SE465144B - Saett och anordning foer behandling av en analog signal - Google Patents

Description

465 144 2 reduceras även eventuellt under överföringen tillfört brus under de lugna perioderna, exakt såsom krävs för att maximera den uppfattade kvaliteten.

En vanligen använd kompanderingslag är den s k kvadratrotslagen, enligt vilken amplituden hos den i verkligen överförda signalen är proportionell mot kvadratroten av amplituden vid källan. Under en period under vilken talkäl- lans material momentant hade en amplitud av 1/100 enhet skulle exempelvis den överförda amplituden höjas till 1/10 av kompandern. Likaså skulle under en period av 9 källamplitudenheter den överförda amplituden reduceras till 3 enheter, medan enhetsamplitud definitionsmässigt är den nivå, som kvarstår oförändrad genom kompandern. Antag nu att det under överföringen tillförda bruset svarar mot 1/100 av en amplitudenhet. I den lugna perioden när 1/10 överfördes, skulle den mottagna signalen bestå av 1/10 enhet väntad signal plus 1/100 av en enhet brus. Efter att dekompandern reducerar signalen med 1/10 enhet till dess ursprungliga 1/100 enhet, skulle bruset reduceras med samma faktor från 1/100 till 1/1000. I fallet med en väntad nollnivåsignal skulle kompandern tyda det mottagna bruset av 1/100 enhet som en kompanderad signalnivâ, och återställa den till vad den tror den ursprungliga signalnivån har varit, nämligen 1/10000.

Man ser därför att brusnivân under tysta perioder vid dekompanderns gång är kvadraten på det värde den annars skulle varit utan användning av kompandering och dekompandering.

SNR mäts ofta i den logaritmiska decibelskalan, definierad genom dBs = 20LOG (signalamplitud/brusamplitud).

Om medelsignalamplituden under aktivt tal sätts till 1 och brusampli- tuden under tysta perioder är lika med 1/100 utan kompandering, är SNR räknat enligt ovanstående formel 40 dB.

Med kompandering/dekompandering minskas bruset under tysta perioder till 1/10000, vilket ger ett SNR av 80dB, en avsevärd förbättring av den subjek- tiva kvaliteten.

Vid två tidigare metoder för utförande av kvadratrotskompandering, kända såsom “feedforward“ resp. "feedback"-metoderna erhålls en resp. kompanderad utsignal genom att dividera ingångssignalen med ett värde erhållet, i "feed- forward"-fallet genom amplitudmätning, glättning och kvadratrotsbehandling av ingângssignalen, respektive i "feedback"-fallet, genom amplitudmätning och glättning av den kompanderade utsignalen.

”Feedback”-metoden har fördelen att kvadratrotsfunktionen ej uttryck- ligen behövs och även att amplitudmätningen äger rum på den kompanderade utsignalen, varigenom en halvering erhålles av det signalområde i dB, som 3 465 144'a mätanordningen behöver hantera. Kvadratrots-kompanderingslagen uppstår på grund av att utgângsamplituden är ingångsamplituden dividerad med utgângsam- plituden.

Två kända tillämpningar av en kompander av den senare typen existerar.

Den första är en helt analog kretstillämpning, vid vilken divideringskretsen sannolikast skulle realiseras genom användning av en analog multiplikator i en återkopplingsslinga. Den andra är en helt digital realisering vid vilken ingângssignalen först digitaliseras med användning av en analog-till-digital omvandlare, därpå matas in i en digital signalbehandlingskrets, som skulle kunna numeriskt realisera en kompanderingsalgoritm av antingen "feedback" eller "feedforward"-slaget. Resultaten måste därpå konverteras tillbaka till en analog signal igen med användning av en digital-till-analog omvandlare.

Var och en av de kända utförandena har sina egna nackdelar. Nackdelen med det helt analoga systemet är att vissa komponenter med små toleranser krävs, vilka är svåra att tillverka i form av integrerade halvledarkretsar.

Nackdelen med den helt digitala tillämpningen är behovet av ganska komplexa A-till-D och D-till-A-omvandlare, plus ett dyrt och effektkrävande digitalt signalbehandlingschip.

Uppfinningen.

Ett syfte med föreliggande uppfinning är att åstadkomma ett nytt sätt att realisera kvadratrotslagkompandering som har fördelen av att vara lättare integrerbart till billiga integrerade kiselkretsar med användning av billiga halvledarprocessorer.

Detta syfte har uppnåtts genom att anordningen och sättet enligt den första aspekten av uppfinningen har erhållit kännetecknen i kravens 1 och 9 kännetecknande delar, och att anordningen och sättet enligt en andra aspekt av uppfinningen har erhållit de kännetecken, som anges i kravens 5 resp. 11 kännetecknande delar.

Beskrivning av ritnjngarna.

Utföringsformer av uppfinningen kommer nu att beskrivas närmare nedan med hänvisning till bifogade schematiska ritningar, på vilka, fig. 1 och 2 är principiella blockschemor av tvâ aspekter av uppfin- ningen, fig. 3 - 8 schematiskt visar olika kretslösningar för de i fig. 1 och 2 ingående blocken, och närmare bestämt, fig. 3 och 4 visar en deltamoduleringskodare resp. -avkodare, fig. 5 och 6 visar en Delta-Sigma eller Sigma-Delta kodare resp. av- kodare, 465 144 4 fig. 7 visar kompandering genom användning av Deita eiier Deita-Sigma moduiering med variabei stegstoriek, samt fig. 8 åskådiiggör dekompandering genom kodning med konstant stegstoriek och avkodning med variabei stegstoriek.

Foredragna utföringsformer.

Fig. 1 visar i biockschemaform en anordning för behandiing av en anaiog ingångssignai S, vars ampiitud varierar vida, såsom tai. Anordningens syfte är att reducera förhåiiandet maximum/minimumampiitudvariationer hos en utgångssignai P, efter behandiingen, tiii kvadratroten av det före behand- iingen föreiiggande förhâiiande i ändamåi att bättre kunna sända signaien genom en kanai med begränsat dynamiskt omrâde i närvaro av tiiisatsbrus.

Anordningen innefattar en anaiog-tiii-digitaiomvandiare 2 anordnad att ändra, såsom kommer att beskrivas närmare nedan, signaien S tiii ett fiöde av heitai N1, N2, N3..... Dessa tai kan som minst bestå av endast två möjiiga värden såsom pius ett och minus ett. Taien i fiödet representerar på något proportioneiit sätt ögonbiicksvärdet hos ingångssignaien S dividerat med en referensspänning R. Denna referensspänning R genereras av en giättad ampii- tudmätkrets 4 i proportion tiii den aistrade utgångssignaiens P ampiitud, på ett sätt som komer att beskrivas närmare nedan, när tai fiödet återomvandi as tiii en anaiog signaivågform medeist en digitai-tiii-anaiogomvandiare 6, som arbetar med en konstant referensspänning.

Fig. 2 visar schematiskt en anordning kompiementâr tiii den i fig. 1, för behandiing av en signai U med komprimerad ampiitudvariation, såsom skuiie kunna aistras genom anordningen i fig. 1. Åndamâiet med anordningen i fig. 2 är att aistra en signai V med en ampiitudvariation âterstäiid tiii det normaia området, utgörande kvadraten av det komprimerade området.

Anordningen innefattar en anaiog-tiii-digitaiomvandiare 8, som omvandiar den komprimerade ingångssignaien U tiii en föijd av heitai M1, M2, M3 ..

Dessa tai kan som minst vara begränsade tiii endast tvâ möjiiga värden, såsom pius ett och minus ett. Pâ ett proportioneiit sätt representerar sekvensen signaien U och omvandias tiiibaka tiii en anaiog signai V medeist en digitai- tiii-anaiogomvandiare 10. Omvandiaren 10 skaiar utgângssignaien V i propor- tion tiii en referensspänning Q, som erhåiis genom bestämning av ampiituden hos insignaien U med en mätanordning 12, som kan innefatta giättning av mätningen medeist ett iågpassfiiter.

Eniigt en viktig utföringsform av föreiiggande uppfinning kan den för omvandiarna 2, 5, 8 och 10 använda tekniken vara av en typ känd som Dei- tamoduiering, Deita-Sigmamoduiering eiier en variant därav. 465 144 ' En Deltamoduleringskodare digitaliserar en analog signal till en följd av 1-bits binära tal, representerande plus 1 eller minus 1. Värdena används för att ändra riktningen hos en rampgenerator, eller integrator, så att den hoppar upp om det föregående värdet var lägre än signalen, eller hoppar ned om det föregående värdet var för högt. Storleken av integratorns upp eller nedgång mellan sampelvärden kallas stegstorleken. Om l-bit sampelvärdena genereras med hög hastighet kommer de steg, som krävs för att följa en med en given takt sig ändrande signal att vara mindre, och stegapproximeringen till signalvâgformen kommer sålunda att vara mera tillförlitlig. Grovheten i 1-bit kvantiseringen kan sålunda kompenseras genom att öka sampel-bit-takten tillräckligt för att uppnå den önskade noggrannheten.

Fig. 3 visar en integrator 14, vars utgângssignal jämförs med ingângs- signalen S i en komparator 16. Beslutet D tas vid en viss bittakt Fb genom inklockning i en låskrets eller vippa 18 vid uppträdande av positivt för- löpande kanter hos en klocka med frekvensen Fb. Det klockade beslutet matas därpå till en omkopplare 20 för att åstadkomma val av den riktning i vilken integratorn 14 kommer att ändras under nästa sampelperiod. Ändringens storlek bestäms av värdet STEGSTORLEK.

I ett annat känt system ökas värdet hos STEGSTORLEK när helst integra- torn hoppar i samma riktning tre gånger i följd, en händelse som antyder att signalens ändringstakt är större än integratorn kan följa med föreliggande STEGSTORLEK. Detta kända system kallas “kompanderad Deltamodulering“ och även CVSD (Continuously Variable Slope Delta).

Med hänvisning till fig. 4 rekonstrueras Deltamodulering till en analog signal genom inmatning till en integrator 22 liknande den i kodaren använda.

En skillnad mellan kodarintegratorn 14 och rekonstruktionsintegratorn 22 är att den senare måste innefatta någon form av läckning, t.ex. ett motstånd 24 kopplat över integrationskondensatorn 26, för att bestämma att den godtyck- liga integrationskonstanten skall vara noll (dvs för att förorsaka att det godtyckliga startladdningstillständet avklingar med tiden).

Efter rekonstruktion med en läckintegrator, kan högfrekvent kvantise- ringsbrus ytterligare reduceras genom ett lågpassfilter, som släpper igenom de högsta sannolika signalfrekvenserna, men som dämpar brusfrekvenser i omrâdet för sampelbittakten och högre.

Användningen av en relaterad algoritm känd som Sigma-Delta eller Delta- Sigma modulering âskâdliggörs i fig. 5 och 6. Skillnaden är att ingângssig- nalen S tillförs före integratorn, här betecknad 22', i stället för efteråt.

Signalen underkastas en extra integration i kodaren jämfört med Deltamodule- 465 144 e ring, som därpå avlägsnas av den i fig. 6 visade avkodaren genom utelämnande av rekonstruktionsintegratorn 22, och med användning av endast lågpassfiltre- ring vid 28”. Delta-Sigmamodulering representerar värden mellan + och - STEGSTORLEK genom att växla mellan dem med rätt medelvärde, och är i detta avseende lika pulsbreddmodulering.

Delta eller Delta-Sigmamoduleringsplaner kan även innefatta fler än en integrator eller annan frekvenssvarformning i återkopplingsslingan, och signalen kan eller kan inte passera genom en eller flera av dessa komponen- ter. Det är även möjligt att konstruera Deltamoduleringskodare och -avkodare i vilka felet mellan integratorvärdet och ingångssignalvärdet kvantiseras till mer än en bit, och är därvid kända som Delta-PCM.

Konstruktionsdetaljerna hos alla sådana varianter behöver ej beskrivas här, eftersom de kan återfinnas i den tekniska litteraturen. Varje plan som kännetecknas av en kodare som digitaliserar ingângssignalen med en skalning bestämd av värdet hos STEGSTORLEK eller liknande referensspänning, som kan tillåtas variera till svar på signalen och vilken digitaliserade signal lätt kan omvandlas tillbaka till en analog signal med användning av antingen samma eller olika, konstant eller variabel stegstorlek eller referensspänning, kan vara lämplig för utförande av uppfinningen.

Både variabel och konstant stegstorlek kan användas tillsamans med uppfinningen. Om signalen är kodad under användning av en liten stegstorlek och avkodad med användning av stor stegstorlek, kommer dess amplitud att ha ökat. Om kodningsstegstorleken är större än avkodningsstegstorlekn kommer amplituden att vara reducerad. Om därför kodningsstegstorleken varieras medan avkodningsstegstorleken hålls konstant kommer signalnivâutgången att ha ett omvänt förhållande till stegstorleken, varigenom en divideringsfunktion âstadkoms, såsom krävs av kvadratrotskompandern.

Det är därför endast nödvändigt att göra stegstorleken proportionell mot den kompanderade utsignalamplituden genom att härleda den från en amplitud- mätning av det slag som visas i fig. 7.

Fig. 7 visar som exempel en kodare 30 av Delta eller Delta-Sigmatyp och med 1-bit kvantisering. Avkodaren med konstant stegstorlek är då helt enkelt ett lågpassfilter 32. Den variabla stegstorleken för kodaren erhålls genom mätning vid 34 av amplituden hos den kompanderade signalen rekonstruerad till analog form av lågpassfiltret. Amplitudmätningen utsätts för en ytterligare lågpassfiltreringsoperation, eller glättningstidskonstant vid 36, kallad kompanderingstidkonstanten. Denna definieras i olika internationella stan- dard, som utnyttjar kompandering för röstöverföring. 465 144.

Den motsvarande dekompanderingskretsen visas i fig. 8. I detta falï kodas den kompanderade ingångssignaien vid 38 med konstant stegstorïek för att âterföras ti11 digitai form, varpå den avkodas vid 40 tillbaka tili anaiog form men med användning av variabeï stegstoriek proportioneiï mot den giättade ingångsampiituden. För korrekt systemutförande bör det vid 42 använda ïâgpassfiitret eiier tidskonstanten för att giätta ampiitudmâtning vid 44 i dekompandern vara identisk med den som används i kompandern.

Claims (12)

465 144 8 Patentkrav:

1. Anordning för behandling av en analog ingångssignal (S) vars amplitud varierar avsevärt, såsom tal, och som har ett första förhållande av maximum till minimumvariationer, innefattande organ för att reducera det första förhållandet till ett andra förhållande, som är kvadratroten av det första förhållandet, och för avgivning av en analog utgângssignal (P), som uppvisar det andra förhållandet, k ä n n e t e c k n a d av en analog-till-digitalomvandlare (2) för ändring av nämnda ingângssignal till en ström av heltal (N1, N2, ...) representerande på proportionellt sätt ögonblicksvärdet hos ingângssignalen (S) dividerat med en första referens- spänning (R), I organ (4) för att generera den första referensspänningen i proportion till amplituden hos utgângssignalen (P) _ en digital-till-analogomvandlare (6) för återomvandling av talströmmen till en analog signalform i proportion till en konstant referensspänning, vilken analoga vågform bildar utgângssignalen (P).

2. Anordning enligt krav 1, k ä n n e t e c k n a d av att heltalen består av endast två möjliga värden såsom plus 1 och minus 1.

3. Anordning enligt krav 1 eller 2, k ä n n e t e c k n a d av att den första referensspänningen (R) genereras av en glâttad amplitudmätanordning (4).

4. Anordning enligt något av kraven 1 - 3, k ä n n e t e c k n a d av att analog-till-digitalomvandlaren (2) innefattar en kodare (14-20;30), som arbetar enligt en teknik känd som Deltamodulation, Delta-Sigmamodulation eller varianter av dessa, vilken kodare har organ för kvantisering av ingângssignalen (S) till en upplösning av endast en binâr bit, organ för erhållande av en önskad noggrannhet genom ökning av samplings- takten eller bittakten, organ (20) för att bestämma stegstorleken hos kodaren till svar på den första referensspänningen, vilken digital-till-analogomvandlare (6) har en avkodare för den kvantiserade signalen, som drivs med konstant stegstorlek.

5. Anordning för behandling av en ingångssignal (U) med komprimerat amplitudomrâde i ändamål att alstra en utgångssignal (V) med ett amplitudom- råde utgörande kvadraten av det komprimerade omrâdet, k ä n n e t e c k n a d av en analog-till-digitalomvandlare (8) med organ för att ändra ingångssig- 4ess144. na1en til) en föïjd av he1ta1 (M1, M2 ...), viïken föïjd på ett proportion- e11t sätt representerar ingångssignaien, en digitaï-ti11-anaïogomvandïare (10) för omvandiing tiïïbaka av taïse- kvensen ti11 en anaïog signai biïdande utgångssignaïen (V), viïken omvandiare har organ för skalning av utgângssignaïen i proportion ti11 en referensspän- "1119 (Q), organ för häriedning av referensspänningen ti11 svar pâ ingângssignaïens ampïitud.

6. Anordning enïigt krav 5, k ä n n e t e c k n a d av att sekvensen av he1ta1 är begränsad ti11 endast två möjïiga värden såsom pïus 1 och minus 1.

7. Anordning enïigt krav 5 e11er 6, k ä n n e t e c k n a d av att ampïituden hos ingângssignaïen bestäms med en mâtanordning (12) innefattande ett ïâgpassfiïter för gïättning av mätningen.

8. Anordning enïigt något av krav 5 - 7, k ä n n e t e c k n a d av att analog-ti11-digita1omvand1aren (8) och digitaï-ti11-ana)ogomvandïaren (10) innefattar en kodare resp. en avkodare, som arbetar i eniighet med en teknik känd som Deltamoduïering, Deïta-Sigmamoduïering e11er varianter därav, vi1ken kodare uppvisar organ för att alstra nämnda utgângstaïsekvens såsom innehâiïande binär- tai av en enda bit representerande endast tvâ möjïiga värden, och på ett proportioneïït sätt representerande ögonbïicksvärdet hos ingângssigna1en (U), organ för kompensering av den grova tvånivâkvantiseringen, som därigenom erhâ11s, genom att öka sampeïomvandlingstakten e11er bittakten ti11 erhåï- ïande av en önskad noggrannhet, viïken avkodare är anordnad att acceptera samma utgângsbitström som a1strades av kodaren och omvandïa den tiïïbaka ti11 en anaïog signaivâgform, och har organ för att aïstra nämnda utgângssignaï genom skaining av den analoga vågformen i proportion ti11 referenssignaïen genom användning av den senare för att bestämma avkodarens stegstorïek.

9. Sätt för behandïing av en anaïog ingângssignaï (S) vars ampïitud varierar avsevärt, såsom ta1, och som har ett första förhåïïande av maximum ti11 minimumvariationer, innefattande reducering av det första förhâïiandet ti11 ett andra förhâïïande, som är kvadratroten av det första förhåïïandet, och avgivning av en ana1og utgångssignai (P), som uppvisar det andra förhâï- ïandet, k ä n n e t e c k n a t av ändring av nämnda ingångssignaï ti11 en ström av he1ta1 representerande på proportioneïit sätt ögonbïicksvärdet hos ingângssignaien dividerat med en första referensspänning, genererad i proportion ti11 ampïituden hos utgångs- signa1en, 465 144 10 âteromvandling av talströmmen till en analog signalform i proportion till en konstant referensspänning, vilken analoga vâgform bildar utgângssig- nalen.

10. Sätt enligt krav 9, k ä n n e t e c k n a t av att heltalen består av endast tvâ möjliga värden såsom plus 1 och minus 1.

11. Sätt för behandling av en ingângssignal med komprimerat amplitud- område i ändamål att alstra en utgångssignal med ett amplitudomrâde utgörande kvadraten av det komprimerade omrâdet, k ä n n e t e c k n a t av ändring av ingângssignalen till en följd av heltal, vilken följd på ett proportionellt sätt representerar ingângssignalen, omvandling tillbaka av talsekvensen till en analog signal bildande utgângssignalen, under skalning av utgângssignalen i proportion till en referensspänning härledd till svar på ingângssignalens amplitud.

12. Sätt enligt krav 11, k ä n n e t e c k n a t av att sekvensen av heltal är begränsad till endast tvâ möjliga värden såsom plus 1 och minus 1.