JPH0473333B2 - - Google Patents
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- JPH0473333B2 JPH0473333B2 JP58097689A JP9768983A JPH0473333B2 JP H0473333 B2 JPH0473333 B2 JP H0473333B2 JP 58097689 A JP58097689 A JP 58097689A JP 9768983 A JP9768983 A JP 9768983A JP H0473333 B2 JPH0473333 B2 JP H0473333B2
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- JP
- Japan
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- data
- pcm
- mode
- block
- signal
- Prior art date
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- Expired - Lifetime
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
- H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
- H03M7/3053—Block-companding PCM systems
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、PCM信号等のデイジタル信号を伝
送するデイジタル信号伝送装置に関し、特に、伝
送時のノイズによる悪影響を低減し得るようなデ
イジタル信号伝送装置に関する。
送するデイジタル信号伝送装置に関し、特に、伝
送時のノイズによる悪影響を低減し得るようなデ
イジタル信号伝送装置に関する。
近年において、デイジタル技術の進歩に伴な
い、オーデイオ信号やビデオ信号等のアナログ信
号をサンプリングして量子化及び符号化処理を行
ない、いわゆるPCM（パルスコードモジユレーシ
ヨン）信号として伝送（記録・再生も含む。）す
ることが多くなつている。
い、オーデイオ信号やビデオ信号等のアナログ信
号をサンプリングして量子化及び符号化処理を行
ない、いわゆるPCM（パルスコードモジユレーシ
ヨン）信号として伝送（記録・再生も含む。）す
ることが多くなつている。
このように、アナログ信号をPCMデイジタル
信号に変換して伝送する際には、一般に、サンプ
リング周波数を高くするほど伝送可能なアナログ
信号の帯域が広くなり、量子化ビツト数を多くす
るほどダイナミツクレンジが広くなることが知ら
れている。従つて、元のアナログ信号を高忠実度
で、すなわち広帯域かつ大ダイナミツクレンジで
デイジタル伝送しようとすると、高いサンプリン
グ周波数及び多くの量子化ビツト数を要し、単位
時間当りに伝送するビツト数、いわゆるビツトレ
ートが高くなる。
信号に変換して伝送する際には、一般に、サンプ
リング周波数を高くするほど伝送可能なアナログ
信号の帯域が広くなり、量子化ビツト数を多くす
るほどダイナミツクレンジが広くなることが知ら
れている。従つて、元のアナログ信号を高忠実度
で、すなわち広帯域かつ大ダイナミツクレンジで
デイジタル伝送しようとすると、高いサンプリン
グ周波数及び多くの量子化ビツト数を要し、単位
時間当りに伝送するビツト数、いわゆるビツトレ
ートが高くなる。
しかしながら、伝送媒体（記録媒体も含む。）
の特性により上記ビツトレートは制限を受け、ま
た、送受信側（記録・再生側）でのデイジタル信
号処理速度等によつて上記ビツトレートの制限が
生じ、さらに現実問題として、PCM信号記録再
生装置等の製品を供給する場合の経済性、コスト
パフオーマンス等を考慮することにより、なるべ
く低いビツトレートで高品質の信号伝送あるいは
記録再生を行なうことが重要となる。
の特性により上記ビツトレートは制限を受け、ま
た、送受信側（記録・再生側）でのデイジタル信
号処理速度等によつて上記ビツトレートの制限が
生じ、さらに現実問題として、PCM信号記録再
生装置等の製品を供給する場合の経済性、コスト
パフオーマンス等を考慮することにより、なるべ
く低いビツトレートで高品質の信号伝送あるいは
記録再生を行なうことが重要となる。
そこで、入力信号に応じて量子化ステツプ幅を
変えることにより１ワード当りのビツト長を短縮
するような適応型（アダプテイブ）PCM方式に
より、ダイナミツクレンジを広く保つたままビツ
トレートを低減することが行なわれている。この
場合、１ワードのビツト長が長い入力デイジタル
信号を適応型（アダプテイブ）処理して短かいビ
ツト長のワードに変換するような再量子化が行な
われるため、量子化ノイズの影響が大きくなると
いう欠点がある。
変えることにより１ワード当りのビツト長を短縮
するような適応型（アダプテイブ）PCM方式に
より、ダイナミツクレンジを広く保つたままビツ
トレートを低減することが行なわれている。この
場合、１ワードのビツト長が長い入力デイジタル
信号を適応型（アダプテイブ）処理して短かいビ
ツト長のワードに変換するような再量子化が行な
われるため、量子化ノイズの影響が大きくなると
いう欠点がある。
本発明は、このような従来の実情に鑑みてなさ
れたものであり、聴感覚におけるマスキング効果
に着目し、入力信号の周波数スペクトルに応じて
量子化ノイズスペクトルを変化させ、マスキング
効果が最大限得られるようにして、見かけ上（聴
覚上）のノイズ低減を可能とするようなデイジタ
ル信号伝送装置の提供を目的とする。
れたものであり、聴感覚におけるマスキング効果
に着目し、入力信号の周波数スペクトルに応じて
量子化ノイズスペクトルを変化させ、マスキング
効果が最大限得られるようにして、見かけ上（聴
覚上）のノイズ低減を可能とするようなデイジタ
ル信号伝送装置の提供を目的とする。
すなわち、本発明に係るデイジタル信号伝送装
置は、少なくとも入力信号のサンプリング値をデ
イジタル化して得られるPCM信号と、この入力
PCM信号を差分処理して得られる差分PCM信号
との内の圧縮率の高い１の信号を選択して伝送す
るデイジタル信号伝送装置であつて、上記選択さ
れた信号に対して伝送エラーフイードバツクによ
るノイズシエイピング処理を施して再量子化する
と共に上記PCM信号選択時のエラーフイードバ
ツク係数より上記差分PCM信号選択時のエラー
フイードバツク係数を小さくすることを特徴と
し、入力信号スペクトルとノイズスペクトルとが
近似することによるマスキング効果により見かけ
上（聴覚上）のノイズ低減を図つたものである。
置は、少なくとも入力信号のサンプリング値をデ
イジタル化して得られるPCM信号と、この入力
PCM信号を差分処理して得られる差分PCM信号
との内の圧縮率の高い１の信号を選択して伝送す
るデイジタル信号伝送装置であつて、上記選択さ
れた信号に対して伝送エラーフイードバツクによ
るノイズシエイピング処理を施して再量子化する
と共に上記PCM信号選択時のエラーフイードバ
ツク係数より上記差分PCM信号選択時のエラー
フイードバツク係数を小さくすることを特徴と
し、入力信号スペクトルとノイズスペクトルとが
近似することによるマスキング効果により見かけ
上（聴覚上）のノイズ低減を図つたものである。
本発明の実施例の説明に先立ち、一般のPCM、
差分のPCM、和分PCMの差違、及び適応型（ア
ダプテイブ）処理について説明する。
差分のPCM、和分PCMの差違、及び適応型（ア
ダプテイブ）処理について説明する。
先ず、一般PCMと差分PCMについて説明する
と、第１図に示すような入力信号をサンプリング
した各サンプリング波高値ｈを量子化し符号化し
たものが一般PCMデータであるのに対し、隣接
サンプリング値間の差分値ｄを量子化し符号化し
たものが差分PCMデータである。そして、入力
波形が比較的ゆつくりと変化するとき、すなわち
サンプリング周波数に比べて入力信号周波数が低
い場合には、サンプリング波高値に比べて上記差
分値が小さく、同じ量子化ビツト数の条件で、差
分PCMの方が一般PCMよりも大きなダイナミツ
クレンジを得ることができる。
と、第１図に示すような入力信号をサンプリング
した各サンプリング波高値ｈを量子化し符号化し
たものが一般PCMデータであるのに対し、隣接
サンプリング値間の差分値ｄを量子化し符号化し
たものが差分PCMデータである。そして、入力
波形が比較的ゆつくりと変化するとき、すなわち
サンプリング周波数に比べて入力信号周波数が低
い場合には、サンプリング波高値に比べて上記差
分値が小さく、同じ量子化ビツト数の条件で、差
分PCMの方が一般PCMよりも大きなダイナミツ
クレンジを得ることができる。
ここで、一定周波数i（角周波数ωi＝2πi）の
正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数sで
サンプリングし、隣接サンプリング値間の差分値
をとる場合について考察する。
正弦波入力信号を一定のサンプリング周波数sで
サンプリングし、隣接サンプリング値間の差分値
をとる場合について考察する。
先ず、入力信号としての時間ｔの関数(t)を、
(t)＝sinωiｔ ……
とするとき、サンプリング周期Ts（＝１／s）の
ときの差分値ｄ(t)は、 ｄ(t)＝(t)−（ｔ−Ts） ＝sinωiｔ−sinωi（ｔ−１／s） …… このｄ(t)の最大値を求めるために、式を微分
して、 d′(t)＝ωi（１−cosωi／s）sinωiｔ ＋sinωi／scosωiｔ …… この式のd′(t)＝０とおいて、
tanωiｔ＝１−cosωi／s／sinωi／s…… この式より、 ただし＝tan-1１−cosωi／s／sinωi／s 従つて、式よりｄ(t)の最大値dnaxは、 ここで、一般のPCMの場合のデータの最大値
は最大サンプリング値となる振幅値であり、式
の振幅１であるから、差分PCMの最大値と一般
PCMの最大値が等しくなる入力周波数i1は、上
記式のdnax＝１として、 すなわち、入力周波数iがサンプリング周波数
sの1/6となるとき、差分PCMデータの最大値と
一般PCMデータの最大値が等しくなり、同じダ
イナミツクレンジとなる。
ときの差分値ｄ(t)は、 ｄ(t)＝(t)−（ｔ−Ts） ＝sinωiｔ−sinωi（ｔ−１／s） …… このｄ(t)の最大値を求めるために、式を微分
して、 d′(t)＝ωi（１−cosωi／s）sinωiｔ ＋sinωi／scosωiｔ …… この式のd′(t)＝０とおいて、
tanωiｔ＝１−cosωi／s／sinωi／s…… この式より、 ただし＝tan-1１−cosωi／s／sinωi／s 従つて、式よりｄ(t)の最大値dnaxは、 ここで、一般のPCMの場合のデータの最大値
は最大サンプリング値となる振幅値であり、式
の振幅１であるから、差分PCMの最大値と一般
PCMの最大値が等しくなる入力周波数i1は、上
記式のdnax＝１として、 すなわち、入力周波数iがサンプリング周波数
sの1/6となるとき、差分PCMデータの最大値と
一般PCMデータの最大値が等しくなり、同じダ
イナミツクレンジとなる。
次に、上記サンプリング値の隣接するものの和
分値を量子化し符号化したものが和分PCMデー
タであり、上記正弦波の入力信号(t)のときの和
分値ａ(t)は、 ａ(t)＝(t)＋ｆ（ｔ−Ts） ＝sinωiｔ＋sinωi（ｔ−１／s） …… となる。この和分値ａ(t)の最大値anaxは、前記差
分値の場合と同様に計算でき、 従つて、和分PCMの最大値と一般PCMの最大
値とが等しくなる入力周波数i2は、 i2＝ωi2／2π ＝s／2πcos-1（−１／２） ＝１／３s ≒0.333s …… となる。すなわち、入力周波数iがサンプリング
周波数sの1/3となるとき、和分PCM＝データの
最大値と一般PCMデータの最大値とが等しくな
る。
分値を量子化し符号化したものが和分PCMデー
タであり、上記正弦波の入力信号(t)のときの和
分値ａ(t)は、 ａ(t)＝(t)＋ｆ（ｔ−Ts） ＝sinωiｔ＋sinωi（ｔ−１／s） …… となる。この和分値ａ(t)の最大値anaxは、前記差
分値の場合と同様に計算でき、 従つて、和分PCMの最大値と一般PCMの最大
値とが等しくなる入力周波数i2は、 i2＝ωi2／2π ＝s／2πcos-1（−１／２） ＝１／３s ≒0.333s …… となる。すなわち、入力周波数iがサンプリング
周波数sの1/3となるとき、和分PCM＝データの
最大値と一般PCMデータの最大値とが等しくな
る。
従つて、入力信号一定のサンプリング周波数で
サンプリングし、上記波高値、差分値、及び和分
値をそれぞれ等しいビツト数で量子化するときに
得られるダイナミツクレンジは、例えば第２図の
ようになる。この第２図においては、縦軸にダイ
ナミツクレンジのdB値を、横軸に入力信号周波
数iをそれぞれとつており、サンプリング周波数
s及び量子化ビツト数をそれぞれ例えば32kHz及
び８ビツトとした場合の、一般にPCMモード時
の特性曲線Ａ、差分PCMモード時の特性曲線Ｂ、
及び和分PCMモード時の特性曲線Ｃを、それぞ
れ示している。この第２図から明らかなように、
入力信号周波数iが低域からs／６までのときは、
差分PCMモードのダイナミツクレンジが大きく、
相対的に圧縮効率が最も高い。同様に、入力信号
周波数iがs／６からs／３までの範囲では一般
PCMモードが、また入力信号周波数iがs／３以
上のときは和文PCMモードが、それぞれダイナ
ミツクレンジを大きくとれ、圧縮効率が高いもの
となる。
サンプリングし、上記波高値、差分値、及び和分
値をそれぞれ等しいビツト数で量子化するときに
得られるダイナミツクレンジは、例えば第２図の
ようになる。この第２図においては、縦軸にダイ
ナミツクレンジのdB値を、横軸に入力信号周波
数iをそれぞれとつており、サンプリング周波数
s及び量子化ビツト数をそれぞれ例えば32kHz及
び８ビツトとした場合の、一般にPCMモード時
の特性曲線Ａ、差分PCMモード時の特性曲線Ｂ、
及び和分PCMモード時の特性曲線Ｃを、それぞ
れ示している。この第２図から明らかなように、
入力信号周波数iが低域からs／６までのときは、
差分PCMモードのダイナミツクレンジが大きく、
相対的に圧縮効率が最も高い。同様に、入力信号
周波数iがs／６からs／３までの範囲では一般
PCMモードが、また入力信号周波数iがs／３以
上のときは和文PCMモードが、それぞれダイナ
ミツクレンジを大きくとれ、圧縮効率が高いもの
となる。
ところで、以上のような差分PCMデータ等の
デイジタルデータを伝送（記録・再生も含む。）
する際に、データの全ビツトを用いずに一部のビ
ツトを伝送するような適応型（アダプテイブ）処
理が一般に知られている。
デイジタルデータを伝送（記録・再生も含む。）
する際に、データの全ビツトを用いずに一部のビ
ツトを伝送するような適応型（アダプテイブ）処
理が一般に知られている。
例えば第３図は、適応型差分PCMのエンコー
ダの一例を示し、この第３図において、入力端子
１には上記サンプリング値を量子化（及び符号
化）したデイジタル信号が供給されている。この
入力デイジタル信号は、加算器２に送られて、局
部デコーダ１０からの出力との差すなわち誤差分
がとられ、この加算器２からの誤差信号は、量子
化器３により再量子化されて、１ワードのビツト
長を短かくするようないわゆるビツトリダクシヨ
ンがなされ、出力端子５に送られる。ここで、ア
ダプテイブアルゴリズムブロツク４は、量子化器
３及び量子化器特性とコンプリメンタリ動作を行
なう乗算器６の特性を適応的に変化させるもので
あり、そのアルルゴリズムには種々のものが考え
られているが、代表例としては、出力信号レベル
が大となるほど量子化器３の量子化ステツプ幅を
大きくとるようにしたものがある。局部デコーダ
１０は、量子化器３からの出力信号をデコードし
て予測された出力としての局部デコーダ出力を加
算器２に送り、上記入力信号から減算することに
より、入力信号と予測信号の差、すなわち上記誤
差信号を得るためのものである。この局部デコー
ダ１０は、量子化器３に対して相補的な動作を行
なう乗算器６と、この乗算器６の出力と上記局部
デコーダ出力とを加算する加算器７と、この加算
器７からの出力を１サンプリング値周期だけ遅延
させる遅延回路８と、この遅延回路８の出力に減
衰係数ｋを乗算してエラー減衰を行なうための係
数乗算器９とより成つている。
ダの一例を示し、この第３図において、入力端子
１には上記サンプリング値を量子化（及び符号
化）したデイジタル信号が供給されている。この
入力デイジタル信号は、加算器２に送られて、局
部デコーダ１０からの出力との差すなわち誤差分
がとられ、この加算器２からの誤差信号は、量子
化器３により再量子化されて、１ワードのビツト
長を短かくするようないわゆるビツトリダクシヨ
ンがなされ、出力端子５に送られる。ここで、ア
ダプテイブアルゴリズムブロツク４は、量子化器
３及び量子化器特性とコンプリメンタリ動作を行
なう乗算器６の特性を適応的に変化させるもので
あり、そのアルルゴリズムには種々のものが考え
られているが、代表例としては、出力信号レベル
が大となるほど量子化器３の量子化ステツプ幅を
大きくとるようにしたものがある。局部デコーダ
１０は、量子化器３からの出力信号をデコードし
て予測された出力としての局部デコーダ出力を加
算器２に送り、上記入力信号から減算することに
より、入力信号と予測信号の差、すなわち上記誤
差信号を得るためのものである。この局部デコー
ダ１０は、量子化器３に対して相補的な動作を行
なう乗算器６と、この乗算器６の出力と上記局部
デコーダ出力とを加算する加算器７と、この加算
器７からの出力を１サンプリング値周期だけ遅延
させる遅延回路８と、この遅延回路８の出力に減
衰係数ｋを乗算してエラー減衰を行なうための係
数乗算器９とより成つている。
以上のような適応型（アダプテイブ）差分
PCMエンコーダにおいて、アダプテイブアルゴ
リズムブロツク４による適応型（アダプテイブ）
動作は、量子化器３と乗算器６にて行なわれてお
り、一般的には出力端子５のエンコード出力が大
きいほど大きい量子化ステツプを与えるようにし
ている。この適応型（アダプテイブ）動作によ
り、限られたワードビツト長で高域の大ダイナミ
ツクレンジ信号を処理することができる。
PCMエンコーダにおいて、アダプテイブアルゴ
リズムブロツク４による適応型（アダプテイブ）
動作は、量子化器３と乗算器６にて行なわれてお
り、一般的には出力端子５のエンコード出力が大
きいほど大きい量子化ステツプを与えるようにし
ている。この適応型（アダプテイブ）動作によ
り、限られたワードビツト長で高域の大ダイナミ
ツクレンジ信号を処理することができる。
しかしながら、このようなアダプテイブ動作
は、エラーが生じた時にエンコーダ、デコーダ間
のトラツカビリテイを著るしく損ない、かつ差分
PCM等の弱点であるエラー伝播の悪影響を受け、
使用上耐え難いものとなるおそれがある。
は、エラーが生じた時にエンコーダ、デコーダ間
のトラツカビリテイを著るしく損ない、かつ差分
PCM等の弱点であるエラー伝播の悪影響を受け、
使用上耐え難いものとなるおそれがある。
このエラー伝播について以下に説明する。
第４図は、上記差分PCMデータを得るための
エンコーダの基本構成例を示すブロツク回路図で
あり、入力端子１１に入力された上記サンプリン
グ波高値データは、加算器１２及び遅延回路１４
に供給されている。遅延回路１４は、１サンプリ
ング周期Tsだけ入力データを遅延するものであ
り、この遅延データは減衰係数ｋを乗算するため
の係数乗算器１５を介して加算器１２に減算入力
として送られる。この加算器１２からの出力が、
上記差分PCMデータとして出力端子１３に送ら
れる。
エンコーダの基本構成例を示すブロツク回路図で
あり、入力端子１１に入力された上記サンプリン
グ波高値データは、加算器１２及び遅延回路１４
に供給されている。遅延回路１４は、１サンプリ
ング周期Tsだけ入力データを遅延するものであ
り、この遅延データは減衰係数ｋを乗算するため
の係数乗算器１５を介して加算器１２に減算入力
として送られる。この加算器１２からの出力が、
上記差分PCMデータとして出力端子１３に送ら
れる。
この第４図の入力端子１１に順次（サンプリン
グ周期毎に）入力される波高値データをそれぞれ
W0，W1，W2，…とするとき、差分値データD1，
D2，…は、 D1＝W1−ｋ・W0 D2＝W2−ｋ・W1 〓 〓 となる。この減衰係数ｋは、０＜ｋ≦１であり、
エラー発生の影響が無限時間継続しないように、
過去のデータの影響を低減するためのものであ
る。しかし、ｋを小さく選ぶことにより、エラー
伝播選択を短縮することはできるが、ダイナミツ
クレンジの拡大効果を減らしてしまうため、ｋを
あまりに小さくすることは好ましくない。
グ周期毎に）入力される波高値データをそれぞれ
W0，W1，W2，…とするとき、差分値データD1，
D2，…は、 D1＝W1−ｋ・W0 D2＝W2−ｋ・W1 〓 〓 となる。この減衰係数ｋは、０＜ｋ≦１であり、
エラー発生の影響が無限時間継続しないように、
過去のデータの影響を低減するためのものであ
る。しかし、ｋを小さく選ぶことにより、エラー
伝播選択を短縮することはできるが、ダイナミツ
クレンジの拡大効果を減らしてしまうため、ｋを
あまりに小さくすることは好ましくない。
そこで、減衰係数ｋのダイナミツクレンジに対
する影響を調べるために、第４図の入力ｘ（nT）
に対する出力ｙ（nT）の関係をみると、 ｙ（nT）＝ｘ（nT）−ｋ・ｘ（nT−Ｔ）…… ただしＴはサンプリング周期 となる。いま入力としてej〓tをとると、式は、 ｙ（nT）＝ｘ（nT）−ke-j〓Tｘ（nT） ＝（１−ke-j〓T）ｘ（nT） …… となり、伝達関係数Ｈ（ej〓T）は、 Ｈ（ej〓T）＝１−kej〓T また、伝達関数の大きさ｜Ｈ（ej〓T）｜は、 ｜Ｈ（ej〓T）｜＝｜１−kj〓T｜ ＝｜（１−ｋ cosωT）＋jke sinωT｜ ＝｛（１−ｋ cosωT）2＋（ｋ sinωT）2｝1/2 ＝｛１＋k2−2k cosωT｝1/2 …… ここで入力周波数をi（＝ωi／2π）とし、サンプ
リ ング周波数をs（＝１／Ts）とすると、 ωiTs＝2πiTs ＝2πi／s …… 以上より、 ｜Ｈ（ej〓T）｜fi＝｛１＋k2−2k cos2πi／s｝1/
2…… この式を、i＝０（直流）における伝達関数
の大きさで正規化すると、 Ｇ≡｜Ｈ（ej〓T）｜i／｜Ｈ（ej〓T）｜i=0 ＝｛１＋k2−2k cos2πi／s／１＋k2−2k｝1/2…
… このＧとi／sとの関係を、ｋをパタメータと
して表示すると、第５図のようになる。
する影響を調べるために、第４図の入力ｘ（nT）
に対する出力ｙ（nT）の関係をみると、 ｙ（nT）＝ｘ（nT）−ｋ・ｘ（nT−Ｔ）…… ただしＴはサンプリング周期 となる。いま入力としてej〓tをとると、式は、 ｙ（nT）＝ｘ（nT）−ke-j〓Tｘ（nT） ＝（１−ke-j〓T）ｘ（nT） …… となり、伝達関係数Ｈ（ej〓T）は、 Ｈ（ej〓T）＝１−kej〓T また、伝達関数の大きさ｜Ｈ（ej〓T）｜は、 ｜Ｈ（ej〓T）｜＝｜１−kj〓T｜ ＝｜（１−ｋ cosωT）＋jke sinωT｜ ＝｛（１−ｋ cosωT）2＋（ｋ sinωT）2｝1/2 ＝｛１＋k2−2k cosωT｝1/2 …… ここで入力周波数をi（＝ωi／2π）とし、サンプ
リ ング周波数をs（＝１／Ts）とすると、 ωiTs＝2πiTs ＝2πi／s …… 以上より、 ｜Ｈ（ej〓T）｜fi＝｛１＋k2−2k cos2πi／s｝1/
2…… この式を、i＝０（直流）における伝達関数
の大きさで正規化すると、 Ｇ≡｜Ｈ（ej〓T）｜i／｜Ｈ（ej〓T）｜i=0 ＝｛１＋k2−2k cos2πi／s／１＋k2−2k｝1/2…
… このＧとi／sとの関係を、ｋをパタメータと
して表示すると、第５図のようになる。
この第５図からも明らかなように、ｋの値が小
さくなるに従つて、低減カツトオフ周波数は上昇
し、高域に対する低域のダイナミツクレンジ拡大
量は少なくなつてゆく。従つて、ｋは例えば0.85
以上に選ぶことが望ましく、この程度のｋの値で
もエラー伝播を短かい時間におさえ込めるような
技術が要望されている。
さくなるに従つて、低減カツトオフ周波数は上昇
し、高域に対する低域のダイナミツクレンジ拡大
量は少なくなつてゆく。従つて、ｋは例えば0.85
以上に選ぶことが望ましく、この程度のｋの値で
もエラー伝播を短かい時間におさえ込めるような
技術が要望されている。
そこで、本発明の実施例においては、差分
PCMデータ等を一定の複数ワード単位でブロツ
ク化し、上記エラー伝播現象を短時間で抑えるよ
うにしている。
PCMデータ等を一定の複数ワード単位でブロツ
ク化し、上記エラー伝播現象を短時間で抑えるよ
うにしている。
すなわち、第６図において、前述したアダプテ
イブ処理された差分PCMデータのｎ−１ワード
のデータD1，D2，…，Do-1を１ブロツクとし、
この１ブロツク内に、前記波高値データ（一般
PCMデータ）Abのワード、及び前記アダプテイ
ブ（適応型）処理の情報データAdを示すワード
を、それぞれ少なくとも１ワードずつ含めて、１
ブロツクを少なくともｎ＋１ワードで構成してい
る。ただし、これらのワードのビツト長は、各デ
ータに応じて異ならせてもよく、例えば、波高値
（あるいは瞬時値）情報ワードのデータAbについ
ては14ビツト、アダプテイブ処理された差分デー
タD1〜Do-1の各ワードやアダプテイブ情報Adの
ワードについては１ワード７ビツトのようにすれ
ばよい。また、一般PCMモード、差分PCMモー
ド、和分PCMモードを適宜選択して伝送する場
合には、上記差分データD1〜Do-1の各ワードの
位置に、それぞれ一般PCMデータ（波高値デー
タ）ワードや差分データワードや和分データワー
ドを配すればよく、さらに上記１ブロツク中にモ
ード選択情報ワードを含ませるようにすればよ
い。
イブ処理された差分PCMデータのｎ−１ワード
のデータD1，D2，…，Do-1を１ブロツクとし、
この１ブロツク内に、前記波高値データ（一般
PCMデータ）Abのワード、及び前記アダプテイ
ブ（適応型）処理の情報データAdを示すワード
を、それぞれ少なくとも１ワードずつ含めて、１
ブロツクを少なくともｎ＋１ワードで構成してい
る。ただし、これらのワードのビツト長は、各デ
ータに応じて異ならせてもよく、例えば、波高値
（あるいは瞬時値）情報ワードのデータAbについ
ては14ビツト、アダプテイブ処理された差分デー
タD1〜Do-1の各ワードやアダプテイブ情報Adの
ワードについては１ワード７ビツトのようにすれ
ばよい。また、一般PCMモード、差分PCMモー
ド、和分PCMモードを適宜選択して伝送する場
合には、上記差分データD1〜Do-1の各ワードの
位置に、それぞれ一般PCMデータ（波高値デー
タ）ワードや差分データワードや和分データワー
ドを配すればよく、さらに上記１ブロツク中にモ
ード選択情報ワードを含ませるようにすればよ
い。
このようにブロツク化した場合のアダプテイブ
情報ワードのデータAdは、そのブロツク内に含
まれるアダプテイブ処理されたデータの全ワー
ド、例えば第６図の差分PCMデータD1〜Do-1に
対して共通に用いられるものである。これは、従
来においてアダプテイブ処理されたデータを伝送
する場合に、各ワード毎にアダプテイブ情報を含
ませているのに比べて、分離された形態でアダプ
テイブ情報が存在しているので、全体のビツト数
を少なくできるとともに、このアダプテイブ情報
だけを誤り訂正能力の高い符号構成としても全体
の冗長度の増加は少なくてすむ。このような符号
構成例を第７図に示す。この第７図において、パ
リテイデータＰ１はアダプテイブ情報Adのみの
パリテイチエツクを行ない、パリテイデータＰ２
は、アダプテイブ情報Ad、瞬時波高値データAb
及び１ブロツク分の差分PCMデータD1〜Do-1の
全てのパリテイチエツクを行なう。さらに、上述
のように、一般PCMモード、差分PCMモード、
及び和分PCMモードのうちのいずれかのモード
を選択して伝送する場合のモード選択情報ワード
を含ませる場合には、３モードのうちの１モード
を選択するのに要するビツト数は２ビツトである
から、当該ブロツクのモード選択用のみならず、
前後のブロツクについてのモード選択用情報をも
含めて、全体として６ビツトのワードとすればよ
い。
情報ワードのデータAdは、そのブロツク内に含
まれるアダプテイブ処理されたデータの全ワー
ド、例えば第６図の差分PCMデータD1〜Do-1に
対して共通に用いられるものである。これは、従
来においてアダプテイブ処理されたデータを伝送
する場合に、各ワード毎にアダプテイブ情報を含
ませているのに比べて、分離された形態でアダプ
テイブ情報が存在しているので、全体のビツト数
を少なくできるとともに、このアダプテイブ情報
だけを誤り訂正能力の高い符号構成としても全体
の冗長度の増加は少なくてすむ。このような符号
構成例を第７図に示す。この第７図において、パ
リテイデータＰ１はアダプテイブ情報Adのみの
パリテイチエツクを行ない、パリテイデータＰ２
は、アダプテイブ情報Ad、瞬時波高値データAb
及び１ブロツク分の差分PCMデータD1〜Do-1の
全てのパリテイチエツクを行なう。さらに、上述
のように、一般PCMモード、差分PCMモード、
及び和分PCMモードのうちのいずれかのモード
を選択して伝送する場合のモード選択情報ワード
を含ませる場合には、３モードのうちの１モード
を選択するのに要するビツト数は２ビツトである
から、当該ブロツクのモード選択用のみならず、
前後のブロツクについてのモード選択用情報をも
含めて、全体として６ビツトのワードとすればよ
い。
このように複数のワードをブロツク化すること
により、ｋを大きくしてもエラー伝播時間を短か
く抑えることができるわけであるが、ここで、差
分PCMデータ伝送時に、上記ブロツク化を行な
わない場合と、ブロツク化を行なつた場合とで、
１ビツトエラーが生じたときのエラー伝播時間を
比較する。いま、サンプリング周波数s＝32kHz、
減衰係数ｋ＝0.99とするとき、従来のブロツク化
を行なわない差分PCMデータ伝送においては、
エラーが発生時の１％にまで減衰するためには、
アダプテイブ動作の狂いの影響を無視しても、 0.99n≦0.01 を満足するようなｎサンプリング周期の時間の経
過が必要である。このときのｎは4459以上であ
り、エラー伝播時間nTs（Ts＝１／s＝0.315ms）
は、 nTs≒14.3ms となる。これに対して、例えば32ワードを１ブロ
ツクとする場合には、１ブロツク内でエラー伝播
が完結されるため、約1ms程度の短時間でエラー
の影響が無くなる。したがつて、減衰定数ｋを特
に小さくする必要がなく、第５図から明らかなよ
うに、低周波数のダイナミツクレンジを大きくと
ることができ、またアダプテイブ動作も大きくと
ることができる。
により、ｋを大きくしてもエラー伝播時間を短か
く抑えることができるわけであるが、ここで、差
分PCMデータ伝送時に、上記ブロツク化を行な
わない場合と、ブロツク化を行なつた場合とで、
１ビツトエラーが生じたときのエラー伝播時間を
比較する。いま、サンプリング周波数s＝32kHz、
減衰係数ｋ＝0.99とするとき、従来のブロツク化
を行なわない差分PCMデータ伝送においては、
エラーが発生時の１％にまで減衰するためには、
アダプテイブ動作の狂いの影響を無視しても、 0.99n≦0.01 を満足するようなｎサンプリング周期の時間の経
過が必要である。このときのｎは4459以上であ
り、エラー伝播時間nTs（Ts＝１／s＝0.315ms）
は、 nTs≒14.3ms となる。これに対して、例えば32ワードを１ブロ
ツクとする場合には、１ブロツク内でエラー伝播
が完結されるため、約1ms程度の短時間でエラー
の影響が無くなる。したがつて、減衰定数ｋを特
に小さくする必要がなく、第５図から明らかなよ
うに、低周波数のダイナミツクレンジを大きくと
ることができ、またアダプテイブ動作も大きくと
ることができる。
ところで、このようなブロツク化を行なう場合
に、一般PCMモード、差分PCMモード、和分
PCMモードのそれぞれのモードにおける１ブロ
ツク内の各ワードの最大の絶対値が、上記３つの
モードのうちのいずれのモードで最も小さくなる
かによつて、ブロツク内の信号スペクトルの主要
部分がどの周波数領域に存在するかを知るための
条件、さらに圧縮率の高いモードを判断断可能と
するための条件を調べる。
に、一般PCMモード、差分PCMモード、和分
PCMモードのそれぞれのモードにおける１ブロ
ツク内の各ワードの最大の絶対値が、上記３つの
モードのうちのいずれのモードで最も小さくなる
かによつて、ブロツク内の信号スペクトルの主要
部分がどの周波数領域に存在するかを知るための
条件、さらに圧縮率の高いモードを判断断可能と
するための条件を調べる。
いま、入力信号を周波数iの正弦波信号とし、
１ブロツクのワード数をＮ、、ブロツク周期をTB
とするとき、第８図に示すように、ブロツク周期
TBが入力信号の周期Ti（＝１／i）の1/2以上あれ
ば、一般PCMモードの１ブロツク内の最大絶対
値は入力信号の振幅値（ゼロ−ピーク値）に略等
しくなる。１ブロツク内のワード数Ｎは、TB／
Ts（ただしTsはサンプリング周期）で与えられる
から、 Ｎ＝TB／Ts≧Ti／2Ts＝s／2i …… の条件が成り立つワード数Ｎが１ブロツク内にと
られていれば、一般PCMモードのの１ブロツク
内最大絶対値は上記入力信号の振幅値に近い値と
なり、i＜s／６の周波数領域においては差分
PCMモードの方が一般PCMモードよりも小さく
なる。これに対して、上記式の条件が満たされ
ないワードＮのときには、一般PCMモードのブ
ロツク内最大絶対値が減少して、差分PCMモー
ドのブロツク内最大絶対値よりも小さくなること
があり得るが、そのＮの値は３よりも小さいこと
が次のように示される。
１ブロツクのワード数をＮ、、ブロツク周期をTB
とするとき、第８図に示すように、ブロツク周期
TBが入力信号の周期Ti（＝１／i）の1/2以上あれ
ば、一般PCMモードの１ブロツク内の最大絶対
値は入力信号の振幅値（ゼロ−ピーク値）に略等
しくなる。１ブロツク内のワード数Ｎは、TB／
Ts（ただしTsはサンプリング周期）で与えられる
から、 Ｎ＝TB／Ts≧Ti／2Ts＝s／2i …… の条件が成り立つワード数Ｎが１ブロツク内にと
られていれば、一般PCMモードのの１ブロツク
内最大絶対値は上記入力信号の振幅値に近い値と
なり、i＜s／６の周波数領域においては差分
PCMモードの方が一般PCMモードよりも小さく
なる。これに対して、上記式の条件が満たされ
ないワードＮのときには、一般PCMモードのブ
ロツク内最大絶対値が減少して、差分PCMモー
ドのブロツク内最大絶対値よりも小さくなること
があり得るが、そのＮの値は３よりも小さいこと
が次のように示される。
すなわち、第９図ように、入力正弦波の各サン
プル点をａ，ｂ，ｃ，…とし、点ａとｂは、これ
らの差分値が最大となるように入力正弦波のゼロ
クロス点から時間軸上で等距離の位置に配されて
いるとすると、ａ，ｂ間の差分値（の絶対値）
Dabは、 Dab＝2sin2πi・１／2s …… 次に、点ａからＮ個のサンプル点を１ブロツク
内に含むとすると、ブロツク内最大値（ただし絶
対値）Ｌは、 Ｌ＝sin2πi・（Ｎ−２）＋１／２／s …… これらの，式より、Dab＝ＬとなるＮをＮ
＜s／2iの領域において求めると、 Ｎ＝2.5 となり、Ｎは整数であることより、Ｎが３以上あ
れば、Ｎ＜s／2iの領域においても、i＜s／６
の 周波数領域では差分PCMモードの方が一般PCM
モードよりもブロツク内の最大絶対値を小さくす
ることができ、上記各モード、例えば一般PCM
モードと差分PCMモードとの間で、１ブロツク
内の最大絶対値を比較することで、信号周波数の
高低を判断することができる。
プル点をａ，ｂ，ｃ，…とし、点ａとｂは、これ
らの差分値が最大となるように入力正弦波のゼロ
クロス点から時間軸上で等距離の位置に配されて
いるとすると、ａ，ｂ間の差分値（の絶対値）
Dabは、 Dab＝2sin2πi・１／2s …… 次に、点ａからＮ個のサンプル点を１ブロツク
内に含むとすると、ブロツク内最大値（ただし絶
対値）Ｌは、 Ｌ＝sin2πi・（Ｎ−２）＋１／２／s …… これらの，式より、Dab＝ＬとなるＮをＮ
＜s／2iの領域において求めると、 Ｎ＝2.5 となり、Ｎは整数であることより、Ｎが３以上あ
れば、Ｎ＜s／2iの領域においても、i＜s／６
の 周波数領域では差分PCMモードの方が一般PCM
モードよりもブロツク内の最大絶対値を小さくす
ることができ、上記各モード、例えば一般PCM
モードと差分PCMモードとの間で、１ブロツク
内の最大絶対値を比較することで、信号周波数の
高低を判断することができる。
また、以上のようにブロツク単位で最適モード
を選択して切換えることにより、従来において差
分PCMモードの高域で問題となつていたエラー
発生時のエラーの拡大を防止することができる。
ここで、第１０図及び第１１図は、入力信号周波
数i＝10kHzで、サンプリング周波数s＝32kHzの
とき、すなわちi＞s／６のときの、ビツトエラ
ー発生時の影響を、一般PCMモードによるデー
タ伝送の場合（第１０図）、及び差分PCMモード
によるデータ伝送の場合（第１１図）についてそ
れぞれ示す波形図であり、受信側（あるいは再生
側）でのデイジタル−アナログ変換後の波形（第
１０図Ｂ、第１１図Ｂ）と、このデイジタル−ア
ナログ変換された信号をローパスフイルタを介し
て取り出した波形（第１０図Ａ、第１１図Ａ）と
をそれぞれ示している。これらの第１０図、第１
１図において、時間軸上の点Ｅにてビツトエラー
が発生しており、一般PCMモード（第１０図）
の方が、差分PCMモード（第１１図）よりもエ
ラーの影響が少ないことが明らかである。そし
て、本発明においては、i＞s／６のときには一
般PCMモードを選択しており、ビツトエラーに
よる影響が抑えられていることが明らかである。
を選択して切換えることにより、従来において差
分PCMモードの高域で問題となつていたエラー
発生時のエラーの拡大を防止することができる。
ここで、第１０図及び第１１図は、入力信号周波
数i＝10kHzで、サンプリング周波数s＝32kHzの
とき、すなわちi＞s／６のときの、ビツトエラ
ー発生時の影響を、一般PCMモードによるデー
タ伝送の場合（第１０図）、及び差分PCMモード
によるデータ伝送の場合（第１１図）についてそ
れぞれ示す波形図であり、受信側（あるいは再生
側）でのデイジタル−アナログ変換後の波形（第
１０図Ｂ、第１１図Ｂ）と、このデイジタル−ア
ナログ変換された信号をローパスフイルタを介し
て取り出した波形（第１０図Ａ、第１１図Ａ）と
をそれぞれ示している。これらの第１０図、第１
１図において、時間軸上の点Ｅにてビツトエラー
が発生しており、一般PCMモード（第１０図）
の方が、差分PCMモード（第１１図）よりもエ
ラーの影響が少ないことが明らかである。そし
て、本発明においては、i＞s／６のときには一
般PCMモードを選択しており、ビツトエラーに
よる影響が抑えられていることが明らかである。
本発明は、例えばこのようなブロツク単位で入
力信号の周波数スペクトルを検出して、この検出
されたスペクトルに応じてアダプテイブ処理時の
再量子化の際に、後述するようなノイズシエイピ
ングを行ない、マスキング効果が最大限得られる
ように再量子化ノイズスペクトルを形成するもの
である。なお、上記周波数スペクトルの形態は、
上記モード選択情報によつて知ることができ、モ
ード選択情報を得るための構成が周波数スペクト
ル検出手段に対応することになる。
力信号の周波数スペクトルを検出して、この検出
されたスペクトルに応じてアダプテイブ処理時の
再量子化の際に、後述するようなノイズシエイピ
ングを行ない、マスキング効果が最大限得られる
ように再量子化ノイズスペクトルを形成するもの
である。なお、上記周波数スペクトルの形態は、
上記モード選択情報によつて知ることができ、モ
ード選択情報を得るための構成が周波数スペクト
ル検出手段に対応することになる。
次に、本発明の好ましい一実施例として、以上
説明した各技術的思想を実現するための具体的構
成例について図面とともに説明する。
説明した各技術的思想を実現するための具体的構
成例について図面とともに説明する。
第１２図はPCM信号伝送に用いられるPCMエ
ンコーダの一例を示すブロツク回路図である。
ンコーダの一例を示すブロツク回路図である。
この第１２図において、エンコーダの入力端子
３１には、例えば14ビツトのデイジタルデータ信
号（サンプリング波高値データ信号）が供給され
ている。この入力端子３１に接続されたプリエン
フアシス回路３２は、特に高域の信号を強調して
SN比を向上するために用いられるものであり、
例えば50μsの時定数のものが用いられる。このプ
リエンフアシス回路３２からの例ええば14ビツト
出力は、マルチプレクサ３３、ブロツク内最大値
検出比較回路３４、差分処理回路３５、及び和分
処理回路３６に、それぞれ送られる。ブロツク内
最大値検出比較回路３４には、上記プリエンフア
シス回路３２からの14ビツトサンプリングデータ
信号の他に、差分処理回路３５からの例えば15ビ
ツト差分データ信号、及び和分処理回路３６から
の15ビツト和分データ信号が供給されている。こ
のブロツク内最大値検出比較回路３４において、
１ブロツク（複数ワード）内の上記各データの絶
対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、最大値
の小さいモードの方が圧縮効率が高いとして、モ
ード選択を行なう。差分処理回路３５は、例えば
前記第４図のような基本構成を有し、プリエンフ
アシス回路３２からのサンプルデータのうちの隣
接するワードの差分データを順次取り出す。すな
わち、上記１ブロツクに対応して上記サンプル波
高値データのｎワードW0，W1…Wo-1が入力さ
れるとき、差分処理回路３５からは、 D1＝W0−ｋ・W0 D2＝W1−ｋ・W2 〓 〓 Do-1＝Wo-1−ｋ・Wo-2 ただしｋは減衰係数、０＜ｋ≦１ のｎ−１ワードの差分PCMデータD1，D2，…，
Do-1が出力される。この１ブロツク分の各差分
PCMデータD1〜Do-1は、ブロツクメモリ３７に
送られて蓄えられる。和分処理回路３６は、上記
入力波高値データと１サンプリング周期前の入力
データの係数乗算値との和とるものであり、１ブ
ロツク内に入力される波高値データのｎワード
W0〜Wo-1に対する和分データのｎ−１ワードA1
〜Ao-1は、 A1＝W1＋ｋ・W0 A2＝W2＋ｋ・W1 〓 〓 Ao-1＝Wo-1＋ｋ・Wo-2 となる。そして、ブロツク内最大値検出比較回路
３４においては、１ブロツク内のそれぞれのモー
ドにおけるワードのデータのうちの最大絶対値、
すなわち、一般PCMモードにおけるデータ（波
高値データW1〜Wo-1のうちの最大の絶対値、差
分PCMフイードにおける差分データD1〜Do-1の
うちの最大の絶対値、及び和分PCMモードにお
ける和分データA1〜Ao-1のうちの最大の絶対値
をそれぞれ検出し、これらの３モードの各最大絶
対値を比較して、最も小さい最大絶対値を持つモ
ードが前述した等しいビツト数でダイナミツクレ
ンジを広くとれるような圧縮効率の高いモードで
あると判断し、このモード情報及びこのモードの
最大絶対値を、モード選択・アダプテイブ情報算
算出回路４１に送る。ここで、入力信号が正弦波
の場合には、前述した第２図に示す周波数特性に
応じて、ダイナミツクレンジが最も広くなるモー
ドに切り換わるようなモード選択が行なわれる。
３１には、例えば14ビツトのデイジタルデータ信
号（サンプリング波高値データ信号）が供給され
ている。この入力端子３１に接続されたプリエン
フアシス回路３２は、特に高域の信号を強調して
SN比を向上するために用いられるものであり、
例えば50μsの時定数のものが用いられる。このプ
リエンフアシス回路３２からの例ええば14ビツト
出力は、マルチプレクサ３３、ブロツク内最大値
検出比較回路３４、差分処理回路３５、及び和分
処理回路３６に、それぞれ送られる。ブロツク内
最大値検出比較回路３４には、上記プリエンフア
シス回路３２からの14ビツトサンプリングデータ
信号の他に、差分処理回路３５からの例えば15ビ
ツト差分データ信号、及び和分処理回路３６から
の15ビツト和分データ信号が供給されている。こ
のブロツク内最大値検出比較回路３４において、
１ブロツク（複数ワード）内の上記各データの絶
対値の最大値をそれぞれ検出して比較し、最大値
の小さいモードの方が圧縮効率が高いとして、モ
ード選択を行なう。差分処理回路３５は、例えば
前記第４図のような基本構成を有し、プリエンフ
アシス回路３２からのサンプルデータのうちの隣
接するワードの差分データを順次取り出す。すな
わち、上記１ブロツクに対応して上記サンプル波
高値データのｎワードW0，W1…Wo-1が入力さ
れるとき、差分処理回路３５からは、 D1＝W0−ｋ・W0 D2＝W1−ｋ・W2 〓 〓 Do-1＝Wo-1−ｋ・Wo-2 ただしｋは減衰係数、０＜ｋ≦１ のｎ−１ワードの差分PCMデータD1，D2，…，
Do-1が出力される。この１ブロツク分の各差分
PCMデータD1〜Do-1は、ブロツクメモリ３７に
送られて蓄えられる。和分処理回路３６は、上記
入力波高値データと１サンプリング周期前の入力
データの係数乗算値との和とるものであり、１ブ
ロツク内に入力される波高値データのｎワード
W0〜Wo-1に対する和分データのｎ−１ワードA1
〜Ao-1は、 A1＝W1＋ｋ・W0 A2＝W2＋ｋ・W1 〓 〓 Ao-1＝Wo-1＋ｋ・Wo-2 となる。そして、ブロツク内最大値検出比較回路
３４においては、１ブロツク内のそれぞれのモー
ドにおけるワードのデータのうちの最大絶対値、
すなわち、一般PCMモードにおけるデータ（波
高値データW1〜Wo-1のうちの最大の絶対値、差
分PCMフイードにおける差分データD1〜Do-1の
うちの最大の絶対値、及び和分PCMモードにお
ける和分データA1〜Ao-1のうちの最大の絶対値
をそれぞれ検出し、これらの３モードの各最大絶
対値を比較して、最も小さい最大絶対値を持つモ
ードが前述した等しいビツト数でダイナミツクレ
ンジを広くとれるような圧縮効率の高いモードで
あると判断し、このモード情報及びこのモードの
最大絶対値を、モード選択・アダプテイブ情報算
算出回路４１に送る。ここで、入力信号が正弦波
の場合には、前述した第２図に示す周波数特性に
応じて、ダイナミツクレンジが最も広くなるモー
ドに切り換わるようなモード選択が行なわれる。
従つて、ブロツク内最大値検出比較回路３４
は、入力信号周波数スペクトルの検出機能を有す
るものとみなすことができ、差分PCMモードが
選択されたときには中低域周波数の信号が、一般
PCMモードが選択されたときには高域周波数の
信号が、また、和分PCMモードが選択されたと
きにはさらに高い周波数の信号が、それぞれ入力
されたものと判断することができる。
は、入力信号周波数スペクトルの検出機能を有す
るものとみなすことができ、差分PCMモードが
選択されたときには中低域周波数の信号が、一般
PCMモードが選択されたときには高域周波数の
信号が、また、和分PCMモードが選択されたと
きにはさらに高い周波数の信号が、それぞれ入力
されたものと判断することができる。
次に、モード選択・アダプテイブ情報算出回路
４１は、上記最大値の小さいモード、すなわち圧
縮率の高いモードを選択するための情報、及び量
子化ステツプの大きさを示すアダプテイブ情報を
出力する回路であり、モード選択情報はモード切
換処理回路４２及びマルチプレクサ３３に、また
アダプテイブ情報は再量子化を行なうアダプテイ
ブ処理回路４３及びマルチプレクサ３３に送られ
る。モード切換処理回路４２には、ブロツクメモ
リ３７に蓄えられた１ブロツク分の差分処理デー
タD1〜Do-1が送られており、上記モード選択情
報に応じて選択されたモードの１ブロツク分の全
ワードのデータ、すなわち、一般PCMモード選
択時にはW1〜Wo-1のデータ、差分PCMモード選
択時はD1〜Do-1のデータ、和分PCMモード選択
時にはA1〜Ao-1のデータをそれぞれ出力し、ア
ダプテイブ処理回路４３に送る。ここで、モード
切換処理回路４２の具体的動作としては、入力デ
ータである１ブロツク分の差分データD1〜Do-1
及びプリエンフアシス回路３２からの瞬時波高値
データW0に基づいて、上記選択されたモードの
データを得るような処理を行なうものであり、差
分PCMモード選択時には、入力データD1〜Do-1
をそのまま出力すればよい。一般PCMモード選
択時には、和分動作により差分処理を打ち消せば
よく、具体的には、 W1＝D0＋ｋ・W0 W2＝D2＋ｋ・W1 〓 〓 Wo-1＝Do-1＋ｋ・Wo-2 の演算処理を行なえばよい。同様に、和分PCM
モード選択時には、和分動作を２回行なうことに
より、上記入力データD1〜Do-1及びW0より和分
データA1〜Ao-1を得ることができ、 A1＝W0＋ｋ・W0＋D1＋2kW0 A2＝W2＋ｋ・W1＝D2＋2kW2 ： ： Ao-1＝Wo-1＋ｋ・Wo-2＝Do-1＋2kWo-2 のようになる。
４１は、上記最大値の小さいモード、すなわち圧
縮率の高いモードを選択するための情報、及び量
子化ステツプの大きさを示すアダプテイブ情報を
出力する回路であり、モード選択情報はモード切
換処理回路４２及びマルチプレクサ３３に、また
アダプテイブ情報は再量子化を行なうアダプテイ
ブ処理回路４３及びマルチプレクサ３３に送られ
る。モード切換処理回路４２には、ブロツクメモ
リ３７に蓄えられた１ブロツク分の差分処理デー
タD1〜Do-1が送られており、上記モード選択情
報に応じて選択されたモードの１ブロツク分の全
ワードのデータ、すなわち、一般PCMモード選
択時にはW1〜Wo-1のデータ、差分PCMモード選
択時はD1〜Do-1のデータ、和分PCMモード選択
時にはA1〜Ao-1のデータをそれぞれ出力し、ア
ダプテイブ処理回路４３に送る。ここで、モード
切換処理回路４２の具体的動作としては、入力デ
ータである１ブロツク分の差分データD1〜Do-1
及びプリエンフアシス回路３２からの瞬時波高値
データW0に基づいて、上記選択されたモードの
データを得るような処理を行なうものであり、差
分PCMモード選択時には、入力データD1〜Do-1
をそのまま出力すればよい。一般PCMモード選
択時には、和分動作により差分処理を打ち消せば
よく、具体的には、 W1＝D0＋ｋ・W0 W2＝D2＋ｋ・W1 〓 〓 Wo-1＝Do-1＋ｋ・Wo-2 の演算処理を行なえばよい。同様に、和分PCM
モード選択時には、和分動作を２回行なうことに
より、上記入力データD1〜Do-1及びW0より和分
データA1〜Ao-1を得ることができ、 A1＝W0＋ｋ・W0＋D1＋2kW0 A2＝W2＋ｋ・W1＝D2＋2kW2 ： ： Ao-1＝Wo-1＋ｋ・Wo-2＝Do-1＋2kWo-2 のようになる。
次に、アダプテイブ処理回路４３は、上記最大
絶対値に応じた量子化ステツプ幅で、モード切換
処理回路４２からのブロツク内のワードのデータ
の量子化を行なう。
絶対値に応じた量子化ステツプ幅で、モード切換
処理回路４２からのブロツク内のワードのデータ
の量子化を行なう。
このアダプテイブ動作の一具体例を説明する。
モード切換処理回路４２からのデータが例えば１
ワード15ビツトで２の補数表示されているとき、
最上位ビツトいわゆるMSBは正負の符号を示し、
「０」のとき「１」のとき負のデータを意味する。
これに対してブロツク内最大値検出比較回路３４
において得られた上記選択されたモードのブロツ
ク内最大値は、絶対値であり、元のデータが正の
場合はそのまま、負の場合は２の補数がとられ
て、常に正の15ビツト値となつている。この最大
絶対値のMMSBは常に「０」であり、その値の
大きさ（特に２進数表示時の実質的な桁数）に応
じて、第１３図に示すように、MSBからLSBに
向かつてｍ＋１個の「０」が配される。すなわ
ち、この第１３図の最大絶対値の実質的な桁数は
14−ｍであり、これは浮動小数点表示するときの
指数値に対応する。モード選択・アダプテイブ情
報算出回路４１においては、この最大絶対値の
MSBから連続する「０」の個数ｍ＋１を求め、
ｍをアダプテイブ情報としてアダプテイブ処理回
路４３に送る。アダプテイブ処理回路４３は、入
力15ビツトデータをｍビツト左方にシフト操作
し、シフト後のデータのMSBより例えば７ビツ
トを有効桁数として取り出し、マルチプレク３３
に送る。
モード切換処理回路４２からのデータが例えば１
ワード15ビツトで２の補数表示されているとき、
最上位ビツトいわゆるMSBは正負の符号を示し、
「０」のとき「１」のとき負のデータを意味する。
これに対してブロツク内最大値検出比較回路３４
において得られた上記選択されたモードのブロツ
ク内最大値は、絶対値であり、元のデータが正の
場合はそのまま、負の場合は２の補数がとられ
て、常に正の15ビツト値となつている。この最大
絶対値のMMSBは常に「０」であり、その値の
大きさ（特に２進数表示時の実質的な桁数）に応
じて、第１３図に示すように、MSBからLSBに
向かつてｍ＋１個の「０」が配される。すなわ
ち、この第１３図の最大絶対値の実質的な桁数は
14−ｍであり、これは浮動小数点表示するときの
指数値に対応する。モード選択・アダプテイブ情
報算出回路４１においては、この最大絶対値の
MSBから連続する「０」の個数ｍ＋１を求め、
ｍをアダプテイブ情報としてアダプテイブ処理回
路４３に送る。アダプテイブ処理回路４３は、入
力15ビツトデータをｍビツト左方にシフト操作
し、シフト後のデータのMSBより例えば７ビツ
トを有効桁数として取り出し、マルチプレク３３
に送る。
このアダプテイブ処理回路４３から出力データ
は、１ブロツク内に入力された１ワード例えば15
ビツトとするｎ−１ワードのデータ、すなわち一
般にPCMモード選択時にはデータW1〜Wo-1、差
分PCMモード選択時にはデータD1〜Do-1、和分
PCMモード選択時にはデータA1〜Ao-1のいずれ
かをそれぞれアダプテイブ処理した、１ワード例
えば７ビツトとするｎ−１ワードのデータX1〜
Xo-1であり、元の15ビツト入力データが正の数
のときには、第１４図Ａに示すようにMSBより
少なくともｍ＋１ビツト以上「０」が連続してい
るから、ｍビツト方シフトした７ビツト出力デー
タのMSBも「０」で正の数を表わし、また、元
の15ビツト入力データが負の数のときには、第１
４図Ｂに示すようにMSBより少なくともｍ＋１
ビツト以上「１」が連続しているから、ｍビツト
左方シフトした７ビツト出力データのMSBも
「１」となり負の数を表わす。
は、１ブロツク内に入力された１ワード例えば15
ビツトとするｎ−１ワードのデータ、すなわち一
般にPCMモード選択時にはデータW1〜Wo-1、差
分PCMモード選択時にはデータD1〜Do-1、和分
PCMモード選択時にはデータA1〜Ao-1のいずれ
かをそれぞれアダプテイブ処理した、１ワード例
えば７ビツトとするｎ−１ワードのデータX1〜
Xo-1であり、元の15ビツト入力データが正の数
のときには、第１４図Ａに示すようにMSBより
少なくともｍ＋１ビツト以上「０」が連続してい
るから、ｍビツト方シフトした７ビツト出力デー
タのMSBも「０」で正の数を表わし、また、元
の15ビツト入力データが負の数のときには、第１
４図Ｂに示すようにMSBより少なくともｍ＋１
ビツト以上「１」が連続しているから、ｍビツト
左方シフトした７ビツト出力データのMSBも
「１」となり負の数を表わす。
そして、本発明の要部として、このアダプテイ
ブ処理回路４３に関連してノイズスペクトル変更
のためのノイズエイピング回路部４６が設けられ
ている。このノイズシエイピング回路部４６の基
本構成及び動作原理については後述するが、要点
としては、再量子化を行なうアダプテイブ処理回
路４３の入力と出力との間で生じたエラー分を、
エラーフイードバツク回路４４で検出してアダプ
テイブ処理回路４３の入力側に１サンプル周期遅
延して帰還（フイードバツク）することにより、
再量子化ノイズのスペクトルを例えば高域側に集
中するようなスペクトル形状を変更するものであ
る。この場合、聴覚のマスキング効果を考える
と、ノイズのスペクトルを入力信号のスペクトル
の形状にできるだけ一致させることが望ましい。
実際には、高い周波数領域で選択されるモードほ
ど大きなエラーフイードバツクをかけるようにす
ればよい。
ブ処理回路４３に関連してノイズスペクトル変更
のためのノイズエイピング回路部４６が設けられ
ている。このノイズシエイピング回路部４６の基
本構成及び動作原理については後述するが、要点
としては、再量子化を行なうアダプテイブ処理回
路４３の入力と出力との間で生じたエラー分を、
エラーフイードバツク回路４４で検出してアダプ
テイブ処理回路４３の入力側に１サンプル周期遅
延して帰還（フイードバツク）することにより、
再量子化ノイズのスペクトルを例えば高域側に集
中するようなスペクトル形状を変更するものであ
る。この場合、聴覚のマスキング効果を考える
と、ノイズのスペクトルを入力信号のスペクトル
の形状にできるだけ一致させることが望ましい。
実際には、高い周波数領域で選択されるモードほ
ど大きなエラーフイードバツクをかけるようにす
ればよい。
なお、アダプテイブ処理回路４３の出力は７ビ
ツトに圧縮されているから、これを入力側の15ビ
ツトに復元するためのビツト復元回路４５が現実
には必要となる。
ツトに圧縮されているから、これを入力側の15ビ
ツトに復元するためのビツト復元回路４５が現実
には必要となる。
マルチプレクサ３３は、プリエンフアシス回路
３２からの瞬時波高値データAb、モード選択・
アダプテイブ情報算出回路４１からのアダプテイ
ブ情報データAd及びモード選択情報データＭ、
さらにアダプテイブ処理回路４３からのアダプテ
イブ処理及びノイズシエイピング処理のなされた
ｎ−１ワードのデータX1〜Xo-1を、時系列デイ
ジタルデータに変換し、例えば第１５図に示すよ
うな順序で各ワードのデータをシリアル伝送す
る。この第１５図のモード選択情報ワードのデー
タM-1，M0，M1は、１ブロツク前のモード選択
データM-1、現在送ろうとするブロツクのモード
選択データM0、及び１ブロツク後のモード選択
データM1の３ブロツク分のモード選択データを
１ワードとして伝達することを示しており、１ブ
ロツクのモード選択データが３回伝送されるた
め、伝送エラーに強い効果がある。
３２からの瞬時波高値データAb、モード選択・
アダプテイブ情報算出回路４１からのアダプテイ
ブ情報データAd及びモード選択情報データＭ、
さらにアダプテイブ処理回路４３からのアダプテ
イブ処理及びノイズシエイピング処理のなされた
ｎ−１ワードのデータX1〜Xo-1を、時系列デイ
ジタルデータに変換し、例えば第１５図に示すよ
うな順序で各ワードのデータをシリアル伝送す
る。この第１５図のモード選択情報ワードのデー
タM-1，M0，M1は、１ブロツク前のモード選択
データM-1、現在送ろうとするブロツクのモード
選択データM0、及び１ブロツク後のモード選択
データM1の３ブロツク分のモード選択データを
１ワードとして伝達することを示しており、１ブ
ロツクのモード選択データが３回伝送されるた
め、伝送エラーに強い効果がある。
マルチプレクサ３３からは、第１５図のような
ワード配列順序で、ブロツク同期部分やワード同
期部分、あるいはエラー訂正部分等を含んだブロ
ツク単位のシリアルデータが、出力端子３９を介
して出力され、銅線や光フアイバ等の伝送線を介
して伝送され、あるいは磁気テープ、磁気デイス
ク、光学デイスク等の記録媒体に記録される。
ワード配列順序で、ブロツク同期部分やワード同
期部分、あるいはエラー訂正部分等を含んだブロ
ツク単位のシリアルデータが、出力端子３９を介
して出力され、銅線や光フアイバ等の伝送線を介
して伝送され、あるいは磁気テープ、磁気デイス
ク、光学デイスク等の記録媒体に記録される。
このようにしてブロツク単位でシリアル伝送さ
れたデイジタル信号より元のサンプリング波高値
信号を復元するためのデコーダは、例えば第１６
図のように構成すればよい。
れたデイジタル信号より元のサンプリング波高値
信号を復元するためのデコーダは、例えば第１６
図のように構成すればよい。
この第１６図において、入力端子５１には、伝
送媒体（記録媒体も含む。）からの第１５図のよ
うなワード配列で１ブロツクが構成されるデイジ
タル信号が入力され、この入力信号はマルチプレ
クサ５２に供給される。マルチプレクサ５２は、
例えば上記入力デイジタル信号中のブロツク同期
信号やワード同期信号に基いて、前述した各種デ
ータAb，Ad，Ｍ，X1〜Xo-1を互いに分離し、
アダプテイブ処理されたいずれかのモードのデー
タX1〜Xo-1をアダプテイブ（復元）処理回路５
３に送る。この処理回路５３はマルチプレクサ５
２からのアダプテイブ情報データAdに基づき、
アダプテイブ復元動作を行なう。例えば７ビツト
のデータX1〜XXo-1のMSB（符号を示すビツト）
を前記ｍビツト分符号拡張してｍ＋７ビツトと
し、さらにLSBに続けて８−ｍビツトの無効ビ
ツトを付加して、全体として15ビツトの２の補数
表示データに変換する。この15ビツトデータは、
モード選択データM0が指示するモードのデータ
であり、一般PCMモードが選択されているとき
には前記データW1〜Wo-1，差分PCMモード時に
は前記データD1〜Do-1，和分PCMモード時には
前記データA1〜Ao-1となつている。このような
アダプテイブ（復元）処理回路５３からのデータ
は、モード切換処理回路５４に送られ、上記モー
ド選択データM0に応じた処理が行なわれて、前
述した波高値データW1〜Wo-1となつてマルチプ
レクサ５５に送られる。このモード切換処理回路
５４における動作としては、入力データが一般
PCMデータW1〜Wo-1のときにはそのまま出力
し、入力データが差分PCMデータD1〜Do-1のと
きには前述のような和分動作によりデータW1〜
Wo-1に変換し、入力データが和分PCMデータA1
〜Ao-1のときには差分動作によりデータW1〜
Wo-1に変換する。これらの和分動作及び差分動
作時には、瞬時波高値データAb（＝W0）も使用
される。
送媒体（記録媒体も含む。）からの第１５図のよ
うなワード配列で１ブロツクが構成されるデイジ
タル信号が入力され、この入力信号はマルチプレ
クサ５２に供給される。マルチプレクサ５２は、
例えば上記入力デイジタル信号中のブロツク同期
信号やワード同期信号に基いて、前述した各種デ
ータAb，Ad，Ｍ，X1〜Xo-1を互いに分離し、
アダプテイブ処理されたいずれかのモードのデー
タX1〜Xo-1をアダプテイブ（復元）処理回路５
３に送る。この処理回路５３はマルチプレクサ５
２からのアダプテイブ情報データAdに基づき、
アダプテイブ復元動作を行なう。例えば７ビツト
のデータX1〜XXo-1のMSB（符号を示すビツト）
を前記ｍビツト分符号拡張してｍ＋７ビツトと
し、さらにLSBに続けて８−ｍビツトの無効ビ
ツトを付加して、全体として15ビツトの２の補数
表示データに変換する。この15ビツトデータは、
モード選択データM0が指示するモードのデータ
であり、一般PCMモードが選択されているとき
には前記データW1〜Wo-1，差分PCMモード時に
は前記データD1〜Do-1，和分PCMモード時には
前記データA1〜Ao-1となつている。このような
アダプテイブ（復元）処理回路５３からのデータ
は、モード切換処理回路５４に送られ、上記モー
ド選択データM0に応じた処理が行なわれて、前
述した波高値データW1〜Wo-1となつてマルチプ
レクサ５５に送られる。このモード切換処理回路
５４における動作としては、入力データが一般
PCMデータW1〜Wo-1のときにはそのまま出力
し、入力データが差分PCMデータD1〜Do-1のと
きには前述のような和分動作によりデータW1〜
Wo-1に変換し、入力データが和分PCMデータA1
〜Ao-1のときには差分動作によりデータW1〜
Wo-1に変換する。これらの和分動作及び差分動
作時には、瞬時波高値データAb（＝W0）も使用
される。
次に、マルチプレクサ５５は、入力段のマルチ
プレクサ５２からの瞬時波高値データAb（W0）、
及びモード切換処理回路５４からの波高値データ
W1〜Wo-1を、例えばサンプリング周期で順次１
ワードずつ出力し、１ブロツク周期でｎワードの
データW0〜Wo-1を順次出力する。マルチプレク
サ５５からの出力は、前記プリエンフアシス回路
３２と逆の特性を有するデイエンフアシス回路５
６を介して、出力端子５７より取り出される。
プレクサ５２からの瞬時波高値データAb（W0）、
及びモード切換処理回路５４からの波高値データ
W1〜Wo-1を、例えばサンプリング周期で順次１
ワードずつ出力し、１ブロツク周期でｎワードの
データW0〜Wo-1を順次出力する。マルチプレク
サ５５からの出力は、前記プリエンフアシス回路
３２と逆の特性を有するデイエンフアシス回路５
６を介して、出力端子５７より取り出される。
次に、本発明の要部となるマスキング効果及び
ノイズシエイピング処理について説明する。
ノイズシエイピング処理について説明する。
第１７図Ａ，Ｂは純音による純音のマスキング
効果特性を示すグラフであり、それぞれ縦軸に最
小可聴限の移動をdB値で、横軸に第２音の周波
数をHzで示している。そして、第１７図Ａは第１
音が400Hz、第１７図Ｂは第１音が2400Hzの場合
をそれぞれ示し、特性曲線近傍の数値（dB値）
は第１音の感覚レベルを示している。これらの第
１７図Ａ、Ｂから明らかなように、第１音の周波
数と第２音の周波数が近いとき、大きなマスキン
グ効果が得られている。
効果特性を示すグラフであり、それぞれ縦軸に最
小可聴限の移動をdB値で、横軸に第２音の周波
数をHzで示している。そして、第１７図Ａは第１
音が400Hz、第１７図Ｂは第１音が2400Hzの場合
をそれぞれ示し、特性曲線近傍の数値（dB値）
は第１音の感覚レベルを示している。これらの第
１７図Ａ、Ｂから明らかなように、第１音の周波
数と第２音の周波数が近いとき、大きなマスキン
グ効果が得られている。
従つて、入力信号スペクトルの主要部にノイズ
のスペクトルの主要部が一致するように例えばノ
イズシエイピング処理を行なうことにより、大き
なマスキング効果が得られ、聴感上のSN比が改
善される。
のスペクトルの主要部が一致するように例えばノ
イズシエイピング処理を行なうことにより、大き
なマスキング効果が得られ、聴感上のSN比が改
善される。
次に、第１８図はノイズシエイピング回路の基
本構成の一例を示し、入力端子６１に供給された
入力Ｘ１が、前述したアダプテイブ処理回路等の
再量子化器６２により再量子化されて出力端子６
３に出力Ｙとして出力される回路に対してエラー
フイードバツクをかけた例を示している。この第
１８図において、入力端子６１と再量子化器６２
との間には加算器６４は、エラーフイードバツク
系６５からの出力Ｘ２を上記入力Ｘ１より減算す
るように動作する。エラーフイードバツク系６５
は、この系の入力側より、加算器６６、１サンプ
リング周期遅延回路６７、及び減衰係数ｋを乗算
する係数乗算器６８が直列に接続されて構成され
ている。加算器６６は、量子化器６２の出力Ｙか
ら上記加算器６４の出力Ｘ３（＝Ｘ１−Ｘ２）を
減算して、減算出力Ｘ４を得ている。この出力Ｘ
４は遅延回路６７にて１サンプリング周期遅延さ
れた後に、係数乗算器６８に送られて、減衰係数
ｋが乗算され、上記出力Ｘ２となつて加算器６４
に送られる。
本構成の一例を示し、入力端子６１に供給された
入力Ｘ１が、前述したアダプテイブ処理回路等の
再量子化器６２により再量子化されて出力端子６
３に出力Ｙとして出力される回路に対してエラー
フイードバツクをかけた例を示している。この第
１８図において、入力端子６１と再量子化器６２
との間には加算器６４は、エラーフイードバツク
系６５からの出力Ｘ２を上記入力Ｘ１より減算す
るように動作する。エラーフイードバツク系６５
は、この系の入力側より、加算器６６、１サンプ
リング周期遅延回路６７、及び減衰係数ｋを乗算
する係数乗算器６８が直列に接続されて構成され
ている。加算器６６は、量子化器６２の出力Ｙか
ら上記加算器６４の出力Ｘ３（＝Ｘ１−Ｘ２）を
減算して、減算出力Ｘ４を得ている。この出力Ｘ
４は遅延回路６７にて１サンプリング周期遅延さ
れた後に、係数乗算器６８に送られて、減衰係数
ｋが乗算され、上記出力Ｘ２となつて加算器６４
に送られる。
このような回路構成において、
X3＝X1−X2 ……
X4＝Ｙ−X3 ……
X2＝ｋ・Z-1・×４ ……
であり、X2、X3を消去すると、
Ｙ−Y1＝（１−kZ-1）×４ ……〓〓
｜Ｙ−X1｜＝｜１−kZ-1｜2・｜X4｜
＝｜（１−kej〓）｜2・｜×４｜ ……
ただしΘ＝ωTs
∴｜Ｙ−X1｜
＝（１＋k2−2k cosωTs）・｜×４｜
＝（１−k2−2k cos2π／s）・｜×４｜……〓
〓 となる。
〓 となる。
次に、第１９図は、上記エラーフイードバツク
によるノイズシエイピングを示し、ｋ＝−１の場
合（曲線Ａ）、及びｋ＝１の場合（曲線Ｂ）につ
いての周波数に対するレスポンスを示している。
によるノイズシエイピングを示し、ｋ＝−１の場
合（曲線Ａ）、及びｋ＝１の場合（曲線Ｂ）につ
いての周波数に対するレスポンスを示している。
この第１９図から明らかなようにｋ＝１では
中・低域側のノイズが極端に減少し、高域側に集
中して現われるのに対し、ｋ＝−１では中・低域
側のノイズが大きく、高域側で減少するスペクト
ルとなつている。
中・低域側のノイズが極端に減少し、高域側に集
中して現われるのに対し、ｋ＝−１では中・低域
側のノイズが大きく、高域側で減少するスペクト
ルとなつている。
次に、第２０図は現実の回路におけるノイズ測
定結果を、ノイズシエイピングなしの場合（曲線
Ａ）及びノイズシエイピング有りの場合（曲線
Ｂ）について示したものであり、ノイズシエイピ
ングによりノイズスペクトルが変化していること
が明らかである。
定結果を、ノイズシエイピングなしの場合（曲線
Ａ）及びノイズシエイピング有りの場合（曲線
Ｂ）について示したものであり、ノイズシエイピ
ングによりノイズスペクトルが変化していること
が明らかである。
そこで、入力信号の周波数スペクトルに応じ
て、具体的には例えば上記モード選択情報に応じ
て、ノイズシエイピングにおけるエラーフイード
バツクの量や正負の極性等を変化させることによ
り、ノイズスペクトルを入力スペクトルに近づけ
ることができる。つまり、同じエネルギー量の量
子化ノイズが発生している場合でも、できるだけ
ノイズスペクトルを入力信号スペクトルの近くに
集中させる事で、等価的な瞬時Ｓ／Ｎを向上させ
ることができる。
て、具体的には例えば上記モード選択情報に応じ
て、ノイズシエイピングにおけるエラーフイード
バツクの量や正負の極性等を変化させることによ
り、ノイズスペクトルを入力スペクトルに近づけ
ることができる。つまり、同じエネルギー量の量
子化ノイズが発生している場合でも、できるだけ
ノイズスペクトルを入力信号スペクトルの近くに
集中させる事で、等価的な瞬時Ｓ／Ｎを向上させ
ることができる。
すなわち、本発明の実施例のデイジタル信号伝
送装置によれば、入力信号のスペクトルに対応し
たPCMフイードを選択し、かつ、より高い周波
数のスペクトルを受け持つモードほど大きなエラ
ーフイードバツクをかける事により、より大きな
マスキング効果を得ることができ、聴感上優れた
SN比改善効果が得られる。
送装置によれば、入力信号のスペクトルに対応し
たPCMフイードを選択し、かつ、より高い周波
数のスペクトルを受け持つモードほど大きなエラ
ーフイードバツクをかける事により、より大きな
マスキング効果を得ることができ、聴感上優れた
SN比改善効果が得られる。
この他、本発明の実施例によれば、伝送すべき
データの複数ワードをブロツク化したことによ
り、差分PCMモードあるいは和分PCMモードに
おけるエラー伝播を短時間で終息させることがで
き、また前記差分、和分処理時の減衰定数ｋを大
きくとれ、大きなアダプテイブ動作を行なえるた
め、ダイナミツクレンジの広いアダプテイブ差分
（あるいは和分）PCMデイジタル信号の伝送が可
能となる。さらに、アダプテイブ情報を１ブロツ
クにつき１ワードの割合で伝送すればよいため、
各PCMデータのワード毎にアダプテイブ情報を
送る場合に比べて少ないビツトレートで済み、し
かも冗長度を極端に増加させることなくエラー訂
正能力を大幅に高めることが可能となる。
データの複数ワードをブロツク化したことによ
り、差分PCMモードあるいは和分PCMモードに
おけるエラー伝播を短時間で終息させることがで
き、また前記差分、和分処理時の減衰定数ｋを大
きくとれ、大きなアダプテイブ動作を行なえるた
め、ダイナミツクレンジの広いアダプテイブ差分
（あるいは和分）PCMデイジタル信号の伝送が可
能となる。さらに、アダプテイブ情報を１ブロツ
クにつき１ワードの割合で伝送すればよいため、
各PCMデータのワード毎にアダプテイブ情報を
送る場合に比べて少ないビツトレートで済み、し
かも冗長度を極端に増加させることなくエラー訂
正能力を大幅に高めることが可能となる。
さらに、本発明の実施例によれば、一般PCM
モード、差分PCMモード、和分PCMモード等の
種々の伝送モードにおける上記ブロツク内のワー
ドの最大値を比較することにより、より大きな圧
縮を行なえるモードを選択して、この選択された
モードのデータを１ブロツク単位で伝送している
ため、エラー伝播、瞬時SN比の劣化、歪率の増
大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果の
デイジタル信号伝送が可能となる。
モード、差分PCMモード、和分PCMモード等の
種々の伝送モードにおける上記ブロツク内のワー
ドの最大値を比較することにより、より大きな圧
縮を行なえるモードを選択して、この選択された
モードのデータを１ブロツク単位で伝送している
ため、エラー伝播、瞬時SN比の劣化、歪率の増
大等の悪影響を最も低減し、かつ高い伝送効果の
デイジタル信号伝送が可能となる。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるも
のではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲にお
いて種々の変更が可能であることは勿論である。
のではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲にお
いて種々の変更が可能であることは勿論である。
本発明のデイジタル信号伝送装置によれば、入
力信号の周波数が低いときには差分PCM信号の
圧縮率が高くなつて差分PCM信号が選択され、
小さなエラーフイードバツクがかけられるのに対
し、入力信号の周波数が高いときには一般の
PCM信号の圧縮率が高くなつて一般PCM信号が
選択されるから、大きなエラーフイードバツクが
かけられ、再量子化ノイズが高域側に集中するよ
うにスペクトルが変化することにより、マスキン
グ効果が最大限得られるようにして、見かけ上
（聴感上）のノイズ低減を得ることができる。
力信号の周波数が低いときには差分PCM信号の
圧縮率が高くなつて差分PCM信号が選択され、
小さなエラーフイードバツクがかけられるのに対
し、入力信号の周波数が高いときには一般の
PCM信号の圧縮率が高くなつて一般PCM信号が
選択されるから、大きなエラーフイードバツクが
かけられ、再量子化ノイズが高域側に集中するよ
うにスペクトルが変化することにより、マスキン
グ効果が最大限得られるようにして、見かけ上
（聴感上）のノイズ低減を得ることができる。
第１図はアナログ信号波形を順次サンプリング
するときの波高値と差分値を説明するための波形
図、第２図は一般PCMモード、差分PCMモード
及び和分PCMモードのダイナミツクレンジの周
波数特性を示すグラフ、第３図は適応型（アダプ
テイブ）差分PCMエンコーダの一例を示すブロ
ツク回路図、第４図は差分PCMエンコーダの基
本構成例を示すブロツク回路図、第５図は減衰係
数に応じた差分PCM伝達関数周波数特性を示す
グラフ、第６図は１ブロツク内のワードの構成例
を示す図、第７図は１ブロツク分のデータ伝送の
ための符号構成例を示す図、第８図及び第９図は
１ブロツク内のワード数による一般PCMデータ
最大値と差分PCMデータ最大値との大小関係を
説明するためのグラフ、第１０図及び第１１図は
一般PCMモード及び差分PCMモードにおけるビ
ツトエラーの影響をそれぞれ説明するためのタイ
ムチヤート、第１２図は本発明の一実施例に用い
られるエンコーダの回路構成の一例を示すブロツ
ク回路図、第１３図は最大絶対値のワードの一例
を示す図、第１４図Ａ，Ｂはアダプテイブ処理の
動作を説明するための図、第１５図は１ブロツク
内のワード構成例を示す図、第１６図は第１２図
のエンコーダと対称的な動作を行なうデコーダの
回路構成の一例を示すブロツク回路図、第１７図
Ａ、Ｂは純音の純音によるマスキング効果を説明
するためのグラフ、第１８図はノイズシエイピン
グ回路の基本構成例を示すブロツク回路図、第１
９図及び第２０図はノイズシエイピングによるノ
イズスペクトラムの変化を説明するためのグラフ
である。 ３１……入力端子、３３，５２，５５……マル
チプレクサ、３４……ブロツク内最大値検出比較
回路、３５……差分処理回路、３６……和分処理
回路、３７……ブロツクメモリ、４１……モード
選択・アダプテイブ情報算出回路、４２，５４…
…モード切換処理回路、４３……アダプテイブ処
理回路、４４……エラーフイードバツク回路、４
６……ノイズシエイピング回路部、６２……再量
子化器、６４，６６……加算器、６５……エラー
フイードバツク系、６７……遅延回路、６８……
係数乗算器。
するときの波高値と差分値を説明するための波形
図、第２図は一般PCMモード、差分PCMモード
及び和分PCMモードのダイナミツクレンジの周
波数特性を示すグラフ、第３図は適応型（アダプ
テイブ）差分PCMエンコーダの一例を示すブロ
ツク回路図、第４図は差分PCMエンコーダの基
本構成例を示すブロツク回路図、第５図は減衰係
数に応じた差分PCM伝達関数周波数特性を示す
グラフ、第６図は１ブロツク内のワードの構成例
を示す図、第７図は１ブロツク分のデータ伝送の
ための符号構成例を示す図、第８図及び第９図は
１ブロツク内のワード数による一般PCMデータ
最大値と差分PCMデータ最大値との大小関係を
説明するためのグラフ、第１０図及び第１１図は
一般PCMモード及び差分PCMモードにおけるビ
ツトエラーの影響をそれぞれ説明するためのタイ
ムチヤート、第１２図は本発明の一実施例に用い
られるエンコーダの回路構成の一例を示すブロツ
ク回路図、第１３図は最大絶対値のワードの一例
を示す図、第１４図Ａ，Ｂはアダプテイブ処理の
動作を説明するための図、第１５図は１ブロツク
内のワード構成例を示す図、第１６図は第１２図
のエンコーダと対称的な動作を行なうデコーダの
回路構成の一例を示すブロツク回路図、第１７図
Ａ、Ｂは純音の純音によるマスキング効果を説明
するためのグラフ、第１８図はノイズシエイピン
グ回路の基本構成例を示すブロツク回路図、第１
９図及び第２０図はノイズシエイピングによるノ
イズスペクトラムの変化を説明するためのグラフ
である。 ３１……入力端子、３３，５２，５５……マル
チプレクサ、３４……ブロツク内最大値検出比較
回路、３５……差分処理回路、３６……和分処理
回路、３７……ブロツクメモリ、４１……モード
選択・アダプテイブ情報算出回路、４２，５４…
…モード切換処理回路、４３……アダプテイブ処
理回路、４４……エラーフイードバツク回路、４
６……ノイズシエイピング回路部、６２……再量
子化器、６４，６６……加算器、６５……エラー
フイードバツク系、６７……遅延回路、６８……
係数乗算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも入力信号のサンプリング値をデイ
ジタル化して得られるPCM信号と、この入力
PCM信号を差分処理して得られる差分PCM信号
との内から圧縮率の高い１の信号を選択して伝送
するデイジタル信号伝送装置であつて、 上記選択された信号に対してエラーフイードバ
ツクによるノイズシエイピング処理を施して再量
子化すると共に上記PCM信号選択時のエラーフ
イードバツク係数より上記差分PCM信号選択時
のエラーフイードバツク係数を小さくすることを
特徴とするデイジタル信号伝送装置。
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58097689A JPS59223032A (ja) | 1983-06-01 | 1983-06-01 | ディジタル信号伝送装置 |
| DE8484902081T DE3484010D1 (de) | 1983-06-01 | 1984-06-01 | Verfahren und vorrichtung zur uebertragung digitaler signale. |
| AT84902081T ATE60473T1 (de) | 1983-06-01 | 1984-06-01 | Verfahren und vorrichtung zur uebertragung digitaler signale. |
| EP84902081A EP0145788B1 (en) | 1983-06-01 | 1984-06-01 | Method and apparatus for transmitting digital signal |
| AU29698/84A AU576320B2 (en) | 1983-06-01 | 1984-06-01 | Method and apparatus for transmitting digital signal |
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| AU17431/88A AU611443B2 (en) | 1983-06-01 | 1988-06-06 | Apparatus for digital signal |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58097689A JPS59223032A (ja) | 1983-06-01 | 1983-06-01 | ディジタル信号伝送装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59223032A JPS59223032A (ja) | 1984-12-14 |
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Family Applications (1)
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-
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