuersignal als eine digital abgeleitete Messung des Tonfrequenzsignals betrachten, welches ursprünglich im A/D-Umsetzer erzeugt wird und dann mit beliebiger Genauigkeit im D/A-Umsetzer wiederhergestellt werden kann. Eines der bei analogen Kompandern auftretenden Hauptprobleme, nämlich eine identische Messung des Signals am Sende- und am Empfangsende vorzunehmen, wird ausgeschaltet, und es ist leichter, ein exaktes "Nachlaufen" zwischen der variablen Prä- und De-emphase zu erreichen.

Im folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Systems;

Fig. 2-4 verallgemeinerte Blockschaltbilder alternativer Netzwerke mit variabler Kennlinie und alternativer Formen von Steuersignalen für dieselben;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines spezielleren Systems gemäß der Erfindung;

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Kodierers gemäß der Erfindung;

Fig. 7 eine graphische Darstellung des Frequenzganges für ein Beispiel eines beim Kodierer gemäß Fig. 6 verwendeten Netzwerks;

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Dekodierers gemäß der Erfindung.

In Fig. 1 ist ein stark verallgemeinertes Blockschaltbild eines digitalen Kodier/Dekodiersystems gemäß der Erfindung gezeigt, bei dem ein analoges Eingangssignal an ein frequenzabhängiges Netzwerk 2 mit variabler Kennlinie angelegt wird, welches das analoge Eingangssignal weiterverarbeitet, ehe es das Signal an einen A/D-Umsetzer 4 weitergibt. Der A/D-Umsetzer 4 hat Charakteristiken, die an ein angelegtes Signal adaptieren und weist eine Einrichtung auf, die ein vom angelegten Signal abgeleitetes Steuersignal erzeugt, um diese Charakteristiken zu steuern. Es sind verschiedene Arten adaptiver A/D-Umsetzer und D/A-Umsetzer allgemein bekannt. Beispiele hierfür sind adaptive Pulscode-(PCM) und adaptive Delta-Modulationsvorrichtungen. Eine gemeinsame Form der Anpassung besteht in einer Änderung der Quantisierungsschrittgrößen als Funktion der Eingangssignalparameter. Das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers 4 wird an ein Übertragungsmedium 6 und dann an einen adaptiven D/A-Umsetzer 8 angelegt, dessen Ausgangssignal an ein frequenzabhängiges Netzwerk 10 mit variabler Kennlinie angelegt wird, dessen Kennwerte komplementär zu denen des Netzwerks 2 sind. Das Übertragungsmedium 6 kann die verschiedensten Formen aufweisen. Z. B. ist ein Mitschnitt oder eine Übertragung durch Draht oder Raum oder im Wege weiterer Modulation oder Kodierung vor der Aufzeichnung oder Übertragung möglich. Der D/A-Umsetzer 8 entwickelt ein Steuersignal, welches dem Steuersignal des A/D-Umsetzers 4 im wesentlichen gleich sein kann. Das Netzwerk 10 wird vom Steuersignal des D/A-Umsetzers 8 so gesteuert, daß das analoge Signal im wesentlichen seine ursprüngliche Form wiedererhält.

In der praktischen Durchführung sind die frequenzabhängigen Netzwerke mit variabler Kennlinie häufig frequenzabhängige Vorrichtungen mit variabler Verstärkung, z. B. Kompressoren und Expander mit festem Band oder gleitendem Band (sliding-band) (Kompandersysteme), bei denen die frequenzabhängigen Charakteristiken auf das Steuersignal ansprechen, welches von dem an den A/D-Umsetzer angelegten Signal abgeleitet wurde.

Das digital abgeleitete Steuersignal bzw. der Skalierungsfaktor des adaptiven A/D-Umsetzers und D/A-Umsetzers kann auf verschiedenste Weise realisiert werden, je nach der Art des digitalen Kodiersystems. Wie Fig. 2 zeigt, besteht es in einem PCM-System mit momentaner oder nahezu momentaner automatischer Bereichsänderung (z. B. "Gleitkomma") aus einem digitalen Wort von einigen Bits (typischerweise 2 oder 3), das die Abtastgrößen verhältnismäßig grob quantisiert darstellt. Jede Größe kann benutzt werden, um die entsprechenden einzelnen Prä- und De-emphase-Netzwerkcharakteristiken einzuschalten, wobei steigende Größen abnehmender Anhebung und Absenkung in den diskreten Netzwerken 2′ bzw. 10′ entsprechen. Die A/D- und D/A-Umsetzer sind als Blöcke 4′ bzw. 8′ gezeigt. Gemäß einer Alternative kann, wie Fig. 3 zeigt, die Größe in einem solchen PCM-System dekodiert und zu einer analogen Steuerspannung bzw. -strom geglättet werden, um kontinuierlich variable Netzwerke 2′′ und 10′′ über getrennte D/A-Umsetzer 12 und Glättungseinrichtungen 14 im Kodierer- und Dekodierteil des Systems zu steuern.

Wie Fig. 4 zeigt, ist bei manchen Systemen, einschließlich der adaptiven Deltamodulationssysteme mit kontinuierlich variabler Neigung der Skalierungsfaktor bereits ein analoges Steuersignal, welches unmittelbar oder auf dem Weg über weitere Glättungseinrichtungen 14 zur Betätigung der kontinuierlich variablen Netzwerke 2′′ und 10′′ benutzt werden kann. Die A/D- und D/A-Umsetzer sind als Blöcke 4′′ bzw. 8′′ gezeigt.

Bei herkömmlichen analogen Kompandern hängt die Hörbarkeit der Rauschmodulation vom Kompressionsverhältnis ab; je höher das Verhältnis ist, umso größer kann die Signalamplitude sein, ehe der Rauschpegel so weit ansteigt, daß er hörbar wird. Leider führen hohe Kompressions- und folglich Expansionsverhältnisse zu Abtastfehlern wegen der Abweichungen zwischen den Messungen des Signals am Kompressor und am Expander. Bestehende analoge Kompander haben meistens Verhältnisse im Bereich von 1,5 bis 3. Die Präzision, mit der das digital abgeleitete Steuersignal wiederhergestellt werden kann, ermöglicht die Anwendung etwas höherer Verhältnisse. Mit der Erfindung wird also ein analogen Kompandern innewohnender Nachteil überwunden. Die Kombination aus adaptiver Präemphase und Ableitung des Skalierungsfaktors innerhalb des A/D-Umsetzers ist als ein in seinem Ausgang gesteuerter Kompressor zu betrachten, dessen Kompressionsverhältnis von den Steuermerkmalen des variablen Netzwerks und den Eingabe/Ausgabe- Charakteristiken der digitalen Messung abhängt. Bei Kenntnis der zuletzt genannten Werte ist es möglich, die zuerst genannten Werte abzuleiten, die nötig sind, um ein gegebenes erforderliches Kompressionsverhältnis zu erreichen.

Bei digitalen Systemen stehen die auf das Kodieren zurückzuführenden Fehler in Beziehung zum Tonfrequenzsignal und sind infolgedessen nicht exakt gleichwertig mit statistischem oder weißem Rauschen. Allerdings ist bei Systemen, die für die Tonwiedergabe von hoher Qualität ausgelegt sind, die Bitrate meistens so hoch, daß der Fehler als Breitbandrauschen betrachtet werden kann. Sein Spektrum ist derart, daß nach der Bewertung der Frequenz unter Berücksichtigung der Empfindlichkeit des menschlichen Ohres hochfrequentes Rauschen vorherrscht. Deshalb sollte bei einer typischen adaptiven Formgebung des Frequenzganges eine hochfrequente Prä-emphase oder Anhebung mindestens beim Fehlen hochfrequenter Signale von hoher Amplitude angewandt werden. Das vom A/D-Umsetzer abgeleitete Steuersignal erfordert meistens eine gewisse Glättung, ehe es zum Steuern der adaptierenden Prä-emphase benutzt werden kann. Deshalb unterliegt die Bewegung der Prä-emphase einer Verzögerung gegenüber einem analogen Eingangs-Tonfrequenzspannungsverlauf. Dies ist gleichwertig mit der Anstiegzeit bei einem analogen Kompressor und führt zu kurzfristigen Überschwingungen bei Einschwingvorgängen. Wie bei analogen Kompressoren erlaubt eine "Dual Path"-Ausführung, bei der ein Hauptweg feste Charakteristiken hat und ein weiterer paralleler Weg die der Prä-emphase unterzogenen Signale führt, die Anwendung einer Überschwingungs-Unterdrückung. Dual Path-Schaltungen sind z. B. in US-PS 38 46 719, US-PS 39 03 485, US-PS Re 28 426, US-PS 38 28 280, US-PS 38 75 537 und der veröffentlichten englischen Patentanmeldung 20 79 114A beschrieben. Die Grenzschwellenwerte der Überschwingungsunterdrücker sind so eingestellt, daß eine Begrenzung nur während der kurzen Zeitspannen erfolgt, während der das an den variablen Hochpaßfilter angelegte Steuersignal hinter der Größe des eingegebenen Tonfrequenzsignals zurückhinkt.

Mit einem in die Praxis umgesetzten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein verhältnismäßig einfaches, preisgünstiges digitales Koder/Dekodier-Audiosystem mit hoher Leistung geschaffen. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die bekannten Vorteile der adaptiven Deltamodulation einschließlich der Einfachheit der dazu nötigen Bauelemente beibehalten und gleichzeitig der Dynamikbereich des Systems weiter vergrößert, ohne daß störende Nebenwirkungen, beispielsweise Rauschmodulation eingeführt werden. Das dabei entstehende System ist besonders gut geeignet zur Verwendung in preisgünstigen, durch die Datenrate begrenzten Systemen, bei denen ein großer Dynamikbereich ebenso wie ein hoher Rauschabstand erwünscht ist.

Verschiedene Deltamodulationsarten sind im Artikel "Delta Modulation" von H. R. Schindler, "IEEE Spectrum", Bd. 7, S. 69-78, Oktober 1970 beschrieben. Dieser Aufsatz befaßt sich nicht nur mit der adaptiven Deltamodulation sondern enthält auch eine umfangreiche Bibliographie. Ein adaptives Deltamodulationssystem ist auch beschrieben in dem Aufsatz "High Performance Digital Audio Systems" von Robert I. Masta in "Electronic Products", S. 66, 20. April 1982. Ferner sind adaptive Deltamodulationssysteme offenbart in US-PS 41 90 801, US-PS 42 54 502, US-PS 43 05 050 und US-PS 43 13 204.

Fig. 5 zeigt ein verallgemeinertes Blockschaltbild des genannten Ausführungsbeispiels. Die gezeigten A/D- und D/A-Umsetzer 16 und 19 sind vorzugsweise vom Typ adaptive Deltamodulation mit kontinuierlich variabler Neigung. Solche Vorrichtungen sind allgemein bekannt. Um hörbares Rauschen weiter zu verringern, ist in dem A/D-Umsetzer 16 vorzugsweise Fehlerrückkopplung vorgesehen. Solche Verfahren sind auch bekannt, siehe z. B. US-PS 29 27 962 oder 43 13 204 und "Reduction of Quantizing Noise by Use of Feedback" von Spang und Schultheiss, veröffentlicht in "IRE Trans. Commun. Syst.", Bd. CS-10, S. 373-380, Dezember 1962. Ein "sliding-band"-Kompressor 18 und ein komplementärer "sliding-band"-Expander 20, die jeweils von dem zugehörigen Umsetzer gesteuert werden, ermöglichen eine weitere Rauschminderung durch das von ihnen dargestellte "sliding-band"-Rauschminderungssystem.

Das Ausmaß der vom "sliding-band"-System ermöglichten Rauschminderung und das Frequenzspektrum, in der das wirksam wird, kann so gewählt sein, daß es an das Rauschspektrum angepaßt ist, welches selbst bei Anwendung der Fehlerrückkopplung erhalten bleibt. So bleibt z. B., außer wenn die Taktfrequenz ausreichend hoch ist, noch nennenswertes Rauschen bei sehr hohen Tonfrequenzen erhalten, auch wenn Fehlerrückkopplungskorrektur angewandt wird. Wenn das "sliding-band"-Rauschmindersystem so gestaltet wird, daß es in jenem Bereich des Tonfrequenzspektrums arbeitet, führt die Kombination der beiden zu einer Rauschminderung über das ganze Tonfrequenzspektrum hinweg und arbeitet dabei bei Taktfrequenzen, die für Tonwiedergabe von hoher Qualität normalerweise nicht akzeptabel wären. Selbst wenn die Taktfrequenz ausreichend hoch ist, so daß das Fehlerkorrekturverfahren zu einem flachen Rauschpegel über die höchsten interessierenden Tonfrequenzen hinweg führt, ist ein "sliding-band"- Rauschmindersystem, welches bis zu niedrigeren Frequenzen herab wirksam ist, zur weiteren Rauschminderung nützlich.

Wie aus den vorstehend genannten Vorveröffentlichungen hervorgeht, können die "sliding-band"-Vorrichtungen die verschiedenste Form haben. Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel sind diese Vorrichtungen Abwandlungen allgemein bekannter "sliding-band"-Vorrichtungen, die als Kompressoren und Expander der Type B bezeichnet sind, von der eine frühe Form in US-PS Re 28 426 beschrieben ist. Beim vorliegenden Anwendungsfall ist keine Steuerschaltung nötig, da das Steuersignal von Umsetzern 16 und 20 abgeleitet wird. Darüberhinaus brauchen die Vorrichtungen nur bei höheren Frequenzen zu arbeiten, weil das Rauschspektrum in einem Deltamodulationssystem, bei dem Fehlerrückkopplungskorrektur angewandt wird, die das Rauschspektrum nicht vollkommen aus dem nutzbaren Tonfrequenzband herausschiebt, weil die Taktfrequenz verhältnismäßig niedrig ist, sehr hochfrequente Natur hat. Am Eingang des Systems bandbegrenzt ein einfaches Tiefpaßfilterband 22 mit zwei Polen das eingegebene Hörfrequenzsignal. Im Gegensatz zu herkömmlichen PCM-Systemen mit niedrigen Abtastraten sind keine komplizierten "anti-aliasing"-Filter (Spiegelfrequenzfilter) nötig. Ein ähnlicher Tiefpaßfilter 24 ist nach dem D/A-Umsetzer 18 eingesetzt.

Der Kodierteil des Systems ist im einzelnen in Fig. 6 gezeigt. Der "sliding-band"-Kompressor ist ein "Dual Path" Kompressor vom Typ I, ähnlich der in der veröffentlichten britischen Patentanmeldung 20 79 114A beschriebenen Vorrichtung. Der Hauptweg enthält ein festes, pegelunabhängiges Netzwerk 26 zur Kennlinienformung gemäß Fig. 7, welches die Übertragung hochfrequenter Signale hohen Pegels erlaubt.

Der weitere Weg enthält einen spannungsgesteuerten, Hochpaßfilter 28 mit einem Pol, dessen Grenzfrequenz im Ruhezustand ca. 10 kHz beträgt. Die Wirkung des variablen Filters kommt einem Kompressor gleich, dessen Kompressionsverhältnis von der Form der Filter/Steuerkennlinie abhängt, wobei die genannte Kompression oberhalb eines Schwellenpegels erfolgt, der vom Schleifengewinn des Steuersystems abhängt. Die Verstärkung vor der Summierung mit dem Hauptweg beträgt 14 dB, was eine Ruhe-Prä-emphase gibt, die mit 6 dB/Oktave von ca. 2 kHz bis ca. 10 kHz ansteigt. Oberhalb eines Schwellenwertes des Steuersignals bewegt sich diese Präemphase mit der Größe eines vom Bitstrom abgeleiteten Steuersignals in der Frequenz nach oben. Die (in US-PS Re 28 426 beschriebene) Unterdrückung von Überschwingungen 30 verhindert eine Verzerrung von Einschwingvorgängen A/D-Umsetzer. Der Hauptweg und der weitere Weg werden in einer Kombinierschaltung 32 summiert.

Das verarbeitete Tonfrequenzsignal des "sliding-band"-Kompressors 18 wird über eine Summierstufe 34 an eine Vergleichsschaltung 36 angelegt, deren anderer Eingang das Tonfrequenzsignal ist, welches aus dem digitalen Bitstrom am Ausgang wiederhergestellt wurde. Der Ausgang der Vergleichsschaltung wird mittels eines Flipflops 38 mit der Taktfrequenz abgetastet und wird zum Bitstrom am Ausgang. Der Ausgangs-Bitstrom steuert die Polarität der Integration (Block 40), so daß das wiederhergestellte Tonfrequenzsignal dem Eingangs-Tonfrequenzsignal folgt. In einem Adaptierungs- Algorithmus 42 wird der Bitstrom zum Erzeugen einer analogen Steuerspannung benutzt, die zur Herstellung des Tonfrequenzsignals integriert (Block 44) wird. Das Steuersignal dient auch zum Steuern des analogen Rauschmindersystems.

Der durch diesen Umsetzungsprozeß entstandene Fehler erscheint am Eingang der Vergleichsschaltung. Das Fehlersignal wird durch eine Fehlerrückkopplungsschleife 45 geführt, zu der ein Tiefpaßfilter 46 gehört, und wird dann mit dem verarbeiteten Tonfrequenzsignal kombiniert. Durch diesen Prozeß wird das Spektrum des Fehlers in der Frequenz nach oben verlagert. Bei einer ausreichend hohen Abtastrate ist oberhalb der Obergrenze des Tonfrequenzbereichs und unterhalb der Taktfrequenz ausreichend Raum vorhanden, in den das Fehlerspektrum bewegt werden kann. Damit kann der größte Teil des Quantisierungsrauschens aus dem hörbaren Bereich heraus verlagert werden, wodurch viel weniger hörbares Rauschen übrigbleibt, als normalerweise beim herkömmlichen Deltamodulationssystem. Wenn eine niedrigere Abtastfrequenz angewandt wird, bleibt, wie schon gesagt, ein gewisses sehr hochfrequentes Restrauschen übrig.

Der grundlegende Ausgangsbitstrom wird dann weiterverarbeitet, wie es beispielsweise allein zum Anlegen an das Übertragungsmedium 6 nötig ist. Fig. 8 zeigt weitere Einzelheiten des in Fig. 5 dargestellten Dekodiererteils. Das Signal vom Übertragungsmedium 6 wird nach Bedarf weiterverarbeitet, um den grundlegenden Eingabebitstrom zu erzeugen. Zur Verarbeitungseinrichtung gehört eine Einrichtung zum Ableiten eines Taktsignals. Diese Verfahren sind allgemein bekannt.

Der D/A-Umsetzer 18 ist ein adaptiver Deltademodulator, der einem Teil des A/D-Umsetzers 16 identisch gleicht. Weder die Vergleichsschaltung 36 noch die Fehlerrückkopplungsschleife 45 ist für den Demodulator nötig. Die Blöcke 40, 42 und 44 sind bei beiden Umsetzern gleich. Das Tonfrequenzausgangssignal vom Ausgang des Integrators wird über einen zweipoligen Tiefpaßfilter an den "sliding-band"-Expander 20 angelegt. Dieser hat auch eine Doppelwegausführung, bei der der Hauptweg ein pegelunabhängiges Netzwerk 26′ zur Formung der Kennlinie hat (invers zu Fig. 7) und der weitere Weg eine negative Rückkopplung vom Ausgang zu einer summierenden Kombinationsschaltung 32 am Eingang über einen variablen Hochpaßfilter 28 und einen Überschwingungsunterdrücker 30 liefert. Der Filter 28 wird durch das Steuersignal betätigt, welches von dem Bitstrom im D/A-Umsetzer abgeleitet ist, und das Ergebnis ist ein Frequenzgang, der komplementär ist zu dem des aufzeichnenden Rauschminderprozessors.

Im Betrieb wird der Frequenzgang des Systems gemäß Fig. 5, 6 und 7 von den das Eingangs- und Ausgangsband begrenzenden Tiefpaßfiltern 22 und 24 und nicht vom Vermögen des A/D- und D/A-Umsetzers bestimmt. Bei einer Abtastfrequenz von 224 kHz (1/16 NTSC-Hilfsträger) und einer maximalen nominalen Tonfrequenz von 15 kHz sind "anti-aliasing"-Filter (Spiegelfrequenzfilter) sehr hoher Ordnung unnötig; Filter mit zwei Polen sind angemessen. Folglich kann ohne weiteres eine Kennlinie von ±0,5 dB bis 15 kHz erreicht werden.

Im Vergleich zu einem nominellen Bezugspegel ist der Rauschabstand 78 dB. Mit dem System können Signale bis zu 15 kHz mit Bezugspegel verarbeitet werden. Der Pegel, bei dem die Neigungsübersteuerung bei 3 kHz beginnt (entsprechend der Überlastungscharakteristik eines Systems mit 50 Mikrosekunden Prä- und De-emphase) beträgt ca. +10 dB zum Bezugspegel. Im Vergleich mit Rundfunk- Übertragungssystemen beträgt der Dynamikbereich also ca. 88 dB.

Claims (15)

1. Analog-Digital-Umsetzungssystem, mit einer adaptiven A/D-Umsetzereinrichtung (4), die eine Einrichtung (42) zum Erzeugen eines Steuersignals abhängig von dem Signal am digitalen Anschluß der Umsetzereinrichtung (4) enthält, wobei das Steuersignal die Umsetzungscharakteristik der Umsetzereinrichtung steuert, gekennzeichnet durch eine an den analogen Anschluß der Umsetzereinrichtung angeschlossene frequenzabhängige Einrichtung (2) mit variabler Kennlinie, deren Form sich in Abhängigkeit von dem Steuersignal ändert.

2. Digital-Analog-Umsetzungssystem, mit einer adaptiven D/A-Umsetzereinrichtung (8), die eine Einrichtung zum Erzeugen eines Steuersignals abhängig von dem Signal am digitalen Anschluß der Umsetzereinrichtung enthält, wobei das Steuersignal die Umsetzungscharakteristik der Umsetzereinrichtung steuert, gekennzeichnet durch eine an den analogen Anschluß der Umsetzereinrichtung angeschlossene frequenzabhängige Einrichtung (10) mit variabler Kennlinie, deren Form sich in Abhängigkeit von dem Steuersignal ändert.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal die Form digitaler Wörter hat, und daß die Einrichtung (2′, 10′) mit variabler Kennlinie eine endliche Anzahl verschiedener Frequenz/ Verstärkungs-Kennlinien hat, die jeweils einzeln von den digitalen Wörtern wählbar sind.

4. System nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal die Form digitaler Wörter hat, und daß die Einrichtung (2′′, 10′′) mit variabler Kennlinie eine D/A-Umsetzereinrichtung (12) zum Umsetzen der digitalen Wörter in ein analoges Signal sowie eine Einrichtung (14) zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweist, und eine Kennlinie hat, deren Form in Abhängigkeit von dem umgesetzten, geglätteten und geformten Steuersignal kontinuierlich veränderbar ist.

5. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Umsetzereinrichtung (4; 4′; 8; 8′) ein PCM-Ausgangssignal erzeugt.

6. System nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Umsetzereinrichtung (4; 4′; 8; 8′) ein adaptiver Deltamodulator ist.

7. System nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal ein analoges Signal ist, und daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie eine Einrichtung zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweist und eine Kennlinie hat, deren Form in Abhängigkeit von dem geglätteten und geformten Steuersignal kontinuierlich veränderbar ist.

8. System nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie Kennlinien hat, die Signale in einem Teil des Tonfrequenzspektrums relativ zu anderen Teilen des Tonfreqenzspektrums im Fall des Analog-Digital-Umsetzungssystems anheben und im Fall des Digital-Analog-Umsetzungssystems absenken, wobei der Grad der Anhebung bzw. Absenkung von dem Steuersignal abhängig ist.

9. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Anhebung bzw. Absenkung in demjenigen Teil des Spektrums erfolgt, in dem Rauschen oder Quantisierungsfehler am stärksten hörbar sind.

10. System nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Anhebung bzw. Absenkung im oberen oder unteren Bereich des Tonfrequenzspektrums erfolgt, wobei die Frequenz, bei der die Anhebung bzw. Absenkung beginnt, von dem Steuersignal abhängig ist ("Sliding Band"- Charakteristik).

11. System nach Anspruch 6 und einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der adaptive Deltamodulator eine Fehlerrückkopplungseinrichtung (46) aufweist, daß die Taktfrequenz des adaptiven Deltamodulators so gewählt ist, daß ein Teil des Rauschspektrums, der durch die Fehlerrückkopplungseinrichtung in der Frequenz nach oben verlagert ist, innerhalb des Tonfrequenzspektrums bleibt, und daß die Kennlinien der Einrichtung (18) mit variabler Kennlinie so gewählt sind, daß sie den restlichen Teil des verlagerten Rauschspektrums unterdrücken.

12. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (18) mit variabler Kennlinie, einen Hauptsignalweg und einen weiteren Signalweg aufweist, daß der Hauptsignalweg auf ein Eingangssignal anspricht und eine Einrichtung (26) aufweist, die ein erstes Signal liefert, welches zu dem Eingangssignal im wesentlichen proportional ist, daß der weitere Signalweg mit dem Hauptsignalweg gekoppelt ist und auf ein von dem Hauptsignalweg abgeleitetes Signal unter Erzeugung eines zweiten Signals anspricht, daß eine Signalkombiniereinrichtung (32) vorgesehen ist, die das erste und das zweite Signal vereinigt, und daß der weitere Signalweg eine Einrichtung (28) aufweist, die die Amplitude des zweiten Signals in einem Teil des Frequenzbandes des Hauptsignalwegs ändert.

13. System nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung mit veränderlicher Kennlinie eine Einrichtun (26) aufweist, die den Frequenzgang des Hauptsignalweges formt.

14. System nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Weg eine Einrichtung (30) aufweist, die das zweite Signal nichtlinear begrenzt.

15. Codier/Decodier-System mit einem Analog-Digital- Umsetzungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 14 in Verbindung mit Anspruch 1 und einem Digital-Analog-Umsetzungssystem nach einem der Ansprüche 3 bis 14 in Verbindung mit Anspruch 2, bei dem das Digital-Analog-Umsetzungssystem über ein Übertragungsmedium die Ausgangssignale des Analog- Digital-Umsetzungssystems erhält und die Kennlinien der frequenzabhängigen Einrichtungen (2, 10) der beiden Umsetzungssysteme sich in komplementärer Weise abhängig von dem jeweiligen Steuersignal ändern.