JPS59148417A - デイジタル・ダイナミツク・レンジ・コンバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はダイナミック・レンジ・コンバータに関し、特
にディジタル形式において処理することができるオーデ
ィＡ信号のダイナミック・レンジをディジタル方式で増
減するディジタル・ダイナミック・レンジ・コンバータ
に関づる。かかるレンジ・コンバータの制御形式として
特にいわゆるフォーワード制御形式が使用され、フＡ−
ワード制御形ディジタル・ダイナミック・レンジ・コン
バータはディジタル・オーディオ装置において使用され
る。

例えば楽音信号の如きＡ−ディＡ信号は、そのエネルギ
ーが時間と共に著しく変化するという性質を有している
。従って、かがる信号はきわめて低いエネルギーのパッ
セージ及びきわめて高いエネルギーのパッセージを含ん
でいる。低いエネノ１ギーのパッセージは弱いパッセー
ジとして示され、高いエネルギーのパッセージは強いパ
ッセージとして示される。オーディオ信号のエネルギー
は通常デシベル（ｄＢ）で表わされる。最も強いパッセ
ージ及び最も弱いパッセージの間のエネルギーの差がＡ
−ディＡ信号のダイナミック・レンジとして示される。

Ａ−ディＡ信号の最弱パッセージがエネルギーＡｏを有
し、かつかかるＡ−ディＡ信号の最強パッセージが１ネ
ルギーＢｏを有すると仮定する。

このＡ−ディＡ信号をづべて聴取できるようにづる必要
がある場合には、Ａｏが少なくとも所定閾値１〕　を超
えるようにづる必要がある。この閾値の高さはＡ−ディ
Ａ信号を音響の形態で聴取りる環境に依存する。この閾
値は環境雑酋のレベルに等しくすることができる。居間
では環境雑音は３０〜４０ｄ１３のレベルを右し、運転
中の自動車Ｃは約８０〜９５ｄＢのレベルを右する。

最弱パッセージのエネルギーが使用される閾値を丁痕超
えるようにづるため、Ａ−ディＡ信号は、調整可能な音
量調節装置によって増幅係数を変化できるＡ−ディオ増
幅器に供給づる。この増幅器は、最弱パッセージのエネ
ルギー及び最強パッセージのエネルギーの両方が原オー
ディＡ信号にお【ノるこれらエネルギーを　Ｅｄ［３だ
【プ超える増幅されたＡ−ディＡ信号を送出する。この
ＩＥは音量調節装置の調整に依存する。増幅されたオー
ディＡ信号の最弱パッセージのエネルギーはＡｏ＋Ｅに
等しく、かつこのオーディオ信号の最強パッセージのエ
ネルギーはＢｏ＋Ｅに等しく、従ってこの増幅されたオ
ーディオ信号のダイナミック・レンジも原オーディオ信
号のダイナミック・レンジＢｏ−Δ０に等しい。

増幅されたＡ−ディＡ信号に対しては、最強パッセージ
のエルギーが所定閾値ＤＨを超えてはならないという要
ｆ［を課せられることがしばしばある。この閾値も、Ａ
−ディＡ信号を音響の形態で聴取づる環境に依存覆る。

隣人を考慮づる必要がす゛る居間ではこの閾値は約７０
ｄＢであり、一方、運転中の自動車においＣはこの閾値
は約１１０〜１２０ｄＢにすることができる。これは、
多くの場合原オーディＡ信号は増幅する必要があるだけ
でなく、゛そのダイナミック・レンジも増大する必要が
あることを意味している。

ダイナミック・レンジ・コンバータは多くの形式のもの
が既知である。これらのダイブミック・レンジ・コンバ
ータは大まかに、リバース制御形式のダイノミツク・レ
ンジ・二１ンバータとフォーワード制御形式のダイナミ
ック・レンジ・コンバータに分Ｇ）ることができる。そ
の形式とは無関係に、ダイナミック・レンジ・コンバー
タにおいては原Ａ−ディＡ信号に制御信号を乗算する。

従ってダイナミック・レンジ・コンバータは原オーディ
Ａ信号の瞬時と制御信号の瞬時との積に常に等しい瞬時
値を有するオーディオ信号を送出する。

この制御信号は補助情報信号から導出でる。リバース制
御形式のダイナミック・レンジ・コンバータの場合には
、ダイナミック・レンジ・コンバータの出力信号の絶対
値を補助情報信号として使用する。フォワード制御形式
のダイナミック・レンジ・コンバータにおいては原オー
ディオ信号を整流した借景を補助情報信号どして使用づ
る。

近年、Ａ−ディＡ信号のディジタル化への関心が著しく
増大している。数年前に、アナログ楽音信号をディジタ
ル化し、これを磁気テープ及びディスク状担体に記録す
る試みが既に成功している。

将来には放送局が放送信号をディジタル化した後送信す
ることも期待できる。従って将来のＡ−デイオ装置は、
ディジタル・オーディオ信号を受信し、ディジタル・オ
ーディオ信号に対する処理動作を行い、然る後ディジタ
ル・オーディオ信号をディジタル・アナログ・コンバー
タにおいて、音響信号に変換するのに好適なアナログ・
Ａ−ディＡ信号に変換するように設計づる必要性が増大
すると思われる。

原理的には、制限された周波数スペクトラムを有するい
かなるアナログ情報信号もディジタル化できる。この目
的のため、アナログ情報信号を規則的瞬時にサンプリン
グする。毎秒当りの（）−ンブル数はサンプリング・レ
ートと呼ばれ、このサンプル数はこのアナログ情報信号
の周波数スペクトラムにおいて生ずる最高周波数の少な
くとも２倍に等しい。このようにして得た信号サンプル
はアナログ・ディジタル・コンバータにおいて一定ワー
ド長即ち一定ビット数を有するディジタル信号サンプル
即ちコード・ワードに変換することができる。

オーディオ信号がディジタル形式に変換されている場合
でも、これに対して行うべき上記処理動作は、例えば、
音量調節、低音−高音調節、等化調節及び上記ダイナミ
ック・レンジ変換から成る。

オーディオ信号のダイナミック・レンジをディジタル方
式で増減するよう構成したフォワード制御形のダイブミ
ック・レンジ・コンバータは西ドイツ特許第２４１４６
２４号から既知である。

オーディオ信号がディジタル形式で処理可・能でありか
つオーディオ信号サンプル系列で構成されるこの既知の
ダイナミック・レンジ・コンバータでは、次の処理動作
が行われる。

（ｉ）Ｊ−ディオ信号サンプルの系列を、それぞれがＡ
−デイオ信号サンプルの絶対値を示づ単極性信号サンプ
ルの系列に変換する。

（ｉｉ　）単極性信号サンプルの系列を制御信号４ノン
プルの系列に変換する。

（ｉｉｉ　）各Ａ−ディオ信号サンプルに、関連づる制
御イ５号Ｖンプルを乗算づる。

単極性信号り“ンプルの系列を制御信号リンプルの系列
に変換づるため、特に、次の処理動作が行われる。

一単極性信号１ノンプルの系列に１次再帰形ディジタル
浦波を施して平均値サンプルの系列に変換する。

−６平均値サンプルに振幅変換を施して変換シンプルに
変換Ｊる。この変換ナンプルの大きさ及び平均値サンプ
ルの大きさの間の関係を、所定の一定振幅伝送特性曲線
によって規定する。

この既知のダイナミック・レンジ・コンバータはいくつ
かの欠点を有している。まず第１に、平均値サンプルの
系列がオーディオ信号における急激かつ著しい変化に対
し過度に緩慢に応答し、第２に、ダイナミック・レンジ
・コンバータの出力端子に生ずるオーディオ信号のダイ
ナミック・レンジを常に同一にする必要がある場合しか
使用できないことである。

本発明の目的は、Ａ−ディオ信号におりる急激かつ著し
い変化に迅速に応答し、かつ種々の状態において使用で
きるディジタル・ダイナミック・レンジ・コンバータを
提供するにある。

かかる目的を達成づるため本発明のディジタル・ダイナ
ミック・レンジ・コンバータは、（ａ　）調整量を供給
される手段を備え、（ｂ）単極性信号サンプルｘ（ｎ）
の系列を制御信号サンプル５（ｎ）の系列に変換する処
理動作が次の過程 （ｂｉ）単極性信号サンプル×　（ｎ）の系列をピーク
値サンプル×　（ｎ）の系列に変換するピーク値検出過
程と、 （ｂｉｉ）ピーク値サンプル×　（０）の系列を変換サ
ンプルの系列τ（ｎ　）の系列に変換する非線形振幅変
換過程 を含み、変換サンプル５（ｎ）及びピーク値サンプルｘ
（ｎ）の振幅の間の関係を、供給さ−れた調整量によっ
て決まる形状の振幅伝送特性曲線によって規定するよう
構成したことを特徴とする。

既知のダイナミック・レンジ・コンバータにおける１次
再帰形ディジタル゛濾波を使用４ることにより、Ａ−デ
ィオ信号が急激に大きい値になった場合制御信号が緩慢
にしか変化しないことに注意する必要がある。実際上、
Ａ−ディオ信号のかかる急激かつ著しい変化はピーク値
サンプルの系列において、従って制御信号サンプルの値
において直ちに著しく明瞭になる。

次に図面につき本発明の詳細な説明Ｊる。

第１図は本発明により処理過程が行われるダイナミック
・レンジ・コンバータのブロック図を示１゜特に、各処
理過程に対し特殊な装置を設けである。既に述べたよう
に、ダイナミック・レンジ・コンバータは、Ａ−ディオ
信号サンプルｘ’（ｎ）（ここで１１　＝・・・、−２
，−１，０，１，２，３゜・・・）の系列によって構成
されるディジタル化Ａ−ディＡ信号のダイナミック・レ
ンジを変化づるよう作動する。かかるオーディオ信号サ
ンプルは実際上駒４４ｋ　１１２のレートで発生させる
ことができる。

以下の説明では ０≦ｊｘ’（ｎ）Ｉ≦１ なる関係が成立つものと仮定する。

このダイナミック・レンジ・コンバータには、Ａ−７４
４１５号サンプルｘ’（ｎ）を供給するコンバータ入力
端子１と、異なるダイナミック・レンジを有する原Ａ−
ディＡ信号を示す出力サンプルＶ（ｎ）の系列を発生す
るコンバータ出力端子２とを設ける。オーディオ信号サ
ンプルに対し、そのダイナミック・レンジを変更するた
めの処理操作を施す以前に、オーディオ信号サンプル系
列をディジタル高域フィルタ４に供給してその高域通過
濾波動作を介しオーディオ信号サンプルｘ（ｎ）の系列
を発生させると有利である。この濾波動作のため、オー
ディオ信号サンプルｘ’（ｎ）の系列に存在する直流分
が抑圧される。この濾波動作のための濾波係数を適切に
選定してこのフィルタが０〜約２０Ｈｚにわたる阻止域
を有するようにする。

このフィルタ４の出力端子は信号チャンネル３を介して
コンバータ出力端子２に接続する。信号チャンネル３に
は乗算装＠５を設け、この乗粋装置において各オーディ
オ信号サンプルｘ（ｎ）に、関連する制御信号サンプル
に５（ｎ）を乗界して、出力リンプルｙ（ｎ）を得るよ
うにする。従ってｙ　　（ｎ　）＝ｘ　　（ｎ　）ｓ　
　（ｎ　）が成立つ。

ＩＩＪ　ｔｉｌｌ信号シンプル５（ｎ）は制御信号発生
器７の出力端子６に発生ダる。制御信号発生器７の入力
端子８には単極性ｆｚ号サンプルＴ（ｎ）を供給づる。

この単極性信号ナンプルは伝送チｔ・ンネル９を介して
供給し、この伝送チャンネルは、その入力端子をフィル
タ４の出力端子、に接続され、かつ大きさ伝送回路１０
を具えている。この回路１ｏでは各オーディＡ信号サン
プルｘ（ｎ）を適切に単極性信号１ノ′ンブルＹ（ｎ）
に変換して、このサンプル×　（ｎ）がυンプル×　（
ｎ）の大きさを示すようにする。従って信号サンプル×
　（ｎ）の符号及び大きさが与えられた場合、大きさ伝
送回路１゜の出力端子にはｘ（ｎ）の大きさを示すビッ
トだけ生じ、これを制御信号発生器７の入力端子８に供
給する。

制御信号発生器７は縦続接続したディジタル・ピーク値
検出器１１、調整可能なディジタル非線形振幅変換回路
１２及びディジタル低域フィルタ１３を備えている。

ディジタル・ピーク値検出器１１は各単極性信号（ノン
プル７（ｎ）をピーク値サンプルｘ（ｎ）に変換し、こ
のナンブルｘ（ｎ）は７（ｎ）に等しいか又は補助サン
プルＱ（ｎ）に等しくなる。その場合特に次の関係が成
立つ。

Ｔ（ｎ）≧Ｑ（ｎ）ｒあれば、ｘ　　（ｎ　）−ｘ’　
（ｎ　）Ｔ　（ｎ　）　＜Ｑ　（＋１）Ｆあれば１．　
　（ｎ　）　＝Ｑ　（ｎ　）かかるディジタル・ピーク
値検出器の第１実施例を第２図に示す。本例は検出器入
力端子１ｉｏｏ。

検出器出力端子１１０１及び単にブロックで示したスイ
ッチング装ｆｉ１１０２を備え、このスイッチング装置
は第１信号入力端子１１０３．第２信号入力端子１１０
４、信号出力端子１１０５及びスイッチング入力端子１
１０６を有している。スイッチング装＠１１０２の信号
出力端子１１０５は、１サンプリング周期に等しい遅延
時間を有する遅延装置１１０７を介して出力端子１１０
１に接続する。スイッチング装置１１０２において第１
信号入力端子１１０３は検出器入力端子１１００に直接
接続し、第２信号入力端子１１０４には補助サンプルＱ
　（ｎ　）を供給する。本例では補助サンプルＱ（ｎ＞
は一定乗算係数Ｃｏｏ）を有する一定係数乗算器１１０
８によって供給し、この乗算器の入力端子は遅延装置１
１０１の出力端子に接続する。従って補助サンプルＱ（
ｎ）はＣ（ｏ）ｘ　　（ｎ７　１）に等しくなる。。

スイッチング装置１１０２のスイッチング入力端子１１
０６には比較器１１０９によってスイッチング信号ｒ　
（０）を供給し、この比較器には単極性信号サンプルｘ
（ｎ）及び補助サンプルＱ（ＴＩ）を供給りる。スイッ
チング装置１１０２をこのスイッチング信号ｒ　　（、
ｎ　）により制御して、Ｔ（ｎ）がＱ（１１）より大き
い場合ｘ（ｎ）が遅延装置１１０７に供給され、ｘ（ｎ
）がＱ（１１）より小さい場合Ｑ（ｎ＞が遅延装置１１
０７に供給されるようにりる。従って、原オーディオ信
号の値の急激かつ著しい増大はピーク値リンプル×　（
ｎ）において直ちに明らかになる。念のためこれを第３
図に示づ。第３図においては、単極性信号サンプル×　
（ｎ）の系列をΔで示づ。特に、この一連の単極性信号
サンプルに対しては ｘ　　（ｎ　）＝Ｑ　’＋　ｎ　＝／Ｊに対し：Ｘ　　
（４）−１ が成立゛つど仮定する。この単極性信号サンプルの系列
に従って本例のピーク値検出器は第３図のＢにおいてＣ
（ｏ）＝１／２で示したピーク値サンプル×　（０）の
系列を送出する。

なお第２図に示したピーク値検出器では検出器出力端子
１１０１は遅延装置１１０７の出力端子に接続されるこ
とに注意する必要がある。この検出器出力端子は、破線
で示したように、遅延装置１１０７の入力端子に接続す
ることもできる。また係数Ｃ（０）は０．９〜１．０の
範囲の値が好適である。

調整可能な非線形振幅変換回路１２は各ピーク値サンプ
ル９（ｎ）を、各ピーク値サンプル９　（ｎ　）の大き
さに対し所定の関係の大きさを有する変換サンプル５（
ｎ）に変換する。この関係は振幅伝送特性曲線として示
される。特に、この回路１２は第１調整量Ｒ及び第２調
整量ａによって決まる多数の振幅伝送特性曲線を有して
いる。第１調整量Ｒによって、オ゛−ディオ信号サンプ
ルｘ、（ｎ　）のどの系列の振幅値を変化すべきかが決
定される一方、変化の範囲は第２調整量ａによって決定
される。

娠幅変挽回路１２の実施例を第４図に示づ。本例にはピ
ーク１１ｒ４リンゾルｘ（ｎ）を供給される変換回路入
力端子１２００と、変換サンプル５（ｎ）を送出づる変
換回路出力端子１２０１とを設ける。入力端子１２００
は乗算器１２０２に接続し、この乗算器におい′Ｃ各ピ
ーク値１ナンブルｘ（ｎ）に乗算サンプルｕ（ｎ）を乗
算づる。この積サンプルｘ、（ｎ）ｕ（ｎ）を減算装＠
　１２０３において調整間Ｒから減算し、その差サンプ
ルＲ−ｘ　　（ｎ　）ｕ　　（ｎ　）を１次再帰形ディ
ジタル・フィルタ１２０４に供給し、このフィルタはフ
ィルタ・サンプルｔ（ｎ）を送出する。このフィルタは
加算器１２０５を備え、その一方の入力端子に前記差サ
ンプルを供給する。この加算器１２０５の出力端子は振
幅制限回路１２０６を介して遅延装置１１１２０７の入
力端子に接続する。この遅延装置の出力端子は加算器１
２０５の他方入力端子に接続し、かつ乗算器１２０８を
介して変換回路出力端子１２０１に接続する。振幅制限
回路１２０６は既知の態様で構成され、これに供給され
た０以上及び１以下の信号サンプルはそのまま送出する
。しかし、この振幅制限回路１２０６に供給された＋１
より大きい信号サンプルは値＋１に制限され、一方、こ
の振幅制限回路に供給された負極性の信号サンプルは値
０に制限される。

ピーク値サンプルｘ（ｎ）と共に乗算器１２０２に供給
（る乗ｎサシプルｕ、（ｎ）は乗算回路１２０９によっ
て供給し、この乗算回路はその入力端子をディジタル・
フィルタ１２０４の出力端子に接続され、フィルタ・サ
ンプルｔ（ｎ）を供給される。更にこの乗算回路１２０
９は調整量ａを供給され、かつこの乗算回路は既知の態
様で適切に構成して、各フィルタ・サンプルｔ（＋１）
を８乗した乗算サンプルＬｌ　　（ｎ）＝（ｔ　　（ｎ
））ａを送出するようにする。

乗算器１２０８にはフィルタ・サンプルｔ（＋１）の他
に乗算係数ｖ（ｎ）を供給する。この乗算係数は、オー
ディオ装置の使用者によってスイッチ位置Ｉ又は■へ調
整できる図的に示したスイッチ１２１０を介して供給−
される。このスイッチ１２１０をスイッチ位置■へ調整
した場合、０のづべての値に対しＶ（ｎ）＝１が成立つ
のでＳ　　（ｎ　）＝ｔ　　（ｒｔ　）となる。スイッ
チ１２１０をスイッチ位置Ｈに調整した場合には、ｖ（
ｎ）＝ｚ（ｎ）が成立つのでｓ　　（ｎ　）＝ｔ　　（
ｎ　）ｚ　　（ｎ　）となる。Ｉｚ（ｎ）は同じく図的
に示したスイッチ１２１２を介して供給する。このスイ
ッチには、ピーク値サンプル×　（ｎ）を供給される一
方の入力端子１２１２及び調整ＭｔＲ’　を供給される
他方式ツノ端子１２１３を設ける。

このスイッチは比較回路１２１４の出力信号により、次
の関係が成立つように制御される。

ｘ（ｎ）≧Ｒ′ならば、ｚ　（ｎ）＝父（ｎ　）Ｘ（ｎ
）＜Ｒ’　ならば、Ｚ（ｎ）＝Ｒ’　。

スイッチ１２１０の各スイッチ位置において、調整ＩＲ
の各個に対しこの振幅変換回路により一組の振幅伝送特
性曲線が得られる。スイッチ１２１０をスイッチ位置■
に調整した場合、この振幅変換回路にＪ：す、例えばＲ
＝０．５に対しては第５図に示しｌζ−組の振幅伝送特
性曲線が得られる。第５図から明らか’ｃｉ　Ｊ：うに
、絶対値が１１以下であるｘ（ｎ）のすべての値に対し
て５（ｎ）＝１となり、従って絶対値がＲ以下ぐあるｘ
（ｎ）のすべての値に対してもτ（ｎ）’＝１となるの
で、ｘ（ｎ）のこれらの値に対しては振幅変化は起らず
□、従ってダイナミック・レンジの変化も起らない。こ
れに対しｘ（ｎ）従ってｘ（ｎ）が大きくなった（Ｒよ
り）場合には変換サンプル７　（ｎ　）が小さくなるの
で、ダイナミック・レンジ・コンバータは圧縮器として
作動する。

スイッチ１２１０をスイッチ位置Ｈに調整した場合、こ
の振幅変挽回、路により、Ｒ’　＝Ｏ，Ｒ’　＝０．２
５及びＲ’　＝　０．５に対して第６図に示したー　−
組の振幅伝送特性曲線が得られる。第６図から明らかな
ように、絶対値がＲ′以下ｅあるｘ（ｎ）のすべての値
に対して５（ｎ）＝Ｒ’　となり、従って絶対値がＲ′
以下であるｘ（ｎ）のすべての値に対しても５（ｎ）＝
Ｒ’　となり、またＲ′≦ｘ（ｎ）≦Ｒで規定されるｘ
（ｎ）のすべての値に対して５（ｎ）＝ｘ（ｎ）となる
。従って、絶対値がＲより小さいｘ（ｒｒ）のすべての
値は圧縮される。ｘ（ｎ）が増大して値Ｒより大きくな
った場合には、５（ｎ）も増大づるので、ダイナミック
・レンジ・コンバータは伸長器とじて作動づる。

このようにして得た変換リンプルτ（ｎ）は実際上、乗
算装置に直接供給づることができる（第１図参照）。し
かし、この変換サンプル系列は不所望な帯域幅の周波数
帯域にわたっているから、この変換サンプル系列はまず
ディジタル低域フィルタ１３に供給し、このフィルタの
送出す委制御信号ザンブルＳ　（ロ）を実際上乗棹′装
置５に直接供給する。実際」−このフィルタ１３は５０
１１ｚ以下の帯域幅を有する１−ランジショプル・バタ
ーワース・トンプソン（Ｔ　ｒａｎｓｉｔｉｏｎｆｌ　
　Ｂ　ｕｔｔ’ｅｒｗｏｒｔｈＴ　０１＋１）３０１１
　＞フィルタとして有利に構成Ｊることができる。

第１図に示したダイナミック・レンジ・コンバータの実
施例では、暗黙裡に、ｘ’（ｎ）はモノープル・Ａ−デ
ィＡ信号を示すと仮定した。しかし、ｘ’（ｎ）が左信
号ｘ’Ｌ（ｎ）及び右信号ｘ’Ｈ（ｎ）を有するステレ
オ信号を示す場合に、ダイナミック・レンジ・コンバー
タは第７図に示す態様で構成すると好適である。第１図
に示したダイナミック・レンジ・コンバータに対し、第
７図に示したダイナミック・レンジ・コンバータには２
個のコンバータ入力端子１（１）及び１（２）を設ける
。

左信号サンプルｘ／Ｌ（ｎ）の系列はコンバータ入力端
子１（１）に供給（、る。次いでこの系列をディジタル
高域フィルタ４（１）において濾波して左オーディオ信
号分ンプルｘＬ（ｎ）の系列を発生させる。この系列は
乗算装置５（１）を設けた信号チャンネル３（１）に供
給し、この乗算装置からコンバータ出力端子２（１）に
左出力信号サンプルｙＬ（ｎ）が供給される。これと対
応する態様で、右オーディオ信号サンプルｘ’Ｒ（ｎ）
の系列はコンバータ入力端子１（２）に供給する。この
系列をディジタル高域フィルタ４（２）において濾波し
て右オーディオ信号サンプルｘＲ（ｎ）の系列を発生さ
せ、この系列を乗算装置５（２）を設けた信。

号チャンネル３（２）に供給し、この乗ｎ装置からコン
バータ出力端子２（２）に右出力信号サンプルｙＲ（＋
））が供給される。

本例では、制御信号発生器７によって発生した同一制御
信号（ナンプル５（ｎ）を両方の乗算装置に供給する。

この制御信号発生器７は第１図の実施例におけるものと
同一態様で構成する。制御信号発生器７に供給する単極
性信号サンプル×　（ｎ）は加算装置１４によって供給
する。加界装置１４の一方の入力端子を第１伝送チヤン
ネル９（１）を介してフィルタ４（１）の出力端子に接
続する。この加算器＠１４の他方入力端子を第２伝送チ
ヤンネル９〈２）を介してフィルタ４（２）の出力端子
に接続する。両方の伝送チャンネル９（１）及び９（２
）は縦続接続した大きさ伝送回路１０（１）及び１０　
（２）並びに一定係数乗算器１５（１）及び１５　（２
）をそれぞれ備え、その一定乗算係数を。

本例では１／２とし、従って Ｘ　　（ｎ　）　＝　１／２　（Ｘｌ、（ｎ　）　＋Ｘ
Ｈ（ＩＩ　）　）となる。

第２図に示したピーク値検出器１１では補助４ノンプル
Ｑ（＋１）は常に一つ前の単極性信号１ナンプルだけに
よって決定される。これに対し、第７図のダイナミック
・レンジ・コンバータで使用Ｊる第８図に示したピーク
値検出器の実施例では、補助サンプルＱ　（ｎ　）を多
数（最大３個）の先行する単極性信号サンプルによって
決定づるようにする。

本例のピーク値検出器は３個の補助ピーク値検出器１１
（１）、１１（２）、１１（３）で構成し、各補助ピー
ク値検出器は大部分を、第２図に示したピーク値検出器
１１と同一態様で構成する。補助ピーク値検出器１１（
２）及び１１（３）だけが第２図のピーク値検出器と若
干、相違し−Ｃおり、即ち、一定係数乗算器１１０８　
（２）及び１１０８　（３）の出力端子と、スイッヂン
グ装置１１０２　（２）及び１１０２　（３）の対応づ
る他方入力端子との間に加ｎ器１１１０　（２）及び１
１１０　（３）をそれぞれ設【ノる。これら補助ピーク
値検出器１ｔ（１）、１１（２）及び１１　（３）はそ
の入力端子を検出器入力端子１１００に接続して、すべ
ての補助ピーク値検出器が同一の単極性信号サンプル×
　（ｎ）を供給されるようにづる。補助ピーク値検出器
１１（１）の出力端子は一定係数乗算器１１１１を介し
て加算器１１１０　（２）の入ツノ端子に接続し、補助
ピーク値検出器１１　（２）の出ツノ端子は一定係数乗
算器１１１２を介して加算器１１１０　（３）の入力端
子に接続する。

第７図の実施例においては、第４図に示した非線形振幅
変換回路１２で使用りる調整量ａは実際上任意の正の値
と覆ることができる。しかし実用上の理由のため、ａを
常に整数に等しく選定すると有利である。しかし、整数
でない調整量ａに対応りる振幅伝送特性曲線も実現でき
るようにすることが所望される場合には、第９図に示１
ように、フィルタ・Ｖンブルｔ（１１）を第２の乗算回
路１２１５を介し′ｃｆ！算器１２０８に供給する。こ
の場合この第２乗算回路１２１５には調整Ｍｌ＋を供給
してこの第２乗算回路が次式、 ｗ　（ｎ　）＝　（Ｌ　　（ｎ　）　）”＝　（Ｒ／９
　（ｎ　）　戸で表わされる積サンプルｗ（ｎ）を送出
Ｊるようにする。

第１０図は非線形振幅変換回路１２の他の実施例を示づ
。本例はダイナミック・レンジ圧縮だけに好適であり、
本例には多数の乗算回路１２１６（ｉ）（但しｉ＝　０
．　１．　２．　３．・・・、Ｎ−１）を設ける。６東
算回路にはピーク値リンプルｘ（ｎ）を供給づる。これ
らの乗算回路１２１６（ｉ）ではピーク値サンプル×　
（ｎ）をに＋１乗し、ここでＫはゼロ以下の整数を示づ
。これら乗算回路の出力信号サンプルは一定係数乗算器
１２１γ（ｉ　）を介して加締回路１２１８に供給し、
この加界回路はその出力端子に変換サンプル”’ｊ；　
（ｎ　）を発生し、その場合１ｔｎ）＝ａｏ（ｘ（ｎ）
、３に＋＝□（Ω（ｎ）〕〕Ｋ＋１十−−−＋ａＮ−０
Ω（ｎ））Ｋ＋Ｎ−１が成立つ。

制御信号発生器７においてきわめて多数の処理動作が行
われ、かつ各処理動作に所定の時間を要する他、遅延装
置が存在するから、単極性信号サンプルＴ（ｎ）の影響
が制御信号サンプルＳ　（ｎ）において明らかになる以
前にある時間（遅延時間）が経過する。所要に応じ、信
号チャンネル３並びに３（１）及び３（２）に同じ遅延
時間を導入して、信号サンプル×　（ｎ）並びにｘ、（
ｎ）及び×Ｒ（ｎ）を遅延後に乗算器＠５並びに５（１
）及び５（２）にそれぞれ供給するようにすることがで
きる。

オーディＡ４７５号リンプルｘ’（ｎ）が生ずる周波数
は特別高くはないく約４４ｋｌｌｚ）から、このダイブ
ミック・レンジ・二１ンバータによっ°Ｃ行うべき処理
動作は同じ信号プロセッサによって行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のダイナミック・レンジ・コンバータの
実施例を示すブロック図、 第２図は第１図において使用するピーク値検出器の実施
例を示すブロック図、 第３図は第２図の作動説明図、 第４図は第１図において使用する振幅変換回路の実施例
を示すブロック図、 第５図及び第６図は第４図の作動説明図、第７図は本発
明のダイナミック・レンジ・コンバータの他の実施例を
示すブロック図、第８図はピーク値検出器の他の実施例
を示ずブロック図、 １９図及び第１０図は振幅変換回路の他の二つの実施例
を示すブロック図である。 １、　１（１）　、、　　１＜　２）・・・コンバータ
入力端子２、　２（１）、　　２（２）・・・コンバー
タ出力端子３、、　３＜　　１）　、　　３（２）・・
・信号チャンネル４、　４（１）、　　４（２）・・・
ディジタル高域フィルタ ｓ、　　５（１）、　　５（２）・・・乗算装置６・・
・出力端子　　　　７・・・制御信号発生器８・・・入
力端子 ９、−９（１）　、　　９（２）・・・伝送チャンネル
１０、１０（１）　、　１０（２）・・・大きさ伝送回
路１１・・・ピーク値検出器 １１（１）　、１１（２）　、　１１（３）・・・補助
ピーク値検出器 １２・・・調整可能なディジタル非線形振幅変換回路１
３・・・ディジタル低域フィルタ １４・・・加律装置 １５（１）　、　１５（２）・・・一定係数乗算器１ｉ
ｏｏ・・・検出器入力端子 １１０１・・・検出器出力端子 １１０２、１１０２＜　　１）〜１１０２（３）・・・
スイッチング装１１０３、１１０４・・・信号入力端子
１１０５・・・信号出力端子 １１０６・・・スイッチング入力端子 １１０７、１１０７（１）〜１１０７　（３）・・・遅
延装置１１０８、１１０８（１ン〜１１０８（３，）・
・・一定係数乗算器１１０９・・・比較器 １１１０（２）　、　１１１０（３）・・・加綽器１１
１１、１１１２・・・一定係数乗算器１２００・・・変
換回路入力端子 １２０１・・・変換回路出力端子 １２０２・・・乗算器　　　　１２０３・・・減ｎ装置
１２０４・・・１次再帰形ディジタルフィルタ１２０５
・・・側枠器　　　　１２０６・・・撮幅制限回路１２
０１・・・遅延装置　　　１２０８・・・乗綽器１２０
９・・・乗０回路　　　１２１０．１２１１・・・スイ
ッチ１２１４・・・比較回路 １２１５、１２１６（０）〜１２１６（Ｎ−１）・・・
乗粋回路１２１７（０）〜１２１７（Ｎ−１）・・・一
定検数乗ｎ器１２１８・・・側枠回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ディジタル形式にすることができかつオーディ信号
   サンプル×　（ｎ）の系列で構成されるオーディオ信号
   のダイナミック・レンジを変化させるためのフォワード
   制御形ディジタル番ダイナ”ミンク・レンジコンバータ
   であって、次の処理動作即ち （ｉ）Ｊ−ディオ信号サンプル×　（ｎ）の系列を単極
   性信号サンプル×　（ｎ）の系列に変換し、 （ｉｉ＞単極性信号サンプルｘ（ｎ）の系列を制御信号
   サンプル５（ｎ）の系列に変換し、＜　ｉｉｉ　）各オ
   ーディオ信号サンプルｘ（ｎ）に、関連づる制御信号リ
   ンプル５（ｎ）を乗界して、ダイナミック・レンジの変
   化したオーディＡ信号り゛ンブル×　（ｎ）の系列を示
   づ出力１ノンプルｙ（ｎ）の系列を発生するという処理
   動作を行うディジタル・ダイナミック・レンジ・コンバ
   ータにおいで、 （ａ　）調整ｍを供給される手段を備え、（ｂ　）単極
   性信号サンプル”ｉ’　（ｎ　）の系列を制御信号サン
   プル５（ｎ）の系列に変換する処理動作が次の過程 （ｂｉ）単極性信号サンプルｘ（ｎ）の系列をピーク値
   サンプル×　（ｎ）の系列に変換するピーク値検出過程
   と、 （ｂｉｉ）ピーク値サンプル×　（ｎ）の系列を変換サ
   ンプルの系列５（ｎ）の系列に変換づる非線形振幅変換
   過程 を含み、変換サンプル５（ｎ）及びピーク値サンプル×
   　（ｎ）の振幅の間の関係を、供給された調整量によっ
   て決まる形状の振幅伝送特性曲線によって規定する よう構成したことを特徴とするディジタル・ダイナミッ
   ク・レンジ・コンバータ。 ２、単極性信号サンプルｘ　　（’ｎ　）の系列を制御
   信号サンプル５（ｎ）の系列に変換する処理動・作が、
   変換１ナンプルｒ　（ｎ　’）の系列に低域浦波を施し
   て制御信号サンプル５（ｎ）を発生させるための低域濾
   波過程を含む特許請求の範囲第１項記載のディジタル・
   ダイナミック・レンジ・コンバータ。 ３、ピーク値検出過程において単極性信号サンプル×　
   （ｎ）を補助サンプルＱ（ｎ）と比較し、単極性信号サ
   ンプルｘ（ｎ）が補助サンプルＱ　（ｎ　’）以上であ
   る場合、単極性信号サンプルＸ（ｎ）をピーク値サンプ
   ルとし、単極性信号サンプルγ（ｎ）が補助サンプルＱ
   （ｎ）より小さい場合、補助サンプルＱ（ｎ）をピーク
   値ナンプルとする特許請求の範囲第１項記載のディジタ
   ル・ダイナミック・レンジ・コンバータ。 ４、補助サンプルＱ　（ｎ　）を、所定重み係数で重み
   付ｔノされた先行ピーク値サンプル×　（ロー１）ｒ：
   構成する特許請求の範囲第３項記載のディジタル・ダイ
   ナミック・レンジ・コンバータ。 ５、非線形振幅変換過程が −６ピーク値サンプルｘ（ｎ）に乗界ザンプルｕ（ｎ）
   を乗算して積サンプルを発生し、−積サンプルから調整
   可能な第１調整＠Ｒを減算して差サンプルを発生し、 一差サンプルの系列を再帰形ディジタル・フィルタに供
   給してフィルタ・１ナンプルｔ（ｎ）を発生し、 −６フィルタ・サンプルを、調整可能な第２調整量に対
   応する＄ａで累乗して乗算サンプルｕ（ｎ）を発生する 過程を含む特許請求の範囲第１項記載のディジタル・ダ
   イナミック・レンジ・コンバータ。 ６、非線形振幅変換過程が各フィルタ・サンプルｔ（ｎ
   ）を調整可能な第３調整聞に対応するＨｂで累乗する過
   程を含む特許請求の範囲第５項記載のディジタル・ダイ
   ナミック・レンジ・コンバータ。 ７、（ｉ）コンバータ入力端子及びコンバータ出力端子
   と、 （ｉｉ　＞コンバータ入力端子に結合した第１入力端子
   、第２入力端子、及びコンバータ出力端子に結合した出
   力端子を有するディジタル乗算装置と、 （ｉｉｉ　＞伝送ヂレンネルを介してコンバータ入力端
   子に結合した入力端子、及びディジタル乗界装置の第２
   入力端子に結合した出力端子を有するディジタル制御信
   号発生器 を備える特許請求の範囲第１項記載のディジタル・ダイ
   ナミック・レンジ・コンバータにＪ３いて （ａ　＞調整量を供給される手段を協え、（ｂ）ディジ
   タル制御信号発生器に （ｂｉ）ディジタル制御信号発生器の入力端子に結合し
   た入力端子、及び出力端子を有ダるディジタル・ピーク
   値検出器と、 （ｂｉｉ）供給された調整量によって決まる調整可能な
   振幅伝送特性曲線を有する調整可能なディジタル非線形
   振幅変換回路とを設け、この非線形振幅変換回路にディ
   ジタル・ビ一り値検出器の出力端子に結合した入力端子
   、及びディジタル制御信号発生器の出力端子に結合した
   出力端子を設ける ディジタル・ダイナミック・レンジ・コンバータ。 ８、ディジタル制御信号発生器に、前記振幅変換回路の
   出力端子に結合した入力端子、及び前記制御信号発生器
   の出力端子に結合した出力端子を有するディジタル低域
   フィルタを設ける特許請求の範囲第７項記載のディジタ
   ル・ダイナミック・レンジ・コンパ−タカ９、前記ピー
   ク値検出器に、 （ａ）第１及び第２信号入力端子、制御入力端子並びに
   信号出力端子を有づるスイッチング装置と、 （ｂ　）この第１信号入力端子を前記ピーク検出器の入
   力端子に接続する手段と、 （Ｃ）スイッチング装置の信号出力端子及び第２信号入
   力端子の間に接続した遅延装置及び一定係数乗算器の縦
   続回路と、 （ｄ　）スイッチング装置の第１及び第２信号入力端子
   に接続した第１及び第２入力端子、並びにスイッチング
   装置の制御入力端子に接続した出力端子を有する比較回
   路 を段りる特許請求の範囲第７項記載のディジタル・ダイ
   ナミック・レンジ・コンバータ。 １０、前記非線形振幅変換回路に （ａ　）前記ピーク値検出器の出力端子に結合した第１
   入力端子、第２入力端子及び出ツノ端子を有する乗算器
   と、 （ｂ）乗算器の出力端子に接続した第１入力端子、調整
   可能な第１調整量を供給される第２入力端子、及び出力
   端子を有する減算装置と、 （Ｃ）減算装置の出力端子に接続した入力端子、及び出
   ツノ端子を有する再帰形ディジタル・フィルタと、 （ｄ　）再帰形ディジタル・フィルタの出力端子に接続
   した第１入力端子５、第２ｗＡｌ！！量を供給される第
   ２入力端子、及び乗算器の第２入力端子に接続した出力
   端子を有する乗算回路 を設ける特許請求の範囲第７項記載のディジタル・ダイ
   ナミック・レンジ・コンバータ。 １１、再帰ディジタル・フィルタの出力端子に接続した
   第１入力端子、第３調整量を供給される第２入力端子、
   及び前記ディジタル乗算装置の第２入力端子に接続した
   出力端子を有する別の乗算装置を設ける特許請求の範囲
   第１０項記載のディジタル・ダイナミック・レンジ・コ
   ンバータ。