JPH0750535A - アナログ信号の処理方法と装置 - Google Patents
アナログ信号の処理方法と装置Info
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- JPH0750535A JPH0750535A JP3153358A JP15335891A JPH0750535A JP H0750535 A JPH0750535 A JP H0750535A JP 3153358 A JP3153358 A JP 3153358A JP 15335891 A JP15335891 A JP 15335891A JP H0750535 A JPH0750535 A JP H0750535A
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/62—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission for providing a predistortion of the signal in the transmitter and corresponding correction in the receiver, e.g. for improving the signal/noise ratio
- H04B1/64—Volume compression or expansion arrangements
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- H—ELECTRICITY
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/02—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation
- H03M3/022—Delta modulation, i.e. one-bit differential modulation with adaptable step size, e.g. adaptive delta modulation [ADM]
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- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】付加雑音の存在時に限定されたダイナミック・
レンジのチャネルを介して信号をより良く伝送するた
め、処理前に存在する比の平方根へ、処理後に、出力信
号の最大対最小振幅変動の比を減少させるために、音声
のような振幅が広範囲に変動するアナログ入力信号を処
理する。 【構成】入力信号Ｓを整数の流れＮ１，Ｎ２，Ｎ３---
へ変更するよう配置したアナログ・ディジタル変換器を
含む。流れ中の数は基準電圧Ｒにより割算された入力信
号Ｓの瞬間値を何らかの比例的方法で表わしている。こ
の基準電圧Ｒは、一定基準電圧により作動するディジタ
ル・アナログ変換器により数の流れをアナログ信号波形
へ再変換する時、発生される出力信号Ｐの振幅に比例し
て平滑化振幅測定装置４により発生される。又、圧縮域
の平方である通常域へ復元された振幅変動の信号を発生
するため、圧縮した振幅変動の信号を処理する。
レンジのチャネルを介して信号をより良く伝送するた
め、処理前に存在する比の平方根へ、処理後に、出力信
号の最大対最小振幅変動の比を減少させるために、音声
のような振幅が広範囲に変動するアナログ入力信号を処
理する。 【構成】入力信号Ｓを整数の流れＮ１，Ｎ２，Ｎ３---
へ変更するよう配置したアナログ・ディジタル変換器を
含む。流れ中の数は基準電圧Ｒにより割算された入力信
号Ｓの瞬間値を何らかの比例的方法で表わしている。こ
の基準電圧Ｒは、一定基準電圧により作動するディジタ
ル・アナログ変換器により数の流れをアナログ信号波形
へ再変換する時、発生される出力信号Ｐの振幅に比例し
て平滑化振幅測定装置４により発生される。又、圧縮域
の平方である通常域へ復元された振幅変動の信号を発生
するため、圧縮した振幅変動の信号を処理する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はその第１面によると、音
声のような振幅が広範囲に変化するアナログ入力信号を
処理し、最大対最小振幅変動の第１比を有し、前記第１
比の平方根である第２比へ前記第１比を減少させる装置
を含み、前記第２比を有するアナログ出力信号を出力す
る素子に関係する。
声のような振幅が広範囲に変化するアナログ入力信号を
処理し、最大対最小振幅変動の第１比を有し、前記第１
比の平方根である第２比へ前記第１比を減少させる装置
を含み、前記第２比を有するアナログ出力信号を出力す
る素子に関係する。
【０００２】又その第１面によると、音声のように振幅
が広範囲に変動するアナログ入力信号を処理し、最大対
最小振幅変動の第１比を有し、前記第１比の平方根であ
る第２比へ前記第１比を減少させる段階を含み、前記第
２比を有するアナログ出力信号を出力する方法にさらに
関係する。
が広範囲に変動するアナログ入力信号を処理し、最大対
最小振幅変動の第１比を有し、前記第１比の平方根であ
る第２比へ前記第１比を減少させる段階を含み、前記第
２比を有するアナログ出力信号を出力する方法にさらに
関係する。
【０００３】特に、前記処理は付加的雑音の存在時に限
定されたダイナミック・レンジのチャネルを介して前記
信号をより良く送信するため処理の出力時に最大対最小
振幅変動比を処理前に存在する比の平方根に減少させる
目的のものである。
定されたダイナミック・レンジのチャネルを介して前記
信号をより良く送信するため処理の出力時に最大対最小
振幅変動比を処理前に存在する比の平方根に減少させる
目的のものである。
【０００４】本発明の第２面によると、圧縮域の２乗で
ある振幅域を有する出力信号を発生するため圧縮振幅域
を有する入力信号を処理する方法と素子にも関係する。
特に、前記入力信号は第１面による出力信号として発生
されたものである。
ある振幅域を有する出力信号を発生するため圧縮振幅域
を有する入力信号を処理する方法と素子にも関係する。
特に、前記入力信号は第１面による出力信号として発生
されたものである。
【０００５】
【従来の技術】無線リンクにより例示されるような送信
雑音を受ける通信回路網を介しての音声通信の品質は信
号対雑音比（ＳＮＲ）により記述測定される。実際の音
声信号は一定の振幅てはなく、広範囲のダイナミック・
レンジに渡って多かれ少かれランダムに変動するため、
これはＳＮＲ測定を実行する都合良い検査信号ではな
い。代りに、音声域での各種周波数の一定レベル・トー
ンが通常この目的のために使用され、結果の測定はＴＴ
ＮＲ（検査トーン対雑音比）と呼ばれる。
雑音を受ける通信回路網を介しての音声通信の品質は信
号対雑音比（ＳＮＲ）により記述測定される。実際の音
声信号は一定の振幅てはなく、広範囲のダイナミック・
レンジに渡って多かれ少かれランダムに変動するため、
これはＳＮＲ測定を実行する都合良い検査信号ではな
い。代りに、音声域での各種周波数の一定レベル・トー
ンが通常この目的のために使用され、結果の測定はＴＴ
ＮＲ（検査トーン対雑音比）と呼ばれる。
【０００６】しかしながら、音声の主観的に認識される
品質はＴＴＮＲにより記述されない尺度である静音時の
雑音に対するピーク音声騒音比によってさらに良好に記
述される。主観的品質のより良い尺度は検査トーンをス
イッチ・オフした雑留雑音に対するスイッチ・オン検査
トーン・レベルの比である。このより主観的に重要な品
質面を最適化するため圧伸として知られる技術がしばし
ば用いられる。
品質はＴＴＮＲにより記述されない尺度である静音時の
雑音に対するピーク音声騒音比によってさらに良好に記
述される。主観的品質のより良い尺度は検査トーンをス
イッチ・オフした雑留雑音に対するスイッチ・オン検査
トーン・レベルの比である。このより主観的に重要な品
質面を最適化するため圧伸として知られる技術がしばし
ば用いられる。
【０００７】圧伸は雑音時の送信レベルを増大させかつ
又は騒音時のレベルを減少させるようにした送信端での
可変利得制御を含み、これにより信号の全体ダイナミッ
ク・レンジは平均へ向けて圧縮／伸長される。受信端で
は、脱圧伸器（ｄｅｃｏｍｐａｎｄｅｒ）又は伸長器が
反対の縮尺を実行し、騒音時のレベルを増大して元々の
ダイナミック信号回遊を復元し、同様に静音時のレベル
を減少させる。後者の場合、送信時に付加された雑音も
静音時には減少され、認識品質を最大とするためまさに
必要なものとなる。
又は騒音時のレベルを減少させるようにした送信端での
可変利得制御を含み、これにより信号の全体ダイナミッ
ク・レンジは平均へ向けて圧縮／伸長される。受信端で
は、脱圧伸器（ｄｅｃｏｍｐａｎｄｅｒ）又は伸長器が
反対の縮尺を実行し、騒音時のレベルを増大して元々の
ダイナミック信号回遊を復元し、同様に静音時のレベル
を減少させる。後者の場合、送信時に付加された雑音も
静音時には減少され、認識品質を最大とするためまさに
必要なものとなる。
【０００８】一般に使用される圧伸則はいわゆる平方根
則であり、実際に送信される信号の振幅は信号源での振
幅の平方根に比例する。例えば、音声源材料が瞬間的に
ある単位の 1／100 の振幅を有していると、送信振幅は
圧伸器により 1／10に上げられる。同様に、音源振幅が
９単位の時、送信振幅は３単位に減少され、単位振幅は
定義により圧伸器を介して不変にとどまるレベルであ
る。送信時に付加された雑音が振幅単位の 1／100 に対
応するものと仮定する。 1／10を送信した静音時では、
受信信号は所要信号の単位の 1／10加えることの雑音の
単位の 1／100 から構成される。脱圧伸器により、 1／
10単位信号はその元々の 1／100 単位に減少し、雑音は
1／100 から 1／1000へ同じファクタだけ減少する。零
レベルの所要信号の場合、圧伸器は 1／100 単位受信雑
音を圧伸信号レベルとして解釈し、これを元々そうであ
る本来の信号レベルと考えるもの、すなわち 1／10000
へ復元する。
則であり、実際に送信される信号の振幅は信号源での振
幅の平方根に比例する。例えば、音声源材料が瞬間的に
ある単位の 1／100 の振幅を有していると、送信振幅は
圧伸器により 1／10に上げられる。同様に、音源振幅が
９単位の時、送信振幅は３単位に減少され、単位振幅は
定義により圧伸器を介して不変にとどまるレベルであ
る。送信時に付加された雑音が振幅単位の 1／100 に対
応するものと仮定する。 1／10を送信した静音時では、
受信信号は所要信号の単位の 1／10加えることの雑音の
単位の 1／100 から構成される。脱圧伸器により、 1／
10単位信号はその元々の 1／100 単位に減少し、雑音は
1／100 から 1／1000へ同じファクタだけ減少する。零
レベルの所要信号の場合、圧伸器は 1／100 単位受信雑
音を圧伸信号レベルとして解釈し、これを元々そうであ
る本来の信号レベルと考えるもの、すなわち 1／10000
へ復元する。
【０００９】それ故脱圧伸器の出力における静音時の雑
音レベルは圧伸と脱圧伸（ｄｅｃｏｍｐａｎｄ）の使用
をしない場合にそうである値の平方であることが理解で
きる。
音レベルは圧伸と脱圧伸（ｄｅｃｏｍｐａｎｄ）の使用
をしない場合にそうである値の平方であることが理解で
きる。
【００１０】ＳＮＲは次式で定義されるデシベルの対数
スケールでしばしば測定される。 ｄＢＳ＝２０ＬＯＧ（信号振幅／雑音振幅） 作動音声時の平均信号振幅が 1／100 に等しく、静音時
の雑音振幅が圧伸なしで 1／100 に等しい場合、上式に
より計算されるＳＮＲは４０ｄＢである。
スケールでしばしば測定される。 ｄＢＳ＝２０ＬＯＧ（信号振幅／雑音振幅） 作動音声時の平均信号振幅が 1／100 に等しく、静音時
の雑音振幅が圧伸なしで 1／100 に等しい場合、上式に
より計算されるＳＮＲは４０ｄＢである。
【００１１】圧伸／脱圧伸により、静音時の雑音は 1／
10000 に減少し、８０ｄＢのＳＮＲを与え、問題の品質
に相当な改良を与える。
10000 に減少し、８０ｄＢのＳＮＲを与え、問題の品質
に相当な改良を与える。
【００１２】各々フィードフォワード法及びフィードバ
ック法として知られる平方根圧伸を実行する２つの従来
の方法では、各圧伸出力信号は、各々フィードフォワー
ドの場合振幅測定を介して入力信号の平滑及び平方根処
理で、フィードバックの場合振幅測定と圧伸出力信号を
介して得られた値により入力信号を割算することにより
得られる。
ック法として知られる平方根圧伸を実行する２つの従来
の方法では、各圧伸出力信号は、各々フィードフォワー
ドの場合振幅測定を介して入力信号の平滑及び平方根処
理で、フィードバックの場合振幅測定と圧伸出力信号を
介して得られた値により入力信号を割算することにより
得られる。
【００１３】フィードバック法は平方根関数が正確には
必要とされない利点、又は振幅測定が圧伸出力に発生
し、測定装置が処理する必要のあるｄＢでの信号域を半
分とする利点を有する。出力振幅は出力振幅により割算
された入力振幅であるため、平方根圧伸則が生じる。
必要とされない利点、又は振幅測定が圧伸出力に発生
し、測定装置が処理する必要のあるｄＢでの信号域を半
分とする利点を有する。出力振幅は出力振幅により割算
された入力振幅であるため、平方根圧伸則が生じる。
【００１４】後者の型式の圧伸器の２つの既知実装法が
存在する。最初のものは、フィードバック・ループにア
ナログ乗算器を使用することにより割算回路が多分実装
される完全アナログ回路実装である。第２のものは完全
ディジタル実装で、入力信号は最初にアナログ・ディジ
タル変換器を用いてディジタル化され、次いでフィード
バック又はフィードフォワード法のどちらかの圧伸アル
ゴリズムを数値的に実装するディジタル信号処理回路へ
送られる。結果はディジタル対アナログ変換器を用いて
再びアナログ信号へ変換し戻さなければならない。
存在する。最初のものは、フィードバック・ループにア
ナログ乗算器を使用することにより割算回路が多分実装
される完全アナログ回路実装である。第２のものは完全
ディジタル実装で、入力信号は最初にアナログ・ディジ
タル変換器を用いてディジタル化され、次いでフィード
バック又はフィードフォワード法のどちらかの圧伸アル
ゴリズムを数値的に実装するディジタル信号処理回路へ
送られる。結果はディジタル対アナログ変換器を用いて
再びアナログ信号へ変換し戻さなければならない。
【００１５】既知の実装法は各々固有の欠点を有してい
る。完全アナログ・システムの欠点は、いくつかの許容
範囲の厳しい部品が必要な点であり、これは半導体集積
回路では製造が困難である。完全ディジタル実装の欠点
は全く複雑なＡ−Ｄ及びＤ−Ａ変換器、更に高価で電力
を消費するディジタル信号処理チップが必要なことであ
る。
る。完全アナログ・システムの欠点は、いくつかの許容
範囲の厳しい部品が必要な点であり、これは半導体集積
回路では製造が困難である。完全ディジタル実装の欠点
は全く複雑なＡ−Ｄ及びＤ−Ａ変換器、更に高価で電力
を消費するディジタル信号処理チップが必要なことであ
る。
【００１６】
【発明の目的】本発明の目的は、安価な半導体プロセス
を用いて安価なシリコン集積回路へより容易に集積化で
きる利点を有する平方根則圧伸を実装する新たな方法を
提供することである。この目的は本発明の第１面と第２
面による素子と方法により以下のように達成される。
を用いて安価なシリコン集積回路へより容易に集積化で
きる利点を有する平方根則圧伸を実装する新たな方法を
提供することである。この目的は本発明の第１面と第２
面による素子と方法により以下のように達成される。
【００１７】即ち、本発明の第１面による素子は、第１
基準電圧により割算した入力信号の瞬間値を比例的に表
わす整数流れに前記入力信号を変更するアナログ・ディ
ジタル変換器と、前記出力信号の振幅に比例した前記第
１基準電圧を発生する装置と、一定の基準電圧に比例す
るアナログ信号波形へ前記数の流れを再変換するディジ
タル・アナログ変換器であって、前記アナログ波形は前
記出力信号を形成する前記ディジタル・アナログ変換器
と、を含む。
基準電圧により割算した入力信号の瞬間値を比例的に表
わす整数流れに前記入力信号を変更するアナログ・ディ
ジタル変換器と、前記出力信号の振幅に比例した前記第
１基準電圧を発生する装置と、一定の基準電圧に比例す
るアナログ信号波形へ前記数の流れを再変換するディジ
タル・アナログ変換器であって、前記アナログ波形は前
記出力信号を形成する前記ディジタル・アナログ変換器
と、を含む。
【００１８】本発明の第１面による方法は、前記出力信
号の振幅に比例して発生した第１基準電圧により割算さ
れた入力信号の瞬間値を比例的に表わす整数の流れに前
記入力信号を変換する段階と、一定の基準電圧に比例す
るアナログ信号波形へ前記数の流れを再変換する段階で
あって、前記アナログ波形は前記出力信号を形成する前
記段階と、を含む。
号の振幅に比例して発生した第１基準電圧により割算さ
れた入力信号の瞬間値を比例的に表わす整数の流れに前
記入力信号を変換する段階と、一定の基準電圧に比例す
るアナログ信号波形へ前記数の流れを再変換する段階で
あって、前記アナログ波形は前記出力信号を形成する前
記段階と、を含む。
【００１９】本発明の第２面による素子は、前記入力信
号を整数列へ変換する装置を有するアナログ・ディジタ
ル変換器であって、前記列は前記入力信号を比例的に表
わす前記アナログ・ディジタル変換器と、前記出力信号
を形成するアナログ信号へ前記数列を変換するディジタ
ル・アナログ変換器であって、基準電圧に比例して前記
出力信号をスケーリングする装置を有する前記ディジタ
ル・アナログ変換器と、前記に入力信号の振幅に比例し
て前記基準電圧を得る装置と、を含む。
号を整数列へ変換する装置を有するアナログ・ディジタ
ル変換器であって、前記列は前記入力信号を比例的に表
わす前記アナログ・ディジタル変換器と、前記出力信号
を形成するアナログ信号へ前記数列を変換するディジタ
ル・アナログ変換器であって、基準電圧に比例して前記
出力信号をスケーリングする装置を有する前記ディジタ
ル・アナログ変換器と、前記に入力信号の振幅に比例し
て前記基準電圧を得る装置と、を含む。
【００２０】本発明の第２面による方法は、前記入力信
号を整数列へ変換し、前記列は前記入力信号を比例的に
表わす前記段階と、前記入力信号の振幅に応答して得ら
れた基準電圧に比例して前記出力信号をスケーリングし
つつ、前記出力信号を形成するアナログ信号へ前記数列
を変換し戻す段階と、を含む。
号を整数列へ変換し、前記列は前記入力信号を比例的に
表わす前記段階と、前記入力信号の振幅に応答して得ら
れた基準電圧に比例して前記出力信号をスケーリングし
つつ、前記出力信号を形成するアナログ信号へ前記数列
を変換し戻す段階と、を含む。
【００２１】
【実施例】ブロック図形式の図１は、音声のように振幅
が広範囲に変動するアナログ入力信号Ｓを処理する素子
を図示する。この素子の目的は、付加的雑音の存在時に
限定されたダイナミック・レンジのチャネルを介して前
記信号をより良く送信するため、出力信号Ｐの最大対最
小振幅変動の比を処理後に処理前に存在する比の平方根
に減少させることである。
が広範囲に変動するアナログ入力信号Ｓを処理する素子
を図示する。この素子の目的は、付加的雑音の存在時に
限定されたダイナミック・レンジのチャネルを介して前
記信号をより良く送信するため、出力信号Ｐの最大対最
小振幅変動の比を処理後に処理前に存在する比の平方根
に減少させることである。
【００２２】この素子は以下でより詳細に説明するよう
に、信号Ｓを整数Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３--- の流れに変換す
るよう配置したアナログ・ディジタル変換器２を含む。
これらの数は極限では＋１と−１のように２つの可能な
値からのみ構成される。流れ中の数は基準電圧Ｒにより
割算した入力信号Ｓの瞬間値を何らかの比例的方法で表
わしている。この基準電圧Ｒは、以下で詳述するよう
に、一定基準電圧で作動するディジタル・アナログ変換
器６によりアナログ信号波形へ数の流れを再変換した
時、発生される出力信号Ｐの振幅に比例して平滑化振幅
測定素子４により発生される。
に、信号Ｓを整数Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３--- の流れに変換す
るよう配置したアナログ・ディジタル変換器２を含む。
これらの数は極限では＋１と−１のように２つの可能な
値からのみ構成される。流れ中の数は基準電圧Ｒにより
割算した入力信号Ｓの瞬間値を何らかの比例的方法で表
わしている。この基準電圧Ｒは、以下で詳述するよう
に、一定基準電圧で作動するディジタル・アナログ変換
器６によりアナログ信号波形へ数の流れを再変換した
時、発生される出力信号Ｐの振幅に比例して平滑化振幅
測定素子４により発生される。
【００２３】図２は、図１の素子により発生されるよう
な圧縮した振幅変動の信号Ｕを処理する図１のものと相
補的な素子を概略的に図示する。図２の素子の目的は、
圧縮域の平方である通常域へ復元された振幅変動の信号
Ｖを発生することである。
な圧縮した振幅変動の信号Ｕを処理する図１のものと相
補的な素子を概略的に図示する。図２の素子の目的は、
圧縮域の平方である通常域へ復元された振幅変動の信号
Ｖを発生することである。
【００２４】この素子は、前記圧縮入力信号Ｕを整数列
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３--- へ戻すアナログ・ディジタル変換
器８を含む。これらの数は極限では＋１や−１のように
２つの可能な値のみに限定される。数列は比例的に信号
Ｕを表わし、ディジタル・アナログ変換器１０によりア
ナログ信号Ｖへ変換し戻される。変換器１０は、低域フ
ィルタによる測定の平滑化を含む測定素子１２により入
力信号Ｕの振幅を決定することにより得られる基準電圧
Ｑに比例した出力信号Ｖへスケールする。
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ３--- へ戻すアナログ・ディジタル変換
器８を含む。これらの数は極限では＋１や−１のように
２つの可能な値のみに限定される。数列は比例的に信号
Ｕを表わし、ディジタル・アナログ変換器１０によりア
ナログ信号Ｖへ変換し戻される。変換器１０は、低域フ
ィルタによる測定の平滑化を含む測定素子１２により入
力信号Ｕの振幅を決定することにより得られる基準電圧
Ｑに比例した出力信号Ｖへスケールする。
【００２５】本発明の１つの重要な実施例によると、変
換器２，６，８，１０に用いた技術はデルタ変調、デル
タ・シグマ変調又はその変形として知られている型式の
ものである。
換器２，６，８，１０に用いた技術はデルタ変調、デル
タ・シグマ変調又はその変形として知られている型式の
ものである。
【００２６】デルタ変調エンコーダはアナログ信号を＋
１又は−１を表わす１ビット２進数の列へディジタル化
する。この値は勾配（ランプ）発生器、または積分器の
方向を変更するために用いられ、前の値が入力信号より
低い場合には勾配は上り、前の値が高すぎる場合は勾配
は下る。積分器がサンプル間で勾配を上下させる量はス
テップ寸法（ＳＴＥＰＳＩＺＥ）と呼ばれている。１ビ
ット・サンプルが高速に発生される場合、一定速度で変
化する信号に追随するために必要なステップは小さくな
り、従って信号波形に対するステップ近似はより正確と
なる。１ビット量子化の粗さはこのように所要精度を得
るのに十分なまでサンプル・ビット速度を上げることに
より補償される。
１又は−１を表わす１ビット２進数の列へディジタル化
する。この値は勾配（ランプ）発生器、または積分器の
方向を変更するために用いられ、前の値が入力信号より
低い場合には勾配は上り、前の値が高すぎる場合は勾配
は下る。積分器がサンプル間で勾配を上下させる量はス
テップ寸法（ＳＴＥＰＳＩＺＥ）と呼ばれている。１ビ
ット・サンプルが高速に発生される場合、一定速度で変
化する信号に追随するために必要なステップは小さくな
り、従って信号波形に対するステップ近似はより正確と
なる。１ビット量子化の粗さはこのように所要精度を得
るのに十分なまでサンプル・ビット速度を上げることに
より補償される。
【００２７】図３は積分器１４を図示し、その出力信号
は比較器１６で入力信号Ｓと比較される。周波数Ｆｂの
クロックの正移行縁でラッチ又はフリップフロップ１８
へクロックすることにより決定Ｄがあるビット速度Ｆｂ
で行われる。クロックされた決定は次いでスイッチ２０
へ送られて、積分器１４が次のサンプル期間で変更する
方向の選択を実行する。変更の大きさは値ＳＴＥＰＳＩ
ＺＥにより決定される。
は比較器１６で入力信号Ｓと比較される。周波数Ｆｂの
クロックの正移行縁でラッチ又はフリップフロップ１８
へクロックすることにより決定Ｄがあるビット速度Ｆｂ
で行われる。クロックされた決定は次いでスイッチ２０
へ送られて、積分器１４が次のサンプル期間で変更する
方向の選択を実行する。変更の大きさは値ＳＴＥＰＳＩ
ＺＥにより決定される。
【００２８】他の既知のシステムでは、積分器が連続し
て３回同じ方向へ勾配を与えられた時、信号の変化速度
が現在のＳＴＥＰＳＩＺＥで積分器が追従可能なものよ
り大きいことを示している事象でＳＴＥＰＳＩＺＥの値
は増加される。この既知のシステムは「圧伸デルタ変
調」及びＣＶＳＤ（連続可変勾配デルタ）と呼ばれてい
る。
て３回同じ方向へ勾配を与えられた時、信号の変化速度
が現在のＳＴＥＰＳＩＺＥで積分器が追従可能なものよ
り大きいことを示している事象でＳＴＥＰＳＩＺＥの値
は増加される。この既知のシステムは「圧伸デルタ変
調」及びＣＶＳＤ（連続可変勾配デルタ）と呼ばれてい
る。
【００２９】図４を参照すると、エンコーダで用いたも
のと同様の積分器２２へ送ることによりデルタ変調はア
ナログ信号へ再構成される。エンコーダ積分器１４と再
構成積分器２２との間の差は、後者が積分コンデンサ２
６へ接続した何らかの形式の漏れ、例えば抵抗２４を含
み、積分の任意定数を零としなければならない点である
（すなわち任意の始動電荷状態を時間と共に減衰させ
る）。
のと同様の積分器２２へ送ることによりデルタ変調はア
ナログ信号へ再構成される。エンコーダ積分器１４と再
構成積分器２２との間の差は、後者が積分コンデンサ２
６へ接続した何らかの形式の漏れ、例えば抵抗２４を含
み、積分の任意定数を零としなければならない点である
（すなわち任意の始動電荷状態を時間と共に減衰させ
る）。
【００３０】漏れ積分器による再構成後、高周波量子化
雑音は、最高周波数信号は通過させるがサンプル・ビッ
速度及びこれ以上の領域の雑音周波数を減衰させる低域
フィルタによりさらに減少される。
雑音は、最高周波数信号は通過させるがサンプル・ビッ
速度及びこれ以上の領域の雑音周波数を減衰させる低域
フィルタによりさらに減少される。
【００３１】シグマ・デルタ又はデルタ・シグマ変調と
して知られる関連アルゴリズムの使用は図５及び図６に
図示されている。この差は、後の代りにここでは２２’
と指定されている積分器の前へ入力信号Ｓが印加される
点である。信号はデルタ変調と比べてエンコーダで余分
な積分を受け、これは再構成積分器２２を除去し２８’
の低域フィルタのみを使用することにより図６に示すデ
コーダで除かれる。デルタ・シグマ変調は補正平均値で
間で変更することにより＋と−ＳＴＥＰＳＩＺＥ間の値
を表わし、この点でパルス幅変調と同様である。
して知られる関連アルゴリズムの使用は図５及び図６に
図示されている。この差は、後の代りにここでは２２’
と指定されている積分器の前へ入力信号Ｓが印加される
点である。信号はデルタ変調と比べてエンコーダで余分
な積分を受け、これは再構成積分器２２を除去し２８’
の低域フィルタのみを使用することにより図６に示すデ
コーダで除かれる。デルタ・シグマ変調は補正平均値で
間で変更することにより＋と−ＳＴＥＰＳＩＺＥ間の値
を表わし、この点でパルス幅変調と同様である。
【００３２】デルタ又はデルタ・シグマ変調法は又フィ
ードバック・ループに１個以上の積分器又は他の周波数
応答整形も含み、信号は１個以上のこれらの部品を通過
してもしなくともよい。積分値と入力信号値との間の誤
差を１ビット以上に量子化し、デルタＰＣＭとして知ら
れているデルタ変調エンコーダ及びデコーダを構成する
ことも可能である。
ードバック・ループに１個以上の積分器又は他の周波数
応答整形も含み、信号は１個以上のこれらの部品を通過
してもしなくともよい。積分値と入力信号値との間の誤
差を１ビット以上に量子化し、デルタＰＣＭとして知ら
れているデルタ変調エンコーダ及びデコーダを構成する
ことも可能である。
【００３３】これら全ての変形の設計詳細は技術文献に
見出されるため本明細書で記述する必要はない。ＳＴＥ
ＰＳＩＺＥの値又は同様の基準電圧により決定されたス
ケーリングで入力信号をディジタル化し、信号に応答し
て変更することを可能とし、同一の又は異なる、一定の
又は可変のステップ寸法又は基準電圧を用いて当該ディ
ジタル化信号が容易にアナログ信号へ変換し戻せるエン
コーダを特徴とする全ての方法が本発明の実装に適当で
ある。
見出されるため本明細書で記述する必要はない。ＳＴＥ
ＰＳＩＺＥの値又は同様の基準電圧により決定されたス
ケーリングで入力信号をディジタル化し、信号に応答し
て変更することを可能とし、同一の又は異なる、一定の
又は可変のステップ寸法又は基準電圧を用いて当該ディ
ジタル化信号が容易にアナログ信号へ変換し戻せるエン
コーダを特徴とする全ての方法が本発明の実装に適当で
ある。
【００３４】可変及び一定ステップ寸法の両方が本発明
で使用可能である。小さなステップ寸法を用いて信号が
コード化され、大きなステップ寸法を用いてデコードさ
れる場合、その振幅は増大する。コード化ステップ寸法
がデコード・ステップ寸法より大きい場合、振幅は減少
する。それ故、コード化ステップ寸法を可変とし、一方
デコード・ステップ寸法を一定に保持する場合、信号レ
ベル出力はステップ寸法に対し反比例を保持し、平方根
比較器に必要とされる割算関数を実現する。
で使用可能である。小さなステップ寸法を用いて信号が
コード化され、大きなステップ寸法を用いてデコードさ
れる場合、その振幅は増大する。コード化ステップ寸法
がデコード・ステップ寸法より大きい場合、振幅は減少
する。それ故、コード化ステップ寸法を可変とし、一方
デコード・ステップ寸法を一定に保持する場合、信号レ
ベル出力はステップ寸法に対し反比例を保持し、平方根
比較器に必要とされる割算関数を実現する。
【００３５】それ故、図７に示すように振幅測定から得
ることによりステップ寸法を圧伸出力信号振幅に比例さ
せることのみが必要となる。
ることによりステップ寸法を圧伸出力信号振幅に比例さ
せることのみが必要となる。
【００３６】図７は１例としてデルタ又はデルタ・シグ
マ型のエンコーダ３０と１ビット量子化を示す。一定の
ステップ寸法デコーダは単に低域フィルタ３２である。
エンコーダの可変ステップ寸法は、低域フィルタにより
アナログ形式に再構成した圧伸信号の振幅を３４で測定
することにより得られる。振幅測定はさらに低域フィル
タ操作、又は圧伸時定数と呼ばれる３６の平滑化時定数
を受ける。これは音声伝送用に圧伸を用いる各種国際規
格で定義される。
マ型のエンコーダ３０と１ビット量子化を示す。一定の
ステップ寸法デコーダは単に低域フィルタ３２である。
エンコーダの可変ステップ寸法は、低域フィルタにより
アナログ形式に再構成した圧伸信号の振幅を３４で測定
することにより得られる。振幅測定はさらに低域フィル
タ操作、又は圧伸時定数と呼ばれる３６の平滑化時定数
を受ける。これは音声伝送用に圧伸を用いる各種国際規
格で定義される。
【００３７】対応する脱圧伸回路は図８に示されてい
る。この場合、圧伸入力信号はディジタル形式へ戻すた
め一定のステップ寸法で３８でコード化され、次いで平
滑化入力振幅に比例する可変ステップ寸法を用いてアナ
ログ形式へ４０でデコードされる。正しいシステム性能
のためには、脱圧伸器の４４での振幅測定を平滑化する
ため４２で用いる低域フィルタ又は時定数は圧伸器で用
いるものと同一でなければならない。
る。この場合、圧伸入力信号はディジタル形式へ戻すた
め一定のステップ寸法で３８でコード化され、次いで平
滑化入力振幅に比例する可変ステップ寸法を用いてアナ
ログ形式へ４０でデコードされる。正しいシステム性能
のためには、脱圧伸器の４４での振幅測定を平滑化する
ため４２で用いる低域フィルタ又は時定数は圧伸器で用
いるものと同一でなければならない。
【図１】本発明の図１によるアナログ信号処理装置の実
施例のブロック図。
施例のブロック図。
【図２】本発明の図２によるアナログ信号処理装置の実
施例のブロック図。
施例のブロック図。
【図３】デルタ変調エンコーダ。
【図４】デルタ変調デコーダ。
【図５】デルタ・シグマ又はシグマ・デルタエンコーダ
のブロック図。
のブロック図。
【図６】デルタ・シグマ又はシグマ・デルタデコーダの
ブロック図。
ブロック図。
【図７】可変ステップ寸法デルタ又はデルタ・シグマ変
調による圧伸を示すブロック図。
調による圧伸を示すブロック図。
【図８】一定ステップ寸法によるコード化と可変ステッ
プ寸法によるデコードによる脱圧伸を示すブロック図。
プ寸法によるデコードによる脱圧伸を示すブロック図。
２，８ アナログ・ディジタル変換器 ４，１２ 測定装置 ６，１０ ディジタル・アナログ変換器 １４，２２ 積分器 １６ 比較器 ２０ スイッチ ２８’，３２ 低域フィルタ ３０ エンコーダ
Claims (12)
- 【請求項１】 音声のように振幅が広範囲に変動し、最
大対最小振幅変動の第１比を有するアナログ入力信号を
処理する素子において、前記第１比の平方根である第２
比へ前記第１比を減少させる装置を含み、前記第２比を
有するアナログ出力信号を出力する素子であり、 第１基準電圧により割算した入力信号の瞬間値を比例的
に表わす整数流れへ前記入力信号を変換するアナログ・
ディジタル変換器と、 前記出力信号の振幅に比例して前記第１基準電圧を発生
する装置と、 一定の基準電圧に比例してアナログ信号波形へ前記数の
流れを再変換するディジタル・アナログ変換器であっ
て、前記アナログ波形は前記出力信号を形成する前記デ
ィジタル・アナログ変換器と、を含むアナログ入力信号
を処理する素子。 - 【請求項２】 請求項１記載の素子において、前記整数
値は＋１と−１のように２つの可能な値のみから構成さ
れる素子。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２記載の素子におい
て、前記第１基準電圧は平滑化振幅測定装置により発生
される素子。 - 【請求項４】 請求項１〜請求項３記載の素子におい
て、前記アナログ・ディジタル変換器はデルタ変調、デ
ルタ・シグマ変調又はその変形として知られる技術に従
って作動するエンコーダを含み、前記エンコーダは、 １つの２進数ビット分解能でのみ前記入力信号を量子化
する装置と、 サンプル速度又はビット速度を増大することにより所要
精度を得る装置と、 前記第１基準電圧に応答して前記エンコーダのステップ
寸法を決定する装置と、を有し、前記ディジタル・アナ
ログ変換器は一定のステップ寸法で動作する量子化信号
用のデコーダを有する素子。 - 【請求項５】 圧縮域の平方である振幅域を有する出力
信号を発生するため圧縮振幅域を有する入力信号を処理
する素子において、前記入力信号を整数列へ変換する装
置を有するアナログ・ディジタル変換器であって、前記
列は前記入力信号を比例的に表わす前記アナログ・ディ
ジタル変換器と、 前記数列を前記出力信号を形成するアナログ信号へ変換
し戻すディジタル・アナログ変換器であって、基準電圧
に比例して前記出力信号をスケーリングする装置を有す
る前記ディジタル・アナログ変換器と、 前記入力信号の振幅に応答して前記基準電圧を得る装置
と、を含む素子。 - 【請求項６】 請求項５記載の素子において、前記整数
列は＋１と−１のような２つの可能な値にのみ限定され
る素子。 - 【請求項７】 請求項５又は請求項６記載の素子におい
て、前記入力信号の振幅は測定を平滑化する低域フィル
タを含む測定装置により決定される素子。 - 【請求項８】 請求項５〜請求項７記載の素子におい
て、前記アナログ・ディジタル変換器と前記ディジタル
・アナログ変換器はデルタ変調、デルタ・シグマ変調又
はその変形として知られている技術に従って各々作動す
るエンコーダとデコーダを含み、前記エンコーダは、 ２つの可能値のみを表わし、かつ前記入力信号の瞬間値
を比例的に表わす単一ビット２進数列を含むものとして
前記出力数列を発生する装置と、 所要精度を得るためサンプル変換速度又はビット速度を
増大させることにより、得られた粗い２レベル量子化を
補償する装置と、を有し、前記デコーダはエンコーダに
より発生されたものと同じ出力ビット流を受け取り、こ
れをアナログ信号波形へ変換し戻すように設計されてい
て、前記デコーダのステップ寸法を決定するため前記基
準信号を用いることにより前記基準信号に比例して前記
アナログ波形をスケーリングすることにより前記出力信
号を発生する装置を有する素子。 - 【請求項９】 音声のように広範囲に振幅が変動し、最
大対最小振幅変動の第１比を有するアナログ入力信号を
処理する方法において、前記第１比の平方根である第２
比へ前記第１比を減少させる段階を含み、前記第２比を
有するアナログ出力信号を出力する方法であり、 前記出力信号の振幅に比例して発生した第１基準電圧に
より割算された入力信号の瞬間値を比例的に表わす整数
の流れに前記入力信号を変換する段階と、 一定の基準電圧に比例したアナログ信号波形へ前記数の
流れを再変換する段階であって、前記アナログ波形は前
記出力信号を形成する前記段階と、を含むアナログ入力
信号を処理する方法。 - 【請求項１０】 請求項９記載の方法において、前記整
数は＋１と−１のように２つの可能な値のみから構成さ
れる方法。 - 【請求項１１】 圧縮域の平方である振幅域を有する出
力信号を発生するため圧縮振幅域を有する入力信号を処
理する方法において、 前記入力信号を整数列へ変換する段階であって、前記列
は前記入力信号を比例的に表わす前記段階と、 前記入力信号の振幅に応答して得られる基準電圧に比例
して前記出力信号をスケーリングしつつ、前記出力信号
を形成するアナログ信号へ前記数列を変換し戻す段階
と、を含む入力信号を処理する方法。 - 【請求項１２】 請求項１１記載の方法において、前記
整数列は＋１と−１のように２つの可能な値のみに限定
されている方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| SE9002254A SE465144B (sv) | 1990-06-26 | 1990-06-26 | Saett och anordning foer behandling av en analog signal |
| SE9002254-2 | 1990-06-26 | ||
| SG171894A SG171894G (en) | 1990-06-26 | 1994-12-03 | A method and device for processing an analog signal |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0750535A true JPH0750535A (ja) | 1995-02-21 |
Family
ID=26660807
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3153358A Pending JPH0750535A (ja) | 1990-06-26 | 1991-06-25 | アナログ信号の処理方法と装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0463656B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0750535A (ja) |
| CN (1) | CN1028826C (ja) |
| AU (1) | AU647797B2 (ja) |
| CA (1) | CA2044817C (ja) |
| DE (1) | DE69103346T2 (ja) |
| DK (1) | DK0463656T3 (ja) |
| ES (1) | ES2057736T3 (ja) |
| FI (1) | FI105621B (ja) |
| HK (1) | HK9595A (ja) |
| IE (1) | IE66907B1 (ja) |
| NO (1) | NO176740C (ja) |
| NZ (1) | NZ238314A (ja) |
| PT (1) | PT98103B (ja) |
| SE (1) | SE465144B (ja) |
| SG (1) | SG171894G (ja) |
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| EP0583492B1 (en) * | 1992-07-31 | 1998-11-25 | Aphex Systems, Ltd. | Audio signal bass frequency enhancement device |
| KR0170259B1 (ko) * | 1993-07-26 | 1999-03-30 | 김광호 | 신호처리방법 및 장치 |
| US5796359A (en) * | 1995-10-25 | 1998-08-18 | Norand Corporation | Data conversion and processing system |
| GB9601885D0 (en) * | 1996-01-31 | 1996-04-03 | Wolfson Ltd | Compandors |
| US6269338B1 (en) * | 1996-10-10 | 2001-07-31 | U.S. Philips Corporation | Data compression and expansion of an audio signal |
| PT1603244E (pt) * | 1996-11-07 | 2007-11-23 | Koninkl Philips Electronics Nv | Transmissão de um sinal em modo binário |
| US6148086A (en) * | 1997-05-16 | 2000-11-14 | Aureal Semiconductor, Inc. | Method and apparatus for replacing a voice with an original lead singer's voice on a karaoke machine |
| US7489790B2 (en) * | 2000-12-05 | 2009-02-10 | Ami Semiconductor, Inc. | Digital automatic gain control |
| US6452524B1 (en) | 2001-02-08 | 2002-09-17 | Ericsson Inc. | Delta sigma converter incorporating a multiplier |
| SG114498A1 (en) * | 2001-08-31 | 2005-09-28 | Univ Nanyang | Method and apparatus for generating directional sound using an ultrasonic carrier wave |
| SG113393A1 (en) * | 2001-08-31 | 2005-08-29 | Univ Nanyang | Method and apparatus for enhancing the sound quality of an ultrasonic loudspeaker system |
| US20040062362A1 (en) * | 2002-09-18 | 2004-04-01 | Yasuyuki Matsuya | Data communication method, data transmitting apparatus, data receiving apparatus, and data transmission program |
| GB0414420D0 (en) * | 2004-06-28 | 2004-07-28 | Cambridge Silicon Radio Ltd | Speech activity detection |
| US7685493B2 (en) * | 2006-09-29 | 2010-03-23 | Agere Systems Inc. | Buffer compression in automatic retransmission request (ARQ) systems |
| CN106248125B (zh) * | 2016-08-30 | 2019-02-05 | 浙江西子富沃德电机有限公司 | 一种带信号质量自检测功能的正余弦光电编码器 |
| US10531099B2 (en) * | 2016-09-30 | 2020-01-07 | The Mitre Corporation | Systems and methods for distributed quantization of multimodal images |
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| DE1912218A1 (de) * | 1968-05-17 | 1969-10-02 | Ames Automobielbedrijf N V | Schlafstelle fuer Automobile |
| US3949299A (en) * | 1974-11-05 | 1976-04-06 | North Electric Company | Signal coding for telephone communication system |
| SU919098A1 (ru) * | 1980-01-10 | 1982-04-07 | Предприятие П/Я Г-4488 | Устройство сжати динамического диапазона речевых сигналов |
| JPS57146297A (en) * | 1981-03-04 | 1982-09-09 | Nippon Electric Co | Voice processor |
| US4493091A (en) * | 1982-05-05 | 1985-01-08 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | Analog and digital signal apparatus |
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-
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- 1994-12-03 SG SG171894A patent/SG171894G/en unknown
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