JPH0319734B2 - - Google Patents
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- JPH0319734B2 JPH0319734B2 JP15955086A JP15955086A JPH0319734B2 JP H0319734 B2 JPH0319734 B2 JP H0319734B2 JP 15955086 A JP15955086 A JP 15955086A JP 15955086 A JP15955086 A JP 15955086A JP H0319734 B2 JPH0319734 B2 JP H0319734B2
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Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は差分PCM形音声符号化方式に係り、
特に差分信号を圧縮伸長する差分PCM伝送方式
に関するものである。
特に差分信号を圧縮伸長する差分PCM伝送方式
に関するものである。
（従来の技術）
音楽や音声の信号振幅レベルは映像信号に比較
して時間的に大幅に変化する。そこで、高品質の
音響信号を伝送するとなると、非常に広いダイナ
ミツクレンジを必要とする。Ａ−Ｄ変換に伴う量
子化雑音は信号振幅レベルが大きい場合、信号に
マスクされて聴えにくいが、信号振幅レベルが小
さくなればなるほど耳につきやすくなる。そこ
で、信号レベルが小さいときは細かい量子化を行
い、大きいときは粗い量子化を行えば、聴覚系に
よく整合した符号化が可能である。第５図はわが
国のFM放送の局間デイジタル伝送用として、
1978年より実用化試験を開始した方式の量子化特
性の例で、標本化周波数は32KHz／チヤンネルに
とられている。同図は符号器側の特性で、振幅を
圧縮して符号化しているが、復号器側ではこの逆
の特性で振幅を伸長して復号すればよい。このよ
うに圧縮、伸長を行う符号化を圧伸符号化方式と
いう。第５図では入力の音響信号を13ビツト（符
号を含む）で直線量子化し、その後11ビツトに圧
縮しており、領域ａでは13ビツトのレベル分解能
をもつのに対し、領域ｂでは12ビツト、領域ｃで
は11ビツト、領域ｄでは10ビツトと振幅レベルが
大きくなるにしたがつて、レベル分解能が低下す
るようになつている。第５図は正負に原点対称で
あるものを正側のみを記したものであり、正負７
本の折線を用いて、11ビツトに符号化してある。
して時間的に大幅に変化する。そこで、高品質の
音響信号を伝送するとなると、非常に広いダイナ
ミツクレンジを必要とする。Ａ−Ｄ変換に伴う量
子化雑音は信号振幅レベルが大きい場合、信号に
マスクされて聴えにくいが、信号振幅レベルが小
さくなればなるほど耳につきやすくなる。そこ
で、信号レベルが小さいときは細かい量子化を行
い、大きいときは粗い量子化を行えば、聴覚系に
よく整合した符号化が可能である。第５図はわが
国のFM放送の局間デイジタル伝送用として、
1978年より実用化試験を開始した方式の量子化特
性の例で、標本化周波数は32KHz／チヤンネルに
とられている。同図は符号器側の特性で、振幅を
圧縮して符号化しているが、復号器側ではこの逆
の特性で振幅を伸長して復号すればよい。このよ
うに圧縮、伸長を行う符号化を圧伸符号化方式と
いう。第５図では入力の音響信号を13ビツト（符
号を含む）で直線量子化し、その後11ビツトに圧
縮しており、領域ａでは13ビツトのレベル分解能
をもつのに対し、領域ｂでは12ビツト、領域ｃで
は11ビツト、領域ｄでは10ビツトと振幅レベルが
大きくなるにしたがつて、レベル分解能が低下す
るようになつている。第５図は正負に原点対称で
あるものを正側のみを記したものであり、正負７
本の折線を用いて、11ビツトに符号化してある。
前述の例のように、標本点ごとにその値から瞬
時に量子化による振幅レベルが決まる方式を瞬時
圧伸符号化方式というのに対し、連続するいくつ
かの標本を１つのブロツクとし、ブロツクごとに
量子化特性を変化させる方式を準瞬時圧伸符号化
方式という。例えば、直線量子化した信号を指数
情報と仮数情報に変換し、ブロツク中の瞬間最大
振幅を表現できる指数を決定し、この指数と仮数
情報を伝送する方式を考える。この方式では指数
情報の伝送は、ブロツクに対して１回でよく、標
本ごとに指数情報を伝送する瞬時圧伸符号化方式
に比較して大幅に伝送情報量を低減できる。ビツ
トレート低減からいえば、ブロツクサイズは大き
いほど有利であるが、あまり大き過ぎると急激な
音の変化に追従できなくなるので通常は数ms程
度に選定される。
時に量子化による振幅レベルが決まる方式を瞬時
圧伸符号化方式というのに対し、連続するいくつ
かの標本を１つのブロツクとし、ブロツクごとに
量子化特性を変化させる方式を準瞬時圧伸符号化
方式という。例えば、直線量子化した信号を指数
情報と仮数情報に変換し、ブロツク中の瞬間最大
振幅を表現できる指数を決定し、この指数と仮数
情報を伝送する方式を考える。この方式では指数
情報の伝送は、ブロツクに対して１回でよく、標
本ごとに指数情報を伝送する瞬時圧伸符号化方式
に比較して大幅に伝送情報量を低減できる。ビツ
トレート低減からいえば、ブロツクサイズは大き
いほど有利であるが、あまり大き過ぎると急激な
音の変化に追従できなくなるので通常は数ms程
度に選定される。
一方伝送ビツトレート低減の他の方法には、差
分符号化方式という方法があり、この方法はデイ
ジタルサンプル値そのもの、または前述の振幅圧
縮したデイジタルサンプル値を順次に伝送する代
りに、連続する２サンプル間の差分値のみを順次
に伝送する方式で、これによつても大幅に伝送情
報量を削減することができる。本願発明でいう準
瞬時圧縮差分符号化方式はこの差分符号化方式を
まず適用した後で前述の準瞬時圧伸を行つたもの
で、後述する準瞬時圧縮器、準瞬時伸長器は準瞬
時圧縮差分符号化および復号化において使用する
符号器、復号器の意味である。
分符号化方式という方法があり、この方法はデイ
ジタルサンプル値そのもの、または前述の振幅圧
縮したデイジタルサンプル値を順次に伝送する代
りに、連続する２サンプル間の差分値のみを順次
に伝送する方式で、これによつても大幅に伝送情
報量を削減することができる。本願発明でいう準
瞬時圧縮差分符号化方式はこの差分符号化方式を
まず適用した後で前述の準瞬時圧伸を行つたもの
で、後述する準瞬時圧縮器、準瞬時伸長器は準瞬
時圧縮差分符号化および復号化において使用する
符号器、復号器の意味である。
さて、本発明に関連ある従来の技術としては、
差分符号化（差分PCM）装置で局部復調器によ
る誤差補正は公知であるが、ここには準瞬時圧縮
伸長の技術は使用されていないし、また音声の差
分信号伝送に関しては準瞬時圧縮伸長を行う実施
例はあるが、これに局部復調器を持たせた構成例
はない。
差分符号化（差分PCM）装置で局部復調器によ
る誤差補正は公知であるが、ここには準瞬時圧縮
伸長の技術は使用されていないし、また音声の差
分信号伝送に関しては準瞬時圧縮伸長を行う実施
例はあるが、これに局部復調器を持たせた構成例
はない。
（発明が解決しようとする問題点）
通常の差分PCM伝送方式ではその差分信号の
周波数に比例してＳ／Ｎが劣化するため、固定の
伝送ビツト数では、差分信号の低周波信号帯域で
はビツト数が過大となるし、高周波信号帯域では
Ｓ／Ｎの劣化がみられる。そこで伝送路の効率を
あげるため、差分信号の送信側での圧縮、受信側
での伸長が行われる。
周波数に比例してＳ／Ｎが劣化するため、固定の
伝送ビツト数では、差分信号の低周波信号帯域で
はビツト数が過大となるし、高周波信号帯域では
Ｓ／Ｎの劣化がみられる。そこで伝送路の効率を
あげるため、差分信号の送信側での圧縮、受信側
での伸長が行われる。
しかし上述の圧縮により伝送ビツト数が削減さ
れると低周波信号帯域の誤差が無視できなくな
る。
れると低周波信号帯域の誤差が無視できなくな
る。
本発明方式の目的は前述の欠点を除去し、差分
信号の圧縮伝送を行うことにより伝送効率を上昇
せしめるとともに、送信側に適切に局部復調器を
持たせることにより伝送誤差を削減した差分符号
化伝送方式を提供せんとするものである。
信号の圧縮伝送を行うことにより伝送効率を上昇
せしめるとともに、送信側に適切に局部復調器を
持たせることにより伝送誤差を削減した差分符号
化伝送方式を提供せんとするものである。
（問題点を解決するための手段）
この目的を達成するため本発明準瞬時圧縮差分
符号化方式は、一定のブロツク区間内における入
力デイジタル音声信号の隣接２サンプル間の差分
値の最大値に応じて求めたレンジ信号を用い、前
記一定のブロツク区間内の前記差分値を順次圧縮
した信号を前記レンジ信号とともに順次送信する
にあたり、前記圧縮した信号を一旦前記レンジ信
号を用い前記ブロツク区間内において順次伸長
し、該順次伸長した信号を前記圧縮した差分値の
１サンプル前まで累積し、得られた値を前記隣接
２サンプルのうちの一方に対し１サンプル前のサ
ンプル値として差分値演算に使用するようにした
ことを特徴とする。
符号化方式は、一定のブロツク区間内における入
力デイジタル音声信号の隣接２サンプル間の差分
値の最大値に応じて求めたレンジ信号を用い、前
記一定のブロツク区間内の前記差分値を順次圧縮
した信号を前記レンジ信号とともに順次送信する
にあたり、前記圧縮した信号を一旦前記レンジ信
号を用い前記ブロツク区間内において順次伸長
し、該順次伸長した信号を前記圧縮した差分値の
１サンプル前まで累積し、得られた値を前記隣接
２サンプルのうちの一方に対し１サンプル前のサ
ンプル値として差分値演算に使用するようにした
ことを特徴とする。
（実施例）
以下添付図面を参照し実施例により本発明を詳
細に説明するが、本発明は以下にのべる実施例に
より限定されるものではない。
細に説明するが、本発明は以下にのべる実施例に
より限定されるものではない。
本発明方式になる音声符号化装置構成の略ブロ
ツク線図を第１図に示す。入力端子１からは音声
アナログ信号が適切なサンプリング周波数でサン
プルされさらに一様にデイジタル化された入力信
号１６が入力される。この入力信号１６は１サン
プル遅延器２と減算器３を使用して隣接するサン
プルデイジタル差分信号１７が時間順次に求めら
れ、レンジ検出器４に印加される。
ツク線図を第１図に示す。入力端子１からは音声
アナログ信号が適切なサンプリング周波数でサン
プルされさらに一様にデイジタル化された入力信
号１６が入力される。この入力信号１６は１サン
プル遅延器２と減算器３を使用して隣接するサン
プルデイジタル差分信号１７が時間順次に求めら
れ、レンジ検出器４に印加される。
レンジ検出器４では順次の差分信号１７のレベ
ルが１ブロツク間順次に検出され、この１ブロツ
ク間に検出されたレベルの最大レベルにより、そ
のブロツク間差分信号の圧縮レンジを決定する。
ここで差分信号の１ブロツク間の時間幅は１ｍ
sec程度に選定し、入力信号１６が32KHzでサン
プリングされているときは32サンプル分の時間幅
とする。レンジ検出器４の出力はレンジ信号１８
でこれは次の１ブロツク間信号保持器５で１ブロ
ツク間保持される。
ルが１ブロツク間順次に検出され、この１ブロツ
ク間に検出されたレベルの最大レベルにより、そ
のブロツク間差分信号の圧縮レンジを決定する。
ここで差分信号の１ブロツク間の時間幅は１ｍ
sec程度に選定し、入力信号１６が32KHzでサン
プリングされているときは32サンプル分の時間幅
とする。レンジ検出器４の出力はレンジ信号１８
でこれは次の１ブロツク間信号保持器５で１ブロ
ツク間保持される。
一方入力信号１６は１ブロツク遅延器７で１ブ
ロツクの時間遅延を受け入力遅延信号１９を送出
する。この入力遅延信号１９は、１サンプル前の
信号が差分器８、準瞬時圧縮器９、準瞬時伸長器
１０と累積器１１を介して復元されたもとの信号
との間で差分器８を介して隣接サンプルデイジタ
ル差分信号２０とされ、レンジ検出器４からのレ
ンジ信号１８により圧縮レンジの決定された準瞬
時圧縮器９でレンジ圧縮と四捨五入処理を受けた
後、差分信号出力として出力端子１３より出力さ
れる。
ロツクの時間遅延を受け入力遅延信号１９を送出
する。この入力遅延信号１９は、１サンプル前の
信号が差分器８、準瞬時圧縮器９、準瞬時伸長器
１０と累積器１１を介して復元されたもとの信号
との間で差分器８を介して隣接サンプルデイジタ
ル差分信号２０とされ、レンジ検出器４からのレ
ンジ信号１８により圧縮レンジの決定された準瞬
時圧縮器９でレンジ圧縮と四捨五入処理を受けた
後、差分信号出力として出力端子１３より出力さ
れる。
ここで四捨五入処理とは２進数の場合は零捨一
入ということになり後にもう少し詳述する。また
出力端子１３の前に切換器１２を設けたのは、各
ブロツクの１番はじめのサンプルデイジタル信号
を差分を取らずそのまま送出するためで、これに
より累積器１１での信号の誤差の蓄積を防いでい
る。これは累積器１１の時定数を短くすれば切換
器１２を使用しなくてもよいかもしれない。さら
にこの構成例では径路差分器８、準瞬時圧縮器
９、準瞬時伸長器１０と累積器１１で１サンプル
時間の遅延を有するものとしている。
入ということになり後にもう少し詳述する。また
出力端子１３の前に切換器１２を設けたのは、各
ブロツクの１番はじめのサンプルデイジタル信号
を差分を取らずそのまま送出するためで、これに
より累積器１１での信号の誤差の蓄積を防いでい
る。これは累積器１１の時定数を短くすれば切換
器１２を使用しなくてもよいかもしれない。さら
にこの構成例では径路差分器８、準瞬時圧縮器
９、準瞬時伸長器１０と累積器１１で１サンプル
時間の遅延を有するものとしている。
第２図に２進デイジタル差分信号16ビツトレン
ジの信号を10ビツトレンジの信号に圧縮する例を
信号が正側のみについて示した。領域０ではなん
らレンジ圧縮は行われないが、それ以外の領域
、、、…ではそれぞれ下位１ビツト、２ビ
ツト、３ビツト、…が省略され、送信側でレンジ
圧縮が行われ、その時の圧縮レンジ情報はそれぞ
れ000、001、010、…である。
ジの信号を10ビツトレンジの信号に圧縮する例を
信号が正側のみについて示した。領域０ではなん
らレンジ圧縮は行われないが、それ以外の領域
、、、…ではそれぞれ下位１ビツト、２ビ
ツト、３ビツト、…が省略され、送信側でレンジ
圧縮が行われ、その時の圧縮レンジ情報はそれぞ
れ000、001、010、…である。
第３図に先にのべた四捨五入の手順、２進法の
零捨一入を一例にとり説明する。Ａ列の12ビツト
の信号を原差分信号とする。これを下位３ビツト
を圧縮して伝送しないとすれば、切り捨ての場合
は伝送ビツドはＢ列のようになるが、零捨一入の
本発明方式の場合にはＣ列のようになり、当然伝
送誤差は減少し原データとの誤差は1/2LSB以内
となる。ただし原差分信号がＤ列のように伝送ビ
ツト領域がはじめから全て１の場合はＥ列のごと
く切り捨て方式とする。かかる切り捨てを含む四
捨五入方式を本発明では準四捨五入方式という。
零捨一入を一例にとり説明する。Ａ列の12ビツト
の信号を原差分信号とする。これを下位３ビツト
を圧縮して伝送しないとすれば、切り捨ての場合
は伝送ビツドはＢ列のようになるが、零捨一入の
本発明方式の場合にはＣ列のようになり、当然伝
送誤差は減少し原データとの誤差は1/2LSB以内
となる。ただし原差分信号がＤ列のように伝送ビ
ツト領域がはじめから全て１の場合はＥ列のごと
く切り捨て方式とする。かかる切り捨てを含む四
捨五入方式を本発明では準四捨五入方式という。
第２図のデイジタル表示をアナログ表示に変換
し、差分信号入力と出力の関係を示したのが第４
図である。領域０ではレンジ圧縮はないので入力
の０から511が出力の０から511に対応するが、領
域では入力252から1023が出力の０から251に対
応し、入力の251以下は零捨一入されて出力には
現われない。
し、差分信号入力と出力の関係を示したのが第４
図である。領域０ではレンジ圧縮はないので入力
の０から511が出力の０から511に対応するが、領
域では入力252から1023が出力の０から251に対
応し、入力の251以下は零捨一入されて出力には
現われない。
最後に本発明が送信側に適切な局部復調器を持
たせることにより送信すべき信号の誤差を削減し
得ることを、添付第６図ａ，ｂを用いてより詳細
に説明する。第６図でＤ２３，２７はそれぞれ１
サンプル遅延器、Σ２８は累積器である。
たせることにより送信すべき信号の誤差を削減し
得ることを、添付第６図ａ，ｂを用いてより詳細
に説明する。第６図でＤ２３，２７はそれぞれ１
サンプル遅延器、Σ２８は累積器である。
通常の差分符号化方式ａでは、連続した入力サ
ンプル値xiとxi-1の差分値をそのまま出力するか
ら、両サンプル値間の誤差、例えば遅延器２３に
誤差εを発生する要素が含まれていると、それが
そのまま出力されて出力はyi＝xi−（xi-1＋ε）と
なる。これに対し本発明方式ｂでは、１サンプル
前の誤差を伴う入力サンプル値（xi-1＋ε）を減
算値として使う代りに、それまでの出力の累積か
ら復号された信号を用いることで、遅延器２７と
累積器２８の饋還回路により生じる誤差をε0、減
算器２６に入力されるサンプル値をxi-1、xi、
xi+1、同出力をyi-1、yi、yi+1とすれば、 yi+1＝xi+1−｛（xi-1＋ε0）＋yi｝ ＝xi+1−（xi-1＋ε0＋xi−xi-1−ε0） ＝xi+1−xi となり誤差ε0が消去される。
ンプル値xiとxi-1の差分値をそのまま出力するか
ら、両サンプル値間の誤差、例えば遅延器２３に
誤差εを発生する要素が含まれていると、それが
そのまま出力されて出力はyi＝xi−（xi-1＋ε）と
なる。これに対し本発明方式ｂでは、１サンプル
前の誤差を伴う入力サンプル値（xi-1＋ε）を減
算値として使う代りに、それまでの出力の累積か
ら復号された信号を用いることで、遅延器２７と
累積器２８の饋還回路により生じる誤差をε0、減
算器２６に入力されるサンプル値をxi-1、xi、
xi+1、同出力をyi-1、yi、yi+1とすれば、 yi+1＝xi+1−｛（xi-1＋ε0）＋yi｝ ＝xi+1−（xi-1＋ε0＋xi−xi-1−ε0） ＝xi+1−xi となり誤差ε0が消去される。
（発明の効果）
従来の単純な差分PCM方式では、信号レベル
の分布を集中させる効果による２ビツト程度の能
率化しか見込めない。しかし本発明方式のように
差分信号に準瞬時圧縮をほどこすことにより、１
サンプル当り８ビツトで14ビツト相当の品質の伝
送が可能となつた。またこれまで実施されていな
かつた準瞬時圧縮伸長の局部復調器を設けること
により、誤差を補正するための差分圧縮伸長に生
じやすい低減信号の誤差が蓄積されないようにな
つた。
の分布を集中させる効果による２ビツト程度の能
率化しか見込めない。しかし本発明方式のように
差分信号に準瞬時圧縮をほどこすことにより、１
サンプル当り８ビツトで14ビツト相当の品質の伝
送が可能となつた。またこれまで実施されていな
かつた準瞬時圧縮伸長の局部復調器を設けること
により、誤差を補正するための差分圧縮伸長に生
じやすい低減信号の誤差が蓄積されないようにな
つた。
また、本発明による準四捨五入を施すことによ
り上述した効果を一層高めることができる。すな
わち、本発明によらない零捨一入の原則のみから
なる四捨五入を用いると、原差分信号が第３図Ｄ
列のような場合、生じる桁上げによりレンジを変
更しなければなくなり、結果としてSN比を劣化
させることとなる。これに対し、本発明による準
四捨五入を採用すると上記のような桁上げが生じ
ないため、1/2LSBの誤差を生じる（これは次の
サンプルで自己補正される）ことはあつても、レ
ンジを変更する必要がなくSN比の劣化を生じな
い。
り上述した効果を一層高めることができる。すな
わち、本発明によらない零捨一入の原則のみから
なる四捨五入を用いると、原差分信号が第３図Ｄ
列のような場合、生じる桁上げによりレンジを変
更しなければなくなり、結果としてSN比を劣化
させることとなる。これに対し、本発明による準
四捨五入を採用すると上記のような桁上げが生じ
ないため、1/2LSBの誤差を生じる（これは次の
サンプルで自己補正される）ことはあつても、レ
ンジを変更する必要がなくSN比の劣化を生じな
い。
第１図は本発明方式になる音声符号化装置実施
例構成の略ブロツク線図、第２図は本発明方式で
２進法、16ビツトレンジを10ビツトレンジに圧縮
する例を示す図、第３図は本発明方式で零捨一入
を説明するための図、第４図は同じく本発明方式
の信号入力と出力の関係の１例を説明するための
図、第５図は瞬時圧伸符号化における量子化特性
例を示す図、第６図は本発明方式の利点を説明す
るための図である。 １……入力端子、２……１サンプル遅延器、３
……減算器、４……レンジ検出器、５……１ブロ
ツク間信号保持器、６……出力端子、７……１ブ
ロツク遅延器、８……差分器、９……準瞬時圧縮
器、１０……準瞬時伸長器、１１……累積器、１
２……切換器、１３……出力端子、１６……入力
信号、１７……差分信号、１８……レンジ信号、
１９……入力遅延信号、２０……差分信号、２
１，２５……入力端子、２２，２６……減算器、
２３，２７……１サンプル遅延器、２４，２９…
…出力端子、２８……累積器。
例構成の略ブロツク線図、第２図は本発明方式で
２進法、16ビツトレンジを10ビツトレンジに圧縮
する例を示す図、第３図は本発明方式で零捨一入
を説明するための図、第４図は同じく本発明方式
の信号入力と出力の関係の１例を説明するための
図、第５図は瞬時圧伸符号化における量子化特性
例を示す図、第６図は本発明方式の利点を説明す
るための図である。 １……入力端子、２……１サンプル遅延器、３
……減算器、４……レンジ検出器、５……１ブロ
ツク間信号保持器、６……出力端子、７……１ブ
ロツク遅延器、８……差分器、９……準瞬時圧縮
器、１０……準瞬時伸長器、１１……累積器、１
２……切換器、１３……出力端子、１６……入力
信号、１７……差分信号、１８……レンジ信号、
１９……入力遅延信号、２０……差分信号、２
１，２５……入力端子、２２，２６……減算器、
２３，２７……１サンプル遅延器、２４，２９…
…出力端子、２８……累積器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 一定のブロツク区間内における入力デイジタ
ル音声信号の隣接２サンプル間の差分値の最大値
に応じて求めたレンジ信号を用い、前記一定のブ
ロツク区間内の前記差分値を順次圧縮した信号を
前記レンジ信号とともに順次送信するにあたり、 前記圧縮した信号を一旦前記レンジ信号を用い
前記ブロツク区間内において順次伸長し、該順次
伸長した信号を前記圧縮した差分値の１サンプル
前まで累積し、得られた値を前記隣接２サンプル
のうちの一方に対し１サンプル前のサンプル値と
して差分値演算に使用するようにしたことを特徴
とする準瞬時圧縮差分符号化方式。 ２ 前記圧縮が、前記デイジタル音声信号の圧縮
時に下位ビツトを切り捨てることなく準四捨五入
の操作を含むようにしたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項に記載の準瞬時圧縮差分符号化方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15955086A JPS6316718A (ja) | 1986-07-09 | 1986-07-09 | 準瞬時圧縮差分符号化方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15955086A JPS6316718A (ja) | 1986-07-09 | 1986-07-09 | 準瞬時圧縮差分符号化方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6316718A JPS6316718A (ja) | 1988-01-23 |
| JPH0319734B2 true JPH0319734B2 (ja) | 1991-03-15 |
Family
ID=15696193
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15955086A Granted JPS6316718A (ja) | 1986-07-09 | 1986-07-09 | 準瞬時圧縮差分符号化方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6316718A (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01235421A (ja) * | 1988-03-16 | 1989-09-20 | Nippon Hoso Kyokai <Nhk> | 分割差分符号化方式 |
| JP2536931Y2 (ja) * | 1989-05-25 | 1997-05-28 | 日新電機株式会社 | 遮断器用バネ操作器 |
| US5127022A (en) * | 1989-11-21 | 1992-06-30 | Nippon Hoso Kyokai | Differential coding system |
| US5228059A (en) * | 1989-11-21 | 1993-07-13 | Nippon Hoso Kyokai | Differential code transmission system |
| JP3191457B2 (ja) * | 1992-10-31 | 2001-07-23 | ソニー株式会社 | 高能率符号化装置、ノイズスペクトル変更装置及び方法 |
| NL2006335C2 (en) | 2011-03-03 | 2012-09-04 | Airborne Composites Tubulars B V | Method for manufacturing continuous composite tube, apparatus for manufacturing continuous composite tube. |
-
1986
- 1986-07-09 JP JP15955086A patent/JPS6316718A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6316718A (ja) | 1988-01-23 |
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