JPH0439812B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、アナログ信号の各標本値を表す入力
信号の各標本値に基づいて演算を行い、この演算
結果の各値をPCM信号として伝送するようにし
た適応的符号化装置に関する。

背景技術とその問題点 符号化伝送装置若しくは符号化記録再生装置で
は、伝送ビツトレートを下げる目的で隣合う
PCM信号の標本値同士の差分値又は各PCM信号
の標本値とそのPCM信号に隣合うPCM信号の予
測値との差分値を量子化して伝送する差分PCM
方式が採用されることがある。この方式は音声信
号やTV信号などの冗長性の強い信号の伝送に適
している。しかしこの方式は、高域のＳ／Ｎが劣
化する傾向を示し、一定以上のダイナミツクレン
ジ（または入出力のリニアリテイー）を得るに
は、高域の歪増加が避けられなかつた。

発明の目的 本発明は上述の問題にかんがみ、信号の伝送
（またが記録再生）に際して、原アナログ信号の
周波数スペクトルに依存して伝送系の瞬時ダイナ
ミツクレンジを変更するようにした符号伝送方式
を提案するものである。

発明の概要 本発明の第１発明は、第２図に例示されている
ように、アナログの各標本値を表す入力信号の各
標本値に係数を乗算した乗算値を求める乗算手段
（Ａ／Ｄ変換器３）と、上記各標本値とその標本
値に隣合う標本値に上記係数を乗算した上記乗算
値との減算を行つてこの減算結果を出力する演算
手段（減算器４）と、上記アナログ信号の高域成
分のレベルが大きいときに上記高域成分のＳ／Ｎ
比を改善するために、上記高域成分のレベル情報
から得られる制御信号に応じて上記係数の値を変
化させるように制御する制御手段（ハイパスフイ
ルター７、検波回路８、平滑回路９）とを設け、
上記演算手段の演算結果の各値をPCM信号とし
て伝送することを特徴とする適応的符号化装置に
係るものである。

また、本発明の第２の発明は、第７図および第
８図に例示されているように、アナログ信号の各
標本値を表す入力信号の各標本値とその標本値の
予測値との減算を行つてこの減算結果を出力する
演算手段（減算器２８）と、上記演算手段の減算
結果が供給され、この減算結果の各値と、上記減
算結果の各値に係数が乗算されかつ１標本区間単
位で遅延された乗算値とから上記予測値を求め
て、上記演算手段に供給する予測手段（加算器３
１、Ｄ／Ａ変換器３２、Ａ／Ｄ変換器３３）と、
上記アナログ信号の高域成分のレベルが大きいと
きに上記高域成分のＳ／Ｎ比を改善するために、
上記高域成分のレベル情報から得られる制御信号
に応じて上記係数の値を変化させるように制御す
る制御手段（ハイパスフイルター３４、検波回路
３５、平滑回路３６）とを設け、上記演算手段の
減算結果の各値をPCM信号として伝送すること
を特徴とする適応的符号化装置に係るものであ
る。

このように構成された本発明によれば、伝送系
の瞬時ダイナミツクレンジを適応的に変更して、
低ビツトレートの伝送系でも高域信号の伝送を低
Ｓ／Ｎで行なうことができる。

実施例 以下本発明による適応的符号化装置及びその復
号装置の実施例について説明する。まず第１図を
参照して種々の符号伝送方式のダイナミツクレン
ジの周波数特性について説明する。第１図は標準
ビツトレートが１ビツト×128kHzの伝送装置の
場合のPCM、デルタモジユレーシヨン（ΔM）
及び差分PCM（DPCM）についてのＳ／Ｎ−周波
数特性を示し、各直線が伝送し得る信号のダイナ
ミツクレンジの上限（dB値）を示す。直線Ａは
標本化周波数が128kHzで各標本点について１ビ
ツトでPCM伝送する場合で、Ｓ／Ｎは伝送帯域
64kHzの範囲で6dBである。直線Ｂは標本化周波
数が32kHzで各標本点について４ビツトでPCM伝
送する場合で、24dBのダイナミツクレンジで16k
Hzの帯域の伝送が可能である。直線Ｃは標本化周
波数128kHzで１ビツト量子化のΔM伝送の場合
で、標本化周波数の1/2の点（64kHz）でＳ／Ｎ
は零dB（信号とノイズとの区別がつかない状態）
で、低域に行くに従つて6dB／OCTの傾きで
Ｓ／Ｎは上昇する。

直線Ｄは標本化周波数32kHzで４ビツト量子化
のDPCM伝送の場合で、差分の正負を伝送する
のに１ビツト要するため、４ビツト×32kHzの
PCM伝送と比べると、標本化周波数の1/2（16k
Hz）では、４ビツトのDPCMは３ビツトのPCM
と等価であり、Ｓ／Ｎは18dB（−6dB：１ビツト
相当低下）となる。以下6dB／OCTの傾きで
Ｓ／Ｎは上昇する。すなわち第１図の斜線部で示
すように、8kHz以下ではDPCM伝送の方がPCM
伝送よりＳ／Ｎの点で有利であるが、8kHz〜16k
Hzでは、逆にＳ／Ｎは劣化し、ダイナミツクレン
ジは狭くなる。

このようにPCM伝送方式では、ダイナミツク
レンジの周波数特性は周波数に依存せずフラツト
である。これは音声信号のようにスペクトルがレ
ベルの高い状態で全周波数領域の全体に広がる確
率が少ないことを考えると、冗長なコード方式で
ある。一方、DPCM方式は、同じ伝送ビツトレ
ートで比較すると、低域のダイナミツクレンジが
改善され、最も伝送効率の良いものであるが、そ
の反面高域のＳ／Ｎを犠牲にしなければならない
不都合がある。

次に第２図は本発明による適応的符号化装置の
ブロツク図を示す。第２図の入力端子１には音声
信号などの入力波形信号が標本化回路（図示せ
ず）を介して与えられ、Ａ／Ｄ変換器２，３で
PCM信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器３の出力
は１標本区間遅延器５で１標本区間だけ遅延さ
れ、減算器４においてＡ／Ｄ変換器２の出力から
減算される。減算結果は、差分PCM信号として
出力端子６から導出される。すなわち隣り合う標
本値ａ，ｂの差分をとつて符号伝送するようにし
ている。

Ａ／Ｄ変換器３はその変換動作の基準となる基
準電流入力端子を備えていて、この入力端子に制
御信号を与えることによつてＡ／Ｄ変換のゲイン
が制御される。制御信号は、入力波形信号からハ
イパスフイルター７で高域成分を取り出し、検波
回路８及び平滑回路９でそのエンベロープ情報を
検出することによつて形成される。入力信号中の
高域スペクトルが増大すると、制御信号のレベル
が高くなり、これによつてＡ／Ｄ変換器３のゲイ
ン（出力）が低下するように制御される。すなわ
ち、Ａ／Ｄ変換器３のゲインをｋとすると、第２
図の符号器は、隣り合うPCM信号の標本値ａ，
ｂに対してａ−kbの差分演算を行つている。通
常はｋ＝１で、ａ−ｂのDPCM伝送が行われる
が、入力信号中の高域成分が多くなると、ｋが０
に近づき、通常の線形（ストレート）PCM伝送
（ａのみ伝送）が行われるようになつている。

第１図によつて定性的に説明すると、高域成分
が少ない入力状態では、直線Ｄをダイナミツクレ
ンジとするDPCM伝送が行われ、高域成分が増
えると、矢印Ｈで示すように直線ＢのPCM伝送
に移行し、これによつて高域においても高いＳ／
Ｎが確保される。このように第２図の符号器によ
れば、入力信号の高域成分のレベル情報から得ら
れる制御信号によつて、隣接したPCM信号間の
結合度を変更し、これによつて瞬時的なダイナミ
ツクレンジの周波数特性を変更し、高域の伝送信
号の劣化を補うことが可能になる。

なお第２図で減算器４がＡ／Ｄ変換器２の入力
側に設けられ、アナログレベルで差分演算が行わ
れるようにしてもよい。この場合、差分PCM符
号器または予測符号器として一般に周知のよう
に、Ａ／Ｄ変換器２の出力の差分PCM信号が遅
延器を含む予測器または予測フイルタに与えら
れ、その出力の予測値がＤ／Ａ変換器を介して上
記減算器に与えらえて入力信号との差分演算が行
われるように構成される。そして本発明に従つ
て、入力信号の高域スペクトルに応じて上記予測
値をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器のゲインが制御
されるように構成すれば、第２図と同様な信号電
力の帯域分散に応じてダイナミツクレンジが変更
されるシステムを得ることができる。

次に第３図は第２図の符号器に対応する復号器
の実施例を示す。第３図の入力端子１０には第２
図の符号器によつて符号化されて伝送されたデイ
ジタル信号が与えられる。この入力デイジタル信
号は加算器１１を経てＤ／Ａ変換器１２でアナロ
グ信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器１２の出力は
Ａ／Ｄ変換器１３で再びデイジタル信号に変換さ
れてから、加算器１１において入力デイジタル信
号に加えられる。Ａ／Ｄ変換器１３の変換動作に
よつて１標本区間の遅延が生じるから、加算器１
１では、１標本区間前の標本値に伝送された差分
値が加えられ、DPCMからPCMへの変換（エン
コード）が行われる。従つてＤ／Ａ変換器１２の
出力に連らなる出力端子１４からは元のアナログ
信号が復号して得られる。

第２図の符号器と同様に、Ｄ／Ａ変換器１２の
出力がハイパスフイルター１５に与えられて、高
域成分が抽出される。更に検波回路１６及び平滑
回路１７によつて高域成分のエンベロープ情報が
検出され、制御信号としてＡ／Ｄ変換器１３のゲ
イン制御入力（基準電流入力）に与えられて、
Ａ／Ｄ変換ゲインが制御される。この結果、加算
器１１では、復号された１標本区間前の元の信号
b′と伝送された差分信号の現在値a′とに対して
a′＋kb′の演算が行われる。高域成分が少ない場
合には、Ａ／Ｄ変換器１３のゲインｋはほぼ１で
あり、加算器１１はa′＋b′の演算をしてDPCM→
PCMのエンコード処理を行う。高域成分が増加
すると、制御信号が増大してＡ／Ｄ変換器１３の
ゲインｋが０に近づき、伝送されたPCM信号
a′がそのままＤ／Ａ変換器１２においてアナログ
信号に復号される。

なお第３図の復号器をDPCM→PCMのエンコ
ードとしてのみ使用する場合には、加算器１１の
PCM信号出力が出力端子１８から導出される。

第４図は第３図の復号器において平滑回路１７
の出力にサンプルホールド回路Ｓ／Ｈ１９を設け
たものである。このサンプルホールド回路１９は
システムの標本化パルスによつて動作され、次段
のＡ／Ｄ変換器１３が入力読取中のときにゲイン
制御入力を固定して変換精度を高める働きをす
る。

第５図は第３図の復号器において平滑回路１７
の出力にダイオードＤ及び抵抗Ｒから成るリミツ
ター回路２０を設けたものである。第３図のハイ
パスフイルター１５、検波回路１６及び平滑回路
１７から成るゲイン制御回路（帰還路）の利得ｋ
が１を越えると、差分の累積が正しく行われなく
なるので、ｋが最大で１になるようにリミツター
回路２０によつて制御電圧が制限されている。

第６図は第３図の復号器の更に別の実施例を示
している。この実施例では、伝送される符号信号
は差分PCM−PCM−和分PCMの間を変化する。
このためＡ／Ｄ変換器１３の出力の入力に対する
ゲインｋが、伝送信号から得られる制御信号によ
つて＋１〜０〜−１の間で変化するように制御さ
れる。

第６図で、第３図と同様に形成された高域レベ
ル情報を含む制御信号（平滑回路１７の出力）は
VCA２３にゲイン制御信号として与えられる。
このVCA２３の入力には、Ｄ／Ａ変換器１２の
出力（復号されたアナログ信号）が加算器２４を
介して供給され、上記ゲイン制御信号によつてゲ
イン（振巾）制御されたVCA出力が得られる。
VCA２３の利得は、ゲイン制御入力が小さいと
き０に近づき、ゲイン制御入力が大きくなると、
すなわち伝送信号の高域成分が多くなると、大き
くなる。VCA出力は帰還回路２５を介して入力
の加算器２４に負帰還される。この負帰還によつ
てVCA２３の利得が最大２以上にならないよう
に調整される。VCA２３の出力は加算器２６に
与えられ、元のアナログ信号（ゲイン１）と逆相
で加算される。従つて加算器２６の出力からはゲ
インが＋１〜−１に制御されたアナログ信号が得
られる。

この信号は第３図と同様にＡ／Ｄ変換器１３を
通つて加算器１１に与えられ、伝送された符号信
号との加算（ｋが０〜１の間）または減算（ｋが
−１〜０の間）が行われる。これによつて差分
PCM−PCM−和分PCMの間を変化するように
符号化されて伝送されて来た端子１０の入力デイ
ジタル信号が通常のPCM信号に変換され、更に
Ｄ／Ａ変換器１２によつて伝送前のアナログ信号
に復号される。

第６図の復号器に対応する符号器は、第６図の
フイードバツク路１３，１５，１６，１７，２
３，２４，２５，２６を第２図のフイードフオワ
ード路３，７，８，９に置き換えたものである。
この構成の符号器では、入力アナログ信号中に高
域成分が少ないときは、第２図の減算器４に与え
られる信号kbがほぼｂとなつて差分PCMへ符号
化が行われ、高域成分が増えるとｋが０に近ずい
てPCMへの符号化が行われる。更に高域成分が
増えるとｋが−１に近づいて和分PCMへの符号
化が行われる。

第１図によつてこの動作を説明すると、通常は
直線Ｄのダイナミツクレンジを持つ差分PCM伝
送が行われ、高域が増えると直線Ｂのダイナミツ
クレンジを持つPCM伝送に変化され、更に高域
が増大すると直線Ｅのダイナミツクレンジを持つ
和分PCM伝送に変化される。この結果、高域の
ダイナミツクレンジが更に拡大される。

第７図は線形PCM信号から差分PCM信号にエ
ンコードする場合の符号変換器（エンコーダ）の
実施例を示す。第７図の入力端子２７には例えば
13ビツトの線形PCM信号が与えられる。この
PCM信号は減算器２８で差分演算されてから、
ビツト削減回路２９を通じて４ビツト差分PCM
信号として出力端子３０に導出される。差分
PCM信号は加算器３１を通じてＤ／Ａ変換器３
２に与えられ、アナログ信号に変換されてから、
更にＡ／Ｄ変換器３３でデイジタル信号に変換さ
れる。Ａ／Ｄ変換器３３の出力は加算器３１に与
えられて、４ビツト差分PCM信号と加えられる。
Ｄ／Ａ変換器３２では変換処理によつて１標本区
間の遅延が生ずるから、加算器３１の出力には、
加算によつて差分PCM信号を線形PCM信号に直
したデイジタル情報が得られ、しかもこの情報に
は出力端子３０に生ずる４ビツト差分PCM信号
（実際に伝送される信号）の量子化誤差分が含ま
れている。この情報は一種の予測値としてＡ／Ｄ
変換器３３を介して減算器２８に与えられ、減算
器２８において入力の線形PCM信号が減算され、
差分PCM信号へのエンコーデイングが行われる。

また第７図の符号変換器においては、第２図及
び第３図の符号器及び復号器と同様に、伝送信号
の高域レベル情報がハイパスフイルター３４、検
波回路３５及び平滑回路３６を通じて検出され、
検出された高域レベル情報でもつてＡ／Ｄ変換器
３３のゲインが制御される。この結果、高域大レ
ベル信号については、減算器２８の減算入力が実
質的に零になり、PCM→DPCMへの変換が行わ
れなくなる。

第７図の符号変換器（エンコーダ）は、本来伝
送ビツトレートを変更するためのものであるが、
符号器または復号器としても使用できる。符号器
の場合には、入力端子２７の前にＡ／Ｄ変換器が
設けられる。また復号器の場合には、出力端子３
０の後にＤ／Ａ変換器が設けられる。

第８図は本発明による符号器及び復号器を備え
る符号伝送システムに振巾圧伸システムを導入し
た実施例を示すブロツク図である。

第８図の入力端子３９には伝送すべきアナログ
波形信号が与えられる。この波形信号はハイパス
フイルター４０を通つてプリエンフアシスされて
から、サンプルホールド回路４１で標本化され
る。標本値はＡ／Ｄ変換器４２でPCM信号に変
換される。このＡ／Ｄ変換器４２は逐次比較型で
あつて、コンパレータ４３、逐次比較レジスタ４
４及びＤ／Ａ変換器４５でもつて構成されてい
る。コンパレータ４３はサンプルホールド回路４
１の出力標本値とＤ／Ａ変換器４５の出力とを比
較して大小関係に応じた出力“１”また“０”を
発生する。この出力は逐次比較レジスタ４４の
MSBから順に蓄積され、レジスタ４４の出力が
Ｄ／Ａ変換器４５でアナログレベルに変換され、
コンパレータ４３に比較信号として与えられる。
Ａ／Ｄ変換器４２の逐次比較ループはレジスタ４
４の桁数分作動し、これによつて必要なビツト数
のPCM信号に変換する作業が行われる。

Ａ／Ｄ変換器４２の出力は第７図と同様なダイ
ナミツクレンジ可変形のPCM→DPCMエンコー
ダ４６に与えられ、ビツト数が削減された差分
PCM信号に変換される。なおエンコーダ４６の
構成要素には第７図と同じ符号が付されている。

エンコーダ４６においてPCM→DPCMの変換
制御を行つている高域レベル検出部の出力（平滑
回路３６の出力）は、Ａ／Ｄ変換器４２内のＤ／
Ａ変換器４５のゲインを制御するためにも用いら
れる。このゲイン制御によつて、伝送信号中の高
域成分が多いときには、Ｄ／Ａ変換器４５の出力
振巾が増大し、従つて、サンプルホールド回路４
１の出力の標本値は振巾圧縮されてPCM信号に
変換される。つまりＡ／Ｄ変換器４２は伝送信号
の高域レベルに応じてその分解能が可変される適
応形非線形量子化器として動作する。高域大レベ
ル入力に対する量子化ステツプは圧縮によつて等
価的に細かくなり、エンコーダ４６による高域の
Ｓ／Ｎ改善（ダイナミツクレンジの拡大）と相俟
つて伝送性能は更に改善される。

エンコーダ４６の出力の差分PCM信号は端子
３０から伝送路４７を通つて受信側または復調側
に伝送される。伝送路４７は、例えばVTRなど
の磁気記録再生系または有線若しくは無線の通信
線路などである。

伝送路４７を通つた信号は端子１０から復号器
４８に与えられる。この復号器４８は、第３図と
ほぼ同一であり、同じ要素には同じ符号が付され
ている。なお第８図ではＤ／Ａ変換器１２が伸長
器としても動作するので、第３図と同じ機能の
Ｄ／Ａ変換器１２が別に設けられている点が第３
図と相違する。DPM→PCMの復号器としての動
作は第３図と同じであつて、平滑回路１７の出力
の高域レベルを代表する制御信号でもつてＡ／Ｄ
変換器１３のゲインが制御される。これと共に平
滑回路１７の出力がＤ／Ａ変換器１２のゲイン制
御入力にも与えられ、これによつて高域大レベル
信号についてはＤ／Ａ変換器１２のゲインが大と
なつて伝送入力側の圧縮に対応した振巾伸長が行
われる。復号器４８の出力はデイエンフアシス用
のローパスフイルター４９を通つて出力端子５０
に導出される。

なお第８図において、伝送入力側の適応形非線
形Ａ／Ｄ変換器４２及び伝送出力側のＤ／Ａ変換
器１２が瞬時圧縮及び瞬時伸長の機能を備えても
よい。この場合、例えば圧縮器としては第８図の
ハイパスフイルタ３４またはＤ／Ａ変換器３２の
出力の両波整流信号がゲイン制御信号としてＤ／
Ａ変換器４５に与えられる。これによつてＤ／Ａ
変換器４５が掛算器（２乗演算器）として動作
し、Ａ／Ｄ変換器４２は伝送信号の全帯域または
高域についても1/2乗圧縮を行う。また伝送出力
側の瞬時伸長器も同様にＤ／Ａ変換器を２乗演算
器として動作させることにより構成できる。

発明の効果 上述した本発明の適応的符号化装置及び復号装
置によれば、伝送信号電力（スペクトル）の帯域
分散に応答して、例えば、差分PCMから線形
PCMに移行する符号伝送を行うことができる。
すなわち、例えば、通常は差分PCMでもつて低
域のＳ／Ｎが良く、ダイナミツクレンジが広い伝
送が行われ、高域信号電力が大になると線形
PCM伝送が行われ、これによつて、差分PCM特
有の高域のＳ／Ｎ劣化またはダイナミツクレンジ
の縮減が補われる。従つて、伝送系の瞬時ダイナ
ミツクレンジを適応的に変更して、低ビツトレー
トの伝送系でも高域信号の伝送を低Ｓ／Ｎで行う
ことができるから、例えば音声信号を伝送する場
合、聴感上高域信号が入つたときの歪感を少なく
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は種々の符号伝送方式のダイナミツクレ
ンジの周波数特性を示すグラフ、第２図〜第８図
は本発明の実施例を示し、第２図は適応的符号の
ブロツク図、第３図は第２図に示す適応的符号器
によつて符号化された適応的符号化信号の復号器
のブロツク図、第４図及び第５図は夫々第３図の
復号器の変形例を示すブロツク図、第６図は復号
器の別の実施例を示すブロツク図、第７図は適応
的符号器及びその復号器として使用し得る符号変
換器を示すブロツク図、第８図は本発明による適
応的符号器及びその符号器を備える符号伝送シス
テムに振巾圧伸システムを導入した場合のブロツ
ク図である。 なお図面に用いられた符号において、 ２，３，１３……Ａ／Ｄ変換器、４……減算
器、５……１標本区間遅延器、７，１５……ハイ
パスフイルター、８，１６……検波回路、９，１
７……平滑回路、１１……加算器、１２……Ｄ／
Ａ変換器、２８……減算器、３１……加算器、３
２……Ｄ／Ａ変換器、３３……Ａ／Ｄ変換器、３
４……ハイパスフイルター、３５……検波回路、
３６……平滑回路である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ アナログ信号の各標本値を表す入力信号の各
   標本値に係数を乗算した乗算値を求める乗算手段
   と、 上記各標本値とその標本値に隣合う標本値に上
   記係数を乗算した上記乗算値との減算を行つてこ
   の減算結果を出力する演算手段と、 上記アナログ信号の高域成分のレベルが大きい
   ときに上記高域成分のＳ／Ｎ比を改善するため
   に、上記高域成分のレベル情報から得られる制御
   信号に応じて上記係数の値を変化させるように制
   御する制御手段とを設け、 上記演算手段の減算結果の各値をPCM信号と
   して伝送することを特徴とする適応的符号化装
   置。 ２ アナログ信号の各標本値を表す入力信号の各
   標本値とその標本値の予測値との減算を行つてこ
   の減算結果を出力する演算手段と、 上記演算手段の減算結果が供給され、この減算
   結果の各値と、上記減算結果の各値に係数が乗算
   されかつ１標本区間単位で遅延された乗算値とか
   ら上記予測値を求めて、上記演算手段に供給する
   予測手段と、 上記アナログ信号の高域成分のレベルが大きい
   ときに上記高域成分のＳ／Ｎ比を改善するため
   に、上記高域成分のレベル情報から得られる制御
   信号に応じて上記係数の値を変化させるように制
   御する制御手段とを設け、 上記演算手段の減算結果の各値をPCM信号と
   して伝送することを特徴とする適応的符号化装
   置。