JPS6051039A

JPS6051039A - 適応差分ｐｃｍ装置

Info

Publication number: JPS6051039A
Application number: JP15841783A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Makino; 牧野　雅行; Gozo Kage; 鹿毛　豪蔵
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1983-08-30
Filing date: 1983-08-30
Publication date: 1985-03-22

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明はアナログ信号をデジタル信号に変換する符号化
装置について、ステップ幅を可変しながら予測する適応
差分ＰＣＭ装置に関するものである。

適応差分ＰＣＭ装置は、Ｃ０ＤＥＣ（符・復号器）とし
ては比較的簡単な構成で実現され、さらに最も単純なも
のとしてＡＤＭ方式（適応デルり変調方式）が使われて
いる。ＡＤＭ方式の特徴ｄ構成が簡単々割には比較的低
速符号化速度でも了解し得る音声が得られる点にある。

一般に使われているＡＤＭ方式にシラブル圧伸方式があ
る。この方式はデジタル符号器出力から得られるシリア
ル符号列で同符号の連続を検出し、勾配過負荷が生じな
いように勾配が急峻なときにステップ幅を増大させてい
る。

しかし、勾配が急峻になる率が高いのは信号がゼロクロ
スする付近であシ、振幅が大きくなったところでは勾配
が急峻になる率が低いので、前記効果は吐下してくる。

また、従来の方式では信号予測のための最小ステップ幅
と最大ステップ幅とがデジタル的に決定され、それ以上
あるいはそれ以下の値にな）得なかったので、量子化雑
廿が残ることになシ、Ｓ／Ｎの劣化要因になっていた。

復号器である積分回路４から得られる予測信号５ｏｕｔ
ｌとの差を残差信号検出回路５によ請求め、この検出回
路５の出力を振幅情報検出回路６、極性情報検出回路７
に供給してそれぞれ振幅寸青報、極性情報を得、さらに
この情報をＤフ１ノ゛ツブフロップ８，９にそれぞれ入
力してクロ゛ンクＣＬＫに対し抽出して２ビツトの量子
化信号ＤＡＴＡ１．ＤＡＴＡ２を得ている。したがって
、ＤＡＴＡＩは量子イヒされた振幅情報であシ、ＤＡＴ
Ａ２は量子イヒさノまた極性情報である。

これらの情報はステップ信号発生回路２（乞入力され、
振幅情報ＤＡＴＡＩにｖｌが加算さすＬ１ステップ信号
を発生させる。また、ここでは入カ信号の傾斜が急峻な
とき、ステ゛ンプ幅を増大させる４幾能を有している。

つまシ、アント°回路１０で振１＠情報ＤＡＴＡ１と極
性情報ＤＡＴＡ２０Ｍｌ積理オ責をとってデジタル信号
連続検出回路１１に供給し、そのシリアル符号出力に０
”あるＩ／）は１”力；連続したときに、加算回路１２
でステ゛ンプ幅を増大させている。

ステップ信号発生回路２から得られたステ゛ンフ。

信号ｘ２は乗算回路３に供給されて極性４青報１）ＡＴ
Ａ２と乗算され、さらに積分回路４に供給さり。

て復号され、予測信号５ｏｕｔｘが得られる。

この方法によって得た予測信号Ｓｏｕ　ｔ　１を第２図
に１点鎖線で示す。これより５ｏｕｔ１はレベルの高い
部分で変化がないときも一定のステップで変動している
ことがわかる。つまシ、この方法では。

シリアル符号の連続性によシデジタル的に圧伸を行って
いるので、変化の少ないところでは最小ステップ幅で決
定され、それ以上のＳ／Ｎは改善することができない。

本発明は、これらの欠点を取）除き、とくに量子化雑音
を軽減することによシ音声品質を改善するものであ）、
このために、予測信号により抽出した振幅情報あるい”
は周波数情報を−もとに、ステップ幅をアナログ的に連
続して可変し、確率的に理想的なステップ幅となるよう
に、ステップ幅を自動調整する構成としている。

以下、’ｚｂｔｔ／→ノ゛ンプル方式の実施例について
図面を参照して詳細に説明する。なお、各図面を通じ、
同一機能を有する要素には同一符号を付しである。

第３図は本発明に係る適応差分ＰＣＭ装置の一実施例を
示すブロック図である。１３はステップ幅制御回路であ
り、第１図に示した従来の装置に比し、予測信号５ｏｕ
ｔＱＯ阿時振幅の絶対値を得る振幅情報検出回路１４と
その絶対値によりステップ信号Ｘ、のステップ幅を連続
して圧伸するステップ幅圧伸回路１５が付加されている
以外、各要素の働きは同じである。なお、演算回路１５
ね。

バッファアンプ１６．１７、抵抗１８，１９，２０．２
１．２２およびＮＰＮ　）ランラスタ２３から構成され
る。

したがって、検出回路１４から得られる瞬時振幅の絶対
値ｘ１４が小さなときには、ステップ信号発生回路２か
ら得られるステップ信号ｘ２はトランジスタ２３によシ
減衰することもなく、アンプ１６．１７で決定される利
得に対して信号Ｘ＋ｌ＋として乗算回路３に供給された
後に極性情報ＤＡＴＡ２と乗算される。また、この絶対
値Ｘ１４が大きくなると、トランジスタ２３のベース電
流が増加し、絶対値Ｘ１４の大きさに応じてステップ信
号Ｘ、は減衰されるので、信号ｘ１゜は小さくなる。こ
のようにして、予測信号５ｏｕｔｚの瞬時振幅の絶対値
によりステップ幅を連続的に可変とすることができる。

このようにして得た予測信号Ｓｏｕｔｇを第２図に破線
で示す。これより、予測信号５ｏｏｔｓは、信号がゼロ
クロスする付近においてステップ幅がやや大きくなって
いることがわかる。これは、アンプ１７あるいｉｉ：１
６の利得をやや高めに設定して、信号がゼロクロスして
いて絶対値Ｘ＋４が小さく、アンプ１７の出力からアン
プ１６の入力までの間の減衰が少ないときには、ステッ
プ幅が大きくなっているからである。つオシ、信号波形
がゼロクロスするときの予測信号Ｓｏｕ　ｔ　２は従来
の装置による５ｏｕｔｘよシさらに再現性が良くなると
いうことを示している。また、絶対値ＸＩ４が太きいと
ステップ幅が小さくなるので、瞬時振幅が高いところで
は過剰に入力信号Ｓｉｎを越えることはない。

さて、ここに説明した実施例においては、積分回路４か
ら出力される予測信号Ｓｏｕｔｇの振幅情報に基いて、
積分回路４に入力される信号のステップ幅を可変とした
が、これは予測信号８ｏｕｔａの周波数情報に基いてス
テップ幅を変化させても、同様なことが言える。つまり
、第３図に示した実施例において、振幅情報検出回路１
４の代シに予測信号Ｓｏｕｔｇの周期を検出する回路に
置き換えるだけでよい。

すなわち、予測信号５ｏｕｌの周期が長いときは比較的
低周波で通話する場合であり、このときは平均的に信号
の傾きは小さく、シたがってステップ幅は小さく選んで
よい。第３図において、」辰幅情報検出回路１４の代）
に周期検出回路を置き換えれば、入力信号Ｓｉｎの基本
周期が長いときは、予測信号５ｏｕｔａにおける基本周
期も長いときであシ、それゆえこれを検出すると前記周
期検出回路の出力は大きくなるので、トランジスタ２３
によるステップ信号ｘｓの減衰は大きく外って信号ｘ１
６は小さくなる。つまシ、低周波で話をする場合のステ
ップ幅は小さく選ばれることになる、逆に、高い基本周
波数で話をする場合には、前記周期検出回路の出力は小
さくなるので、ステップ幅は大きくなシ、高域に対する
周波数特性を改善することができる。

第４図は本発明の他の実施例であ）、前記周期検出回路
のブロック図を示す。第５図は第４図のブロック図にお
ける各部の波形を示す波形図であシ、第５図のＡの範囲
は入力信号Ｓｉｎの周期が長いとき、第５図のＢの範囲
はその周期が短いときの波形を示す。第４図において２
４は積分回路４から出力される予測信号５ｏｕｔ１１の
ゼロクロスを検波発生回路、２６はホールド回路、２７
は低域通過フィルタ、２８はバッファアンプ、３０，３
１．３２は遅延回路、３３．４１は排他的論理和回路、
３４．３９は抵抗、３５，３８．４０はコンデンサ、３
６．３７はトランスファゲート、４５は演算回路である
。

さて、入力信号Ｓｉｎがゼロクロスする度に予測信号５
ｏｕｔａもほぼゼロクロスするので、ゼロクロス検出回
路２４の出力信号Ｘｔ４も第５図（ｂ）に図示する通シ
変化する。信号Ｘｆｆ１４は、排他的論理和回路４１で
、遅延回路３０によシτだけ遅延した信号と排他的論理
和がとられ、第５図（Ｃ）に示す信号Ｘ４１のパルスと
なる。遅延回路３１を通った第５図（ｄ）に示す信号Ｘ
３１は、排他的論理和回路３３で、遅延回路３２によシ
さらにτだけ遅延した信号と排他的論理和かとられ、第
５図（ｅ）に示す信＠Ｘｓｓのパルスとなり、そして、
このパルスによシコンデンサ３５の電荷Ｃ１を放電させ
、第５図（ｆ）に示す信号Ｘ２５として銹歯状波を発生
させる。また、ホールド回路２６では、信号Ｘ４＋のパ
ルスにより、コンデンサ３５の電荷Ｃ１をコンデンサ３
８の電荷Ｃｓに転送してホールドする。その結果、予測
信号８ｏｕｔ２の周期に応じた電圧の信号Ｘ＋＋ａ（第
５図（ロ）に示す）を得ることができる。ホールド回路
２６で得られた信号Ｘｔ６は、さらに低域通過フィルタ
２７に供給されて変化の不連続な部分について除去され
、アンプ２８から信念Ｘｔ４’として出力される。

すなわち、第３図に示した実施例において、振幅情報検
出回路１４を第４図に示す周期検出回路に置き換えるこ
とにより、周波数が高い入力信号に対してはステップ幅
を大きく、周波数が低い入力信号に対してはステップ幅
を小さくすることができる。この回路は音声の平均的周
波数に対して充分に効果を有するものであり、たとえば
男声と女声の基本周波数の相異による８／Ｎの劣化を防
ぐことができる。

なお、第４図に示した実施例において、さらにゼロクロ
ス検出器２４を第６図に示すような高域通過フィルタ２
９に置き換えた場合、予測信号Ｓｏｕｔｇの低周波成分
がコンデンサ４２でカットされ、周波数の高い成分がゼ
ロクロスする時間を検出することもできる。なお、４３
は抵抗である。

一般に差分ＰＣＭ方式においては、入力信号よシ差分量
子化を行ってから積分して予測信号を得るまでのループ
の遅延特性がかなシあるので、周波数の高い成分に対す
る応答が劣化しがちである。

したがって、高域通過フィルタ２９のように、周波数の
高い成分に対して感度を高く選んだ方がさらに効果が上
がる。

第７図は本発明のさらに他の実施例を示すブロック図で
あわ、第３図に示す実施例において、振幅情報検出回路
１４から出力される信号ＸＩ４に対し、さらにその平均
を検出する振幅平均値検出回路５０と、この検出された
平均信号ｘ６゜およびステップ信号ｘ黛を乗算して出力
をステップ幅圧伸回路１５に供給する乗算回路５１を付
加したものである。なお、検出回路５０は抵抗５３．コ
ンデンサ５４およびバッファアンプ５２からなる。

すなわち、小さなレベルの音声に対しては、ステップ幅
としても大きな値を選ぶ必要はないので、入力信号Ｓｉ
ｎが平均的に小さなレベルのときには信号Ｘ□番も平均
的に小さなレベルになることを利用し、ステップ幅の圧
伸に使ったものである。したがって、小さなレベルの音
声に対しても量子化雑音を軽減した予測信号を得ること
ができる。

また、乗算回路５１の出力をさらにステップ幅圧伸回路
１５にて圧伸するので、入力信号のセロクロスあるいは
振幅の高いところにおける量子化ステップを適当な値に
調整でき、予測信号の音声品質はさらに向上することに
なる。

第８図は本発明のさらに他の実施例を示すブロック図で
あシ、第７図に示す実施例において、予測信号Ｘ４よシ
周期情報を検出する周期検出回路４８と、この検出回路
４８から出力された信号Ｘ４ａの逆数とステップ幅圧伸
回路１５の出力を乗算して乗算回路３に供給する回路４
６を付加したものである。なお、周期検出回路４８は第
４図に示したものと同様のものである。すなわち、この
実施例では、予測信号Ｘ、をもとにして、周波数情報、
瞬時の振幅情報および平均的にみた振幅情報を抽出し、
ステップ幅を自動的に調整している。

したがって、入力信号に対する予測信号の周波数特性お
よび振幅特性の改善に大きな効果があ如、従来の方式に
比し、さらに量子化雑音を軽減してＳ／Ｎを改善するこ
とができるものである。

なお、適応差分ＰＣＭ装置では、復号装置も符号装置と
ほぼ同様の回路で構成される。たとえば、第８図に示し
た実施例の符号装置について説明すると、復号装置は第
８図のブロック図において差分量子化回路１を除いた構
成となる。つまり、振幅情報ＤＡＴＡＩ、極性情報ＤＡ
ＴＡ２を受信し、ステップ信号発生回路２よシステップ
信号を出力し、回路５１，１５．４６および３によシ圧
伸を決定し、積分回路４によシ積分し、また予測信号Ｘ
４よ多回路４８　、１４　、５０でそれぞれ周期情報、
振幅情報を取シ出して回路４Ｂ、１５．５１にフィード
バックをかける。このようにして得た予測信号をアナロ
グ信号として出力するのである。したがって、符号装置
でＳハの良い予測信号を得ることは、復号装置でも８／
Ｎの良い音声信号が得られるということを意味する。

以上詳細に説明したように、本発明によれば、入力信号
の振幅情報、周波数情報を予測信号から再抽出すること
によシ、ステップ幅を連続して可変とすることができ、
Ｓ／Ｎの改善を計ることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の装置を示すブロック図、第２図は入力信
号と出力信号（予測信号）の波形図、第３図は本発明に
係る適応差分ＰＣＭ装置の一実施例のブロック図、第４
図は本発明の他の実施例の同期検出回路を示すブロック
図、第５図は第４図における各部の波形を示す波形図、
第６図は第４図におけるゼロクロス検出器のかわυに用
いる高域通過フィルタの回路図、第７図、第８図は本発
明のさらに他の実施例を示すブロック図である。１・・・畳差分量子化回路、２・・・・ステップ信号発
生回路、３・・−・乗算回路、４・・・・積分回路、１
３１１・・・ステップ幅制御回路、１４・・・・振幅情
報検出回路、１５・・・・ステップ幅圧伸回路、２４・
・・・ゼロクロス検出器、２５＠・・・鋸歯状波発生回
路、２６・・・・ホールド回路、２７・・・・低域通過
フィルタ、４８・・・・周期検出回路、５０・０・・振
幅平均値検出回路。

Claims

【特許請求の範囲】（１）入力信号と予測信号の差をめてクロック信号に対
して量子化し、極性情報を含む出力を送出する差分量子
化回路と、この差分量子化回路の出力に従ってステップ
幅を決定するステップ信号発生回路と、このステップ信
号発生回路の出力に対して圧伸を決定する乗算回路と、
この乗算回路の出力を積分して前記予測信号を得る積分
回路とからなる差分ＰＣＭ装置において、予測信号よシ
瞬時振幅の絶対値を得る振幅情報検出回路を設け、前記
乗算回路では前記極性情報と前記絶対値の逆数を入力し
て乗算するようにしたことを特徴とする適応差分ＰＣＭ
装置。（２）入力信号と予測信号の差をめてクロック信号従っ
てステップ幅を決定するステップ信号発生回路と、この
ステップ信号発生回路の出力に対して圧伸を決定する乗
算回路と、この乗算回路の出力を積分して前記予測信号
を得る積分回路とからなる差分ＰＣＭ装置において、予
測信号よシ瞬時振幅の絶対値を長時間平均化して測定す
る振幅情報検出回路を設け、前記乗算回路では前記極性
情報と前記振幅情報検出回路の出力を入力して乗算す墨
ことを特徴とする適応差分ＰＣＭ装置、（３）入力信号
と予測信号の差をめてクロック信号に対して量子化し、
極性情報を含む出力を送出する差分量子化回路と、この
差分量子化回路の出力に従ってステップ幅を決定するス
テップ信号発生回路と、このステップ信号発生回路の出
力に対して圧伸を決定する乗算回路と、この乗算回路の
出力を積分して前記予測信号を得る積分回路とからなる
差分ＰＣＭ装置において、予測信号がゼロクロスする時
間を検出して電圧に変換する変換回路を設け、前記乗算
回路では前記変換器の出力の逆数と前記極性情報を入力
して乗算することを特徴とする適応差分ＰＣＭ装置。（４）予測信号がゼロクロスする時間を検出する手段と
して、予測信号を比較して得た第１のパルスの変化点で
サンプリングパルスを発生する第１の手段と、この第１
のパルスをわずかだけ遅延して得た第２のパルスの変化
点から変化点までの時間所定の傾きで増大する信号を発
生する第２の手段を設け、この第２の手段の出力につい
て前記サンプリングパルスで保持するようにした特許請
求の範囲第３項記載の適応差分ＰＣＭ装置。（５）入力信号と予測信号の差をめてクロック信号に対
して量子化し、極性情報を含む出力を送出する差分量子
化回路と、この差分量子化回路の出力に従ってステップ
幅を決定するステップ信号発生回路と、このステップ信
号発生回路の出力に対して圧伸を行う乗算回路と、この
乗算回路の出力を積分して前記予測信号を得る積分回路
とからなる差分ＰＣＭ装置において、予測信号のうち周
波数の高い成分がゼロクロスする時間を検出して電圧に
変換する変換回路を設け、前記乗算回路では前記変換回
路の出力の逆数と前記極性情報を入力して乗算すること
を特徴とする適応差分ＰＣＭ装置。（６）予測信号のうち周波数の高い成分がゼロクロスす
る時間を検出する手段として、予測信号を高域通過フィ
ルタを通してから比較して得た第１のノくルスの変化点
でサンプリングパルスを発生する第１の手段と、この第
１のノくルスをわずかだけ遅延して得た第２のパルスの
変化点から変化点までの時間所定の傾きで増大する信号
を発生する第２の手段を設け、この第２の手段の出力に
ついて前記サンプリングパルスで保持するようにした特
許請求の範囲第５項記載の適応差分ＰＣＭ装置。