JPS61158219A - 信号伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＰＣＭ信号のようなアナログ信号をディジタ
ル化した信号を一定ワード数毎にブロック化して伝送す
る信号伝送装置０こ関し、特に、各ブロック毎にコンパ
ンティング処理を行って伝送ビットレートの低減を図っ
た信号伝送装置に関する。

〔従来の技術〕

近年において、アナログのオーディオ信号やビデオ信号
等をサンプリング（標本化）して量子化および符号化処
理を行い、いわゆるＰＣＭ（パルス・コード・モジーレ
ーション）信号として伝送あるいは記録・再生すること
が多くなっている。

このようなＰＣＭ信号等を伝送あるいは記録・再生する
に際して、例えば２０ＫＨ２程度の帯域と９０ｄＢ程度
以上のＳ／Ｎを得るために、サンプリング周波数ｆＳを
４４．１ＫＨｚとし、１ワード１６ヒツトの直線量子化
が一般に採用されているが、この場合の伝送レートは７
００ＫＢＰＳ　（１秒間に７００にビット）以上にも達
する極めて高いものとなる。

ところで、上述のようなオーディオ信号やビデオ信号の
ようなアナログ信号をＡ／Ｄ変換して得られたディジタ
ル信号においては、その統計的性質が偏りを持つことや
視聴覚現象からみて重要度の低い部分があることを利用
して、情報量を圧縮することが可能であり、例えば差分
・和分処理や圧縮・伸張処理（コンバンディング処理）
を行っても信号の品質劣化が極めて少ないことが知られ
ている。

このような点を考慮し、本件出願人は先に、例えばディ
ジタルＰＣＭ信号に対して、一定時間単位あるいは一定
ワード数毎にブロック化するとともに、各ブロック毎に
差分処理等の予測処理やコンバンディング処理を行って
伝送あるいは記録・再生することを、特願昭５８−９７
６８７〜９号、特願昭５８−１６３０５４号、特願昭５
８−１６６２６７号あるいは特願昭５８−２１０３８２
号等において提案している。

これらの技術においては、各ブロック毎に少なくとも１
ワードの基準データ、例えばストレートＰＣＭデータを
設けており、この基準データに基いて例えば差分データ
を順次加算する等の演算処理を行うことによって、ブロ
ック内の元のサンプリングデータ（ストレートＰＣＭデ
ータ）を全て復元可能としている。また、上記コンバン
ディング処理としては、入力データの再量子化を行うと
ともに、このときの量子化誤差の予測値を帰還（いわゆ
るエラー・フィードバック）してノイズ・シェイピング
処理を施すことが提案されており、この量子化誤差の予
測処理は、瞬時Ｓ／Ｎを劣化させないために、上記信号
の予測処理とは分離して行うことが望ましい。この場合
、上記再量子化の際の再量子化ビットの元のデータ・ビ
ットに対する取り出し位置、いわゆるレンジング位置は
、ノイズ・シェイピング処理前のデータに基いて決定さ
れる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、ビットレート低減効率をさらに高くするため
に、上記ブロック毎の基準データを設けずに伝送あるい
は記録・再生する場合には、ブロックの境界付近で入力
信号レベルが急激に変化したとき、上記ノイズ・シェイ
ピングにより前ブロックの最終ワードからの帰還された
エラーが次のｊ− ブロック先頭ワードに重畳され、再量子化されたデータ
にオーバーフロラを生ずる虞れがある。このオーバーフ
ロラにより、伝送された信号に歪み等の悪影響が生じて
しまう。

本発明は、このような実情に鑑み、入力信号をブロック
単位で区分して伝送する際に各ブロックに基準ワードを
設けずに伝送するとともに、信号とノイズの各予測処理
を分離して行う信号伝送装置において、ブロック境界付
近で信号レベルが変化したときに前ブロックからのエラ
ーが帰還されることによって生ずる再量子化ビットのオ
ーバーフロラを抑え、該オーバーフロラによる悪影響を
低減し得るような信号伝送装置の提供を目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上述の問題点を解決するために、本発明の信号伝送装置
は、入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード数
毎にブロック化し、各ブロック毎の信号に対して予測処
理を施す手段と、この予測処理された信号を再量子化す
るとともに量子化誤差（エラー）を帰還（フィードバッ
ク）してノイズ・シェイピング処理を施す手段とを有し
、上記予測処理された信号のブロック内の最大絶対値に
基いて上記再量子化の際の再量子化ビット取り出し位置
いわゆるレンジング位置を決定するとともに、このレン
ジング位置が再量子化前のデータ・ワードのＬＳＢ側に
移動するときの移動量を例えば１ビット程度に制限する
ことを特徴としている。

〔作用〕

このように、ブロック毎のコンバンディング処理におけ
る再量子化の際に、レンジング位置すなわち再量子化ビ
ットの取り出し位置がＬＳＢ側に移動するときの移動量
を制限することにより、前ブロックからのフィードバッ
クされたエラーが小さく抑えられ、オーバーフロラによ
る悪影響を低減できる。

〔実施例〕

概略的な構成 先ず・本発明が適用される信号伝送装置の一例となるオ
ーディオ・ビットレート・リダクション・システムの全
体の概略的な構成について、第１図を参照しながら説明
する。

この第１図のシステムは、送信側（あるいは記録側）の
エンコーダ１０と、受信側（あるいは再元゛′ 生側）トープ３０とより成り、エンコーダ１゜の入力端
子１１には、アナログ・オーディオ信号を周波数ｆｓで
サンプリングし、量子化および符号化を施して得られる
オーディオＰＣＭ信号ｘ　（ｎ）が供給されている。こ
の入力信号ｘ　（ｎ）は、予測器１２および加算器１３
にそれぞれ送られており、予測器１２からの予測信号ｘ
　（ｎ）は、加算器１３に減算信号として送られている
。したがって、加算器１３においては、上記入力信号ｘ
（ｎ）から上記予測信号ｘ（ｎ）が減算されることによ
って、予測誤差信号あるいは（広義の）差分出力ｄ　（
ｎ）、すなわち、ｄ　（ｎ）　＝　ｘ　（ｎ）−ｘ　（
ｎ）　　　　・・・・・・・・・・曲・・・・■が出力
される。

ここで、予測器１２は、一般に過去のｐ個の入力ｘ（ｎ
−ｐ）、ｘ（ｎ−ｐ＋１　）−・−ｘ（ｎ−１，）の１
次結合により予測値ｘ　（ｎ）を算出するものであり、 ただしαｋ（ｋ＝１．２・・・ｐ）は係数となる。した
がって、上記予測誤差出力あるいは（広義の）差分出力
ｄ　（ｎ）は、 と表せる。

また、本発明においては、入力ディジタル信号の一定時
間内のデータ、すなわち入力データの一定ワード数を毎
にブロック化するとともに、各ブロック毎に最適の予測
フィルタ特性が得られるよ′うに上記係数α□の組を選
択している。これは、後述するように、互いに異なる特
性の予測器、あるいは加算器も含めて差分出力（予測誤
差出力）を得るためのフィルタが複数設けられていると
みなすことができ、これらの複数の差分処理フィルタの
うちの最適のフィルタを上記各ブロック毎に選択するわ
けである。この最適フィルタの選択は、複数の各差分処
理フィルタか冷棺力のブロック内最大絶対値（ピーク値
）または最大絶対値（ピーク値）に係数を乗算した値を
、予測・レンジ適応回路２１において互いに比較するこ
とによって行われ、具体的には各最大絶対値（またはそ
の係数乗算値）のうち値が最小となるような差分処理フ
ィルタが当該ブロックに対して最適のフィルタとして選
択される。このときの最適フィルタ選択情報は、モード
選択情報として、予測・レンジ適応回路２１から出力さ
れ、予測型番４に送られる。

次に、上記予測誤差としての差分出力ｄ　（ｎ）は、加
算器１４を介し、利得Ｇのシフタ１５と量子化器１６と
よりなるビット圧縮手段に送られ、例えば浮動小数点（
フローティング・ポイント）表示形態における指数部が
上記利得Ｇに、仮数部が量子化器１６からの出力にそれ
ぞれ対応するような圧縮処理あるいはレンジング処理が
施される。すなわち、シフタ１５は、ディジタル２進デ
ータを上記利得Ｇに応じたビット数だけシフト（算術シ
フト）することによりいわゆるレンジを切り替えるもの
であり、量子化器１７は、このビット・シフトされたデ
ータの一定ビット数を取り出すような再量子化を行って
いる。次に、ノイズ・シェイピング回路（ノイズ・シェ
イパ）１７は、量子化器１６の出力と入力との誤差分い
わゆる量子化誤差を加算器１８で得て、この量子化誤差
を利得ｃ−１のシフタ１９を介し予測器２０に送って、
量子化誤差の予測信号を加算器１４に減算信号として帰
還するようないわゆるエラー・フィードバックを行う。

次に、予測・レンジ適応回路２１は、上記選択されたモ
ードのフィルタからの差分出力のブロック内最大絶対値
に基きレンジ情報を出力し、このレンジ情報を各シフタ
１５および１９に送ってブロック毎に上記各利得Ｇおよ
びｃｌ　　を決定するわけであるが、本発明においては
、ブロックの境界近傍で信号レベルが低下すること等に
よりレンジが大（粗い再量子化）から小（細かい再量子
化）に変化する場合、すなわち、上記利得Ｇが大きくな
って再量子化データのビット取り出し位置（レンジング
位置）が元のデータのＬＳＢ側に移動する場合に、レン
ジ変化あるいはレンジング位置の移動に制限を加えてい
る。すなわち、予測・レンジ適応回路２１は、レンジを
大きく（レンジング位置をＭＳＢ側に移動：Ｇを小さく
）するときには何ら制限せず、レンジを小さく（レンジ
ング位置がＬＳＢ側に移動：Ｇを大きく）するときには
、例えば１ビット分だけに制限するような制御を行なう
。また、予測・レンジ適応回路２１は、予測器２０に上
記モード情報を送って最適のフィルタ特性を選択するよ
うにしている。

なお、予測・レンジ適応回路２１からの上記レンジ情報
は出力端子２３より、また上記モード選択情報は出力端
子２４よりそれぞれ取り出される。

次に、加算器１４以降のノイズの予測処理の基本動作に
ついて説明すると、加算器１４からの出力ｄ　’（ｎ）
は、上記差分出力ｄ　（ｎ）よりノイズ・シェイパ１７
からの量子化誤差の予測器’ｉｉｙ　賓（ｎ）を減算し
た ｄ’（ｎ）＝　ｄ　（ｎ）　−Ｅ　（ｎ）　　　　　、
、、、、、、、、、、−−−■となり、利得Ｇのシフタ
からの出力ｄτｎ）は、ｄ’（ｎ）−Ｇ　−ｄ’（ｎ）
　　　　　　・−曲−叩、、■となる。また、量子化器
１６がらの出力Ｇ　（ｎ）は、量子化の過程における量
子化誤差をｅ　（ｎ）とすると、合（ｎ）＝　ｄ’（ｎ
）　＋　ｅ　（ｎ）　　　　・・・・・・・・・・・・
・・・■となり、ノイズ・シェイパ１７の加算器１８に
おいて上記量子化誤差ｅ　（ｎ）が取り出され、利得ｃ
ｌのシフタ１９を介し、過去のｒ個の入力の１成績合を
とる予測器２０を介して得られる量子化誤差の予測信号
賓（ｎ）は、 となる。この０式は、上述の０式と同様の形となってお
り、予測器１２および２０は、それぞれシステム関数゛
が、 のＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタである。

これらの０〜０式より、量子化器１６からの出力台（ｎ
）は、 Ｇ（ｎ）＝Ｇ　−（ｄ（ｎ）−ｅ（ｎ））　十ｅ（ｎ）
この０式のｄ　（ｎ）に上記０式を代入して、となり、
この出力Ｇ（ｎ）が出力端子２２を介して取り出される
。ここで、上記ｘ　（ｎ）　、　ｅ　（ｎ）　、　ｄ（
ｎ）の２変換をそれぞれＸ　（ｚ）　、　Ｅ　（ｚ）　
、合（Ｚ）とすると、＝Ｇ−Ｘ（ＺＫｉ−Ｐ（Ｚ））＋
Ｅ（ＺＫｉ−Ｒ（Ｚ））　　　・ＩＤとなる。

次に、受信側あるいは再生側のデコーダ３０６入力端子
３１には、上記エンコーダ１０の出力端子２２からの出
力Ｇ　（ｎ）が伝送され、あるいは記録・再生されるこ
とｌこよって得られた信号’ｋ　（ｎ＞が供給されてい
る。この入力信号’？（ｎ）は、利得Ｇ　−１のシフタ
３２を介し加算器３３に送られている。

加算器３３からの出力ｘ　（ｎ）は、予測器３４に送ら
れて予測信号マも）となり、この予測信号マ′（ｎ）は
加算器３３に送られて上記シフタ３２からの出力台”（
ｎ）と加算される。この加算出力がデ゛コード出カ仝′
（ｎ）として出力端子３５より出力される。

また、エンコーダ１０の各出力端子２３および２４より
出力され、伝送あるいは記録・再生された上記レンジ情
報およびモード選択情報は、デコーダ３０の各入力端子
３６および３７にそれぞれ入力されている。そして、入
力端子３６からのレンジ情報はシフタ３２に送られて利
得ｃ−１を決定し、入力端子３７からのモード選択情報
は予測器３４に送られて予測特性を決定する。この予測
器３４の予測特性は、エンコータ１０の予測器１２の特
性に等しいものが選択される。

このような構成のデコーダ３０において、シフタ３２か
らの出力弁”（ｎ）は、 債ｎ）＝介′ω）・ｃ　−１・・・・・・・・・・・・
・・・＠であり、加算器３３の出力仝′（ｎ）は、仝’
（ｎ）　＝　Ｇ’（ｎ）十マ′（ｎ）　　　　　　・・
・・・・・・・・・・・・＠となる。ここで、予測器３
４は、エンコーダ１０の予測器１２に等しい特性が選択
されるこ吉より、であるから、■、■式より、 となる。次に、ｘ（ｎ）　、　Ｇ’（ｎ）の２変換をそ
れぞれ々（Ｚ）　、　６’（Ｚ）とすると、 ＝Ｇ−１・’＆’（ｚ）十腫）・忽２）　・・・・叩・
・・・■したがって、 いとして、Ｄ’（Ｚ）　＝　ｅ　（Ｚ）とすると、上記
０式および鉱より、 となる。

この０式より、量子化誤差Ｅ（ｚ）に対してＧ−１のノ
イズ低減効果が得られることが明らかであり、このとき
デコーダ出力に現れるノイズのスペクトル分布をＮ　（
ｚ）とすると、 となる。

また、このようなシステムにおいｌ上記Ｇは上記ブロッ
ク内の最大絶対値に関係する値で正規化するように作用
するものであるが、このＧは周波数特性を有している。

ここで、説明を簡略化するために、上記Ｇを、 Ｇ　””　Ｇ　ｐ　＠Ｇ　ｔ　　　　　　　０．”””
１９０．、”■のような２つの要素ＧｐとＧｆの積とし
て表す。

これらの２つの要素のうち、Ｇｐは上記予測フィルタ処
理による予測ゲイン、すなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量を意
味し、Ｇｆは上記レンジング処理によるゲイン・コント
ロール量、すなわちダイナミック・レンジの拡大量を意
味する。したがって、Ｇｐは、入力信号周波数に依存し
、入力信号レベルには依存しないのに対し、Ｇｆは、入
力信号周波数には依存せず、入力信号レベルに依存する
ことになる。またＧｐは、 のＳ／Ｎ改善量を有し、また予測誤差を得るための差分
処理フィルタの伝達関数１−　Ｐ　（ｚ）の逆関数とな
るような周波数特性を有しており、このときのノイズ・
スペクトルは上記［相］式のようになる。

Ｇｆに関しては、上記ブロック毎に選択されたモードに
おけるブロック内最大絶対値で正規化するような準瞬時
圧伸に対応している。

具体的な構成例 次に第２図は、上記第１図に示したオーディオ９ビツト
レート・リダクション・システムのエンコーダ１０のよ
り具体的な構成例を示し、第１図の各部と対応する部分
には同一の参照番号を付している。

この第２図において、上記予測器１２としては、複数個
、例えば４個の予測器１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃ，１２Ｄ
が設けられている。これらの予測器１２Ａ〜１２Ｄから
の予測出力は、減算信号としてそれぞれ加算器１３Ａ〜
１３Ｄに送られ、元の入力信号から減算される。すなわ
ち、それぞれ４個ずつの予測器１２Ａ〜１２Ｄおよび加
算器１３Ａ〜１３Ｄにより、４系統の予測誤差を得るた
めの４個の差分処理フィルタが構成されている。ここで
、各予測器１２Ａ〜１２Ｄは、見かけ上それぞれ２次の
構成を有し、係数αｌ　、α２として、予測器１２Ａか
に１．に２．同１２Ｂかに３．に４゜同１２Ｃかに５．
に６．同１２Ｄかに、、に８を有しているが、所望の予
測器の係数の少なくとも１個をＯとすることにより、１
次以下の予測特性を得ることができる。したがって、上
記４個の差分処理フィルタについても、見かけ上はそれ
ぞれ２次差分をとる構成となっているが、所望の差分処
理フィルタについて１次以下の差分をとる特性（ストレ
ートＰＣＭデータを出力するものも含む）を得ることが
可能である。

これらの各差分処理フィルタからの出力、すなわち各加
算器１３Ａ〜１３Ｄからの出力は、それぞれｔワード遅
延回路４１Ａ〜４１Ｄおよび最大絶対値ホールド回路４
２Ａ〜４２Ｄに送られており、ｔワード遅延回路４１Ａ
〜４１Ｄからの各出力は、モード切換スイッチ回路４３
の各被選択端子ａ　−ｄに送られている。すなわち、前
記１ブロツクがｔワードであるから、ｔワード遅延回路
４１Ａ〜４１Ｄにおいては１ブロツク分の遅延が行われ
、この遅延が行われている間に、各最大絶対値（ピーク
）ホールド回路４２Ａ〜４２Ｄにおいて前記ブロック内
最大絶対値が検出されるわけである。これらのブロック
内最大絶対値は、予測・レンジ適応回路２１に送られて
互いに比較され、その値が最小となるものが選択される
。このとき、各ブロック内最大絶対値にそれぞれ所定の
係数を乗算していわゆる重み付けを行った後に比較して
もよい。予測・レンジ適応回路２１は、上記各差分処理
フィルタからのそれぞれ１ブロツク分のデータのうちの
上記最小のブロック内最大絶対値が得られる１ブロツク
分のデータを選択するためのモード選択情報を出力し、
このモード選択情報が切換スイッチ回路４３に送られる
ことによって、上記選択された１ブロツク分のデータを
出力する遅延回路への切換接続が行われる。切換スイッ
チ回路４３からの出力は、加算器１４に送られる。

また、予測・レンジ適応回路２１からの上記モード選択
情報は、予測器２０および出力端子２４にも送られてい
る。ここで、予測器２０は、例えばデコーダ出力に現れ
るノイズ（前記０式参照）をホワイトとするために、予
測器１２Ａ〜１２Ｄのうちの上記選択されたものに等し
い特性のものが選択される。すなわち、予測器２０も見
かけ上２次の予測器構成を有しており、係数βｌ　、β
２に対応する係数Ｋａ、Ｋｂは、予測器１２Ａ〜１２Ｄ
の各係数の組に□　、に２〜に７　、に８のうちの上記
モード選択により指定された差分処理フィルタの予測器
の係数に等しいものが選ばれる。

また、第３図に示されたデコーダ３０の具体例において
、予測器３４は、第２図の予測器１２Ａ〜１２Ｄに対応
して見かけ上２次の構成を有しており、各係数Ｋｃ　、
Ｋｄとしては、上記予測器１２Ａ〜１２Ｄの係数の組に
１　、に２〜に７．に８のうちのいずれか一組が入力端
子３７からのモード選択情動に応じて選択されるように
なっている。

これらの第２図および第３図の他の構成は、前述した第
１図と同様であるため、説明を省略する。

なお、以上のような具体的構成を有するエンコーダ１０
やデコーダ３０のハードウェア構成としては、例えば複
数個の予測器１２Ａ〜１２Ｄ等を現実に設ける必要はな
く、１個の予測器の係数を時分割的に切り換えて用いれ
ばよく、さらには、エンコーダ１０やデコーダ３０全体
をＤＳＰ（ディジタル信号プロセッサ）やメモリ等から
成るシステムによりソフトウェア的に実現できることは
勿論である。

第１の実施例 ここで、本発明の第１の実施例として、入力端子１１に
供給されるオーディオＰＣＭ信号のサンプリング周波数
ｆｓ　を１８．９ｋＨｚとし、１ワード１６ビソトで１
ブロツクのワード数ｇを２８ワードとし、量子化器１６
において、１ワード４ビツトのデータに再量子化する場
合について詳細に説明する。このときの上記２次の予測
器１′２Ａ〜１２Ｄの各係数の組Ｋｌ、に２〜に？、Ｋ
ｇとしては、例えば、 １’ｌＡ：Ｋｌ＝１．８４２６．Ｋｚ＝　　０．８６４
９１２Ｂ　：Ｋａ＝０．８７５　　、に４＝０１２Ｃ：
に５＝１−５１５５＋　　Ｋａ−０，８１１２Ｄ：に？
＝Ｏ、Ｋ％−０ のように予め設定しておく。このときの上記各モードの
差分処理フィルタの伝達関数１−Ｐ（ｚｌは、Ａ　：　
１−１．８４２６Ｚ＋〇、８６４９ｚ−２Ｂ　：　１−
０．８７５ｚ Ｃ：　ｌ　−１，５１５５Ｚ１ｔ−０，８１ｚ−２Ｄ：
１ となり、これらの各差分処理フィルタの周波数特性は、
第４図の各曲線Ａ−Ｄのようになる。

すなわち、特性曲線Ａに対応する差分処理フィルタ（予
測器１２Ａと加算器１３Ａとより成る）が２次差分ＰＣ
’Ｍモードに相当するフィルタであり、低域の予測ゲイ
ンすなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量が大きい。特性曲線Ｂに
対応する差分処理フィルタ（予測器１２Ｂおよび加算器
１３Ｂ）は１次差分ＰＣＭモードに相当するフィルタで
あり、また、特性曲線Ｃに対応する差分処理フィルタ（
予測器１２Ｃおよび加算器１３Ｃ）は中域の予測ゲイン
が大きくなっている。予測器１２Ｄおよび加算器１３Ｄ
より成る差分処理フィルタは、係数に？。

Ｋａが共にＯであることより、第４図の特性曲線りに示
すように、周波数特性を持たず基準利得１のいわゆる単
なるフラット・パス特性となっており、ストレートＰＣ
Ｍモードに相当している。

第５図は、１ブロツク毎に伝送されるワード構成の具体
例を示し、再量子化された１ワード４ビツトで２８ワー
ドのオーディオ・データ・ワードｗｏ　−Ｗ２？と、１
ワード１６ビツトから４ビツトへのブロック毎の再量子
化の際の４ビツトの取り出し位置（レンジング位置）を
示すいわゆるレンジ情報ワードＷＲと、上記４つのフィ
ルタに対応する４モードのうちのいずれが選択されたか
を示すモード選択情報ＷＭ（！：が１ブロツク毎に伝送
される。したがって、伝送されるオーディオ・データ１
ワード当りの平均ヒツト数は、 （４Ｘ２８＋４＋２）÷２８出４．２１４　［ｂｉｔ］
となる。

この第４図において、単一の正弦波信号が入力される場
合には、入力信号周波数が０からｆ、までは特性曲線Ａ
のフィルタが、周波数がｆｌからｆ２までは特性曲線Ｃ
のフィルタが、・また周波数がｆ２からｆｓ／２程度ま
では特性曲線りのフィルタがそれぞれ選択される。なお
入力信号の周波数のｆｓ／２以上については、いわゆる
エリアシング防止のため、Ａ／Ｄ変換前にＬＰＦ（ロー
パスフィルタ）によ′り予め除去されることは勿論であ
る。このようにして選択された各フィルタの周波数応答
がその周波数での予測ゲインすなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善
量となり、周波数に対する瞬時Ｓ／Ｎの改善量は第４図
の斜線部のようになる。

ただし、実際のオーディオ入力信号は複合スペクトルの
信号であるため、上述のような明瞭な境界による選択は
行われず、特性曲線Ｂのフィルタも比較的頻繁に使用さ
れる。

また、上述のフィルタ選択は、各モードのフィルタから
のブロック内最大絶対値（ピーク値）をそのまま比較し
た場合に行われるものであるが、各モードのブロック内
ピーク値に対してそれぞれ所定の係数を乗算して比較す
ることにより、低次のフィルタあるいはストレートＰＣ
Ｍデータを出力するフィルタをより多く選択するように
してもよい。この場合、上記係数の一例としては、特性
Ａのフィルタからの２次差分ＰＣＭデータのピーク値に
は係数２を乗算し、特性りのフィルタからのストレート
ＰＣＭデータのピーク値には係数０゜７を乗算し、他の
フィルタからのデータのピーク値には係数１を乗算して
（あるいは係数を乗算せずに）、各値を互いに比較し、
その値が最小となるようなフィルタを選択する。このよ
うな係数の乗算は、第４図のグラフ内の対応する特性曲
線を縦軸方向に平行移動させる（レスポンス値を変える
）ことに対応し、例えば特性曲線へのフィルタからのピ
ーク値に係数２を乗算することは、特性曲線Ａを第４図
内で約５ｄＢ上方に平行移動させることに相当する。し
たがって、結果的には、フィルタ切換周波数ｆ、やｆ２
が低周波側に移行するこになり、特性Ａのフィルタに比
べて特性Ｃのフィルタがより頻繁に、また特性Ｃのフィ
ルタに比べて特性りのフィルタがより頻繁に選択される
ことになる。

なお、デコーダ側では、入力された１ブロック分のオー
ディオ・データ・ワードＷｏ　−Ｗ２７が上記レンジ情
報ワードＷＲのデータｌこ基いてシフタ３２によりブロ
ック単位で伸張処理あるいはエンコーダ側とは逆のレン
ジング処理が施され、次に加算器３３と予測器３４より
成るフィルタにおいて、上記モード選択情報ワードＷＭ
のデータに基いてブロック単位で逆子側処理が施され、
元のストレート２０閘テータが復元される。

さらに、予測・レンジ適応回路２１は、前述したように
、利得Ｇが大きくなるとき（レンジング位置がＬ　Ｓ　
Ｂ側に移動するとき）に変化量を制限するようなレンジ
情報を出力している。この変化量の制限としては、例え
ば、レンジング位置のＬＳＢ側への移動を１ビツトに抑
えるものであり、これによって前ブロックからフィード
バックされるエラーによる再量子化の際のオーバーフロ
ラを低減する。このレンジングの制限とともに、オーバ
ーフロラ発生時には再量子化データを正または負の最大
値にはりつけるようなりリッピング処理を行うことが好
ましい。

なお、このようなレンジングの制限動作およびクリッピ
ング処理については、次の第２の実施例においてさらに
詳しく説明する。

この第１の実施例のシステムによれば、低〜中程度の忠
実度の音質の伝送が可能となり、通）常の音声信号等を
極めて低いビットレート（１ワード当り４．２１４ヒン
ト、１チャンネル当りの伝送ビットレート約７９．６　
ｋビット／秒）で伝送することができる。

第２の実施例 次に、中〜高忠実度（ミドル−ハイ・ファイ）の音質で
の音楽信号伝送が可能なシステムの例として、第４図の
特性曲線Ａ、Ｂ、Ｄに対応する予測係数を有する３種類
のフィルタを用い、サンプリング周波数ｆＳを上記第１
の実施例の倍の３７゜３ｋＩ（ｚとする場合について説
明する。他の具体的数値および具体的構成は、上記第１
の実施例と同様とする。

この場合、上記３種類のフィルタの周波数特性は、サン
プリング周波数ｆｓが倍となったことに伴って、第６図
の特性曲線Ａ、Ｂ、Ｄのようになる。すなわち、特性曲
線りはストレートＰＣＭモードに、特性曲線Ｂは１次差
分モードに、特性曲線Ａは２次差分モードにそれぞれ対
応する。

ところで、量子化器１６において１ワード１６ビットか
ら４ビツトへの再量子化を行う際に、所定位置の４ビツ
トを取り出すわけであるが、このききシフタ１５では、
ノイズ・シェイピング処理前のデータすなわち選択され
たモードのブロック内ピーク値に基いてレンジ（ビット
・シフト量）が決定されるため、ノイズ・シェイパ１７
からのフィードバック・エラーが加算器１４にて重畳さ
れることにより、特にレンジング処理の際に取り出され
るビットの最大値に近いデータ入力時において、データ
がオーバーフロラする虞れがある。

これを防止するため、選択されたモードのブロック内の
ピーク値（最大絶対値）に対して所定の１以上の係数γ
を予め乗算し、この乗算結果をピーク値とみなしてレン
ジング位置すなわち１．６ビツト中の４ビツトの取り出
し位置を決定する。このように、真のピーク値の上記所
定数γ倍の値によってレンジング位置が決定されるため
、ノイズ・シェイパ１７からのエラーが帰還されても、
上記オーバーフロラが発生しにくくなる。この場合、上
記係数γは、選択されたモードの予測器特性に応じて設
定しておくことが好ましい。

ここで、ノイズ・シェイパ１７内の予測器２０は、差分
処理用の予測器１２Ａ〜１２Ｄに等しい特性のものがモ
ード選択に応じて選択されるこ吉より、ストレートＰＣ
Ｍモード時には、第２図の係数Ｋａ　、　Ｋｂが共に０
となり、エラー・フィードバック量がＯとなってノイズ
・シェイピングの影響はなく、係数γ−１とすればよい
。また、１次差分モート時には、ノイズ・シェイピング
処理を施した後のエンコーダ出力でのノイズ・スペクト
ルが第６図の特性曲線Ｂに等しくなる点を考慮して、γ
″−１，１４とすればよく、２次差分モード時には、第
６図の特性曲線Ａを考慮して、γキ１゜３３とすればよ
い。

すなわち、上記１次差分モード選択時において、エンコ
ーダ出力でのノイズ・スペクトルは概略第７図のように
なる。これは、４ビツトで再量子化するときの瞬時Ｓ／
Ｎが約２４ｄＢであることより、フル・スケール（４ビ
ツトで表現可能な最大レベル）を基準のＯｄＢとすると
き、ノイズ・シェイピング前のノイズ・レベルが−２４
ｄＢとなり、これに１次子側のエラー・フィードバック
によるノイズ・シェイピング処理が施されて、第７図の
斜線部に示すようなスペクトル分布のノイズ・レベルと
なる。したがって、周波数ｆｓ／２近傍のノイズ・レベ
ルはノイズ・シェイピング前のレベルに比べて約５ｄＢ
持ち上げられることになり、これが上記オーバーフロラ
を起こす原因となる。

これは、ノイズ・シェイピング前の量子化ノイズの振幅
分布が上記再量子°化された４ビツトのＬＳＢの±１ビ
ット内でランダムであることより、これの１次差分をと
るときのノイズの最大振幅は、＋ＪＬＳＢ−（−ｊ−ｒ
、５Ｂ）−十ＩＬＳＢより±ＩＬＳＢとなり、これがｆ
ｓ／　２付近での約５　ｄＢの持ち上りに対応する。し
たがって、無人力時でも＋（、ｄＢのノイズを伝送する
ことになり、４ビツトのフル・スケールのＯｄＢに対し
てｆｓ／２付近で約−１８ｄＢ　　の位置にノイズのピ
ーク値が存在し得ることになる。ここで、−１８ｄＢは
約０．１２５であるから、信号のピーク値を１−０゜１
２５、すなわち０．８．７５倍に抑えれば、ノイズ・シ
ェイピングによるオーバーフロラを未然に防ぐことがで
きる。したがって、レンジング位置決定のためのピーク
値に対する乗算係数γとしては、１　／　０．８７５出
１，１４とすればよい。

次に、上記２次差分モード選択時のレンジング位置決定
用のピーク値に対する乗算係数γについては、第６図の
特性曲線Ａのｆｓ／２付近での持ち上りが約＋１２ｄＢ
であることより、４ビツト再量子化のフル・スケールＱ
ｄＢに対してノイズ・レベルのピーク値は約−１２ｄＢ
の位置に存在し得ることになる。−１２ｄＢは約゛０．
２５であるから、信号のピーク値を１．−０．２５＝０
．７５倍に抑えることによって、ノイズ・シェイピング
によるオーバーフロラを防止でき、上記係数γは１１０
．７５より約１．３３となる。

ところで、信号が急激に変化することによって、再量子
化の際のレンジング位置が急激に変化する場合に、前の
ブロックのノイズが次のブロックにくり越されることに
よってオーバーフロラを生ずることがある。これは特（
乙　ブロックの境界近傍で信号レベルが急激に低下した
場合に生じ易く、このとき、レンジング位置すなわち再
量子化のための４ビット取り出し位置は、例えば第８図
Ｎ。

Ｂに示すように、１６ビツト中のＭＳＢ側からＬＳＢ側
に急激に移動するが、前ブロックのデータ（第８図Ａ）
のエラー分が次のブロックのデータ（第８図Ｂ）にその
まま帰還されることによって、再量子化により取り出さ
れる４ビツトのデータがオーバーフロラしてしまう。こ
れは、シック１５の利得Ｇとしては、前ブロックで小さ
かったものが次のブロックで急激に増大することに相当
する。

そこで、オーバーフロラを許容して、オーバーフロラが
発生したときには、再量子化４ビットで表現可能な正又
は負の最大値に固定していわゆるクリッピングすること
により、符号の反転を防ぐとともに異音の発生を最小限
に抑えることが望ましい。

また、このクリッピング処理に先立ち、本発明の要旨と
して、レンジが小さくなる（利得Ｇが大きくなる）とき
のビット取り出し位置の移動に制限を加え、例えば第８
図Ｃに示すように、前ブロックの位置より１ビツトだけ
Ｌ　Ｓ　Ｂ側に移動した位置をビット取り出し位置ある
いはレンジング位置とする。

このように、レンジング位置が元の１６ビツトのデータ
のＭＳＢ側からＬＳＢ側に移動するときの移動量に制限
を加えることにより、急激なレンジの変化が防止でき、
ノイズ・シェイピングによるオーバーフロラの大きさを
小さくできる。

ここで、最もオーバーフロラの生じ易い、すなわち最も
急峻なノイズ・シェイピング処理を行っている上記２次
差分モード選択時のレンジング位置移動の制限作用につ
いて説明する。

この２次差分モード選択時におけるエンコーダ出力での
ノイズ・スペクトル分布は、第６図の特性曲線Ａと同様
の曲線形状に表われ、ノイズ・シフ値は略４倍すなわち
約＋１．２ｄＢだけ持ち上げられる。したがって、再量
子化データの４ビツトによるフル・スケールをＱｄＢと
するとき、ノイズのピーク値は一１２ｄＢの位置に存在
し得ることになり、０．２５をノイズが占めることにな
る。

次に、レンジング位置の移動については、上述のように
、１ブロツクにつきＬ８Ｂ側に１ビツト以内にするとい
う制限があるため、次のブロックにおいて帰還されるノ
イズの大きさは、このときのフル・スケールをＱｄＢ　
　として、最大でも上記１ビツト分の一６ｄＢ、すなわ
ち０．５である。なお、上記制限を設けない場合には、
レンジの変化ステップが最大１２ビツトあるこきより、
−１２＋６Ｘ１．２＝６０、すなわち約６０ｄＢのノイ
ズが伝播されることになる。これに対して、上記制限を
設けた場合には、過渡部で最大でも０．５をノイズが占
めることになり、信号に対し上記乗算係数γを設定しな
い（γ−１とする）場合でも、信号の最大値１とノイズ
の最大値０．５との和１．５、すなわち約＋３．５ｄＢ
のオーバーフロラですむ。

なお、このようなレンジングの制限は、上述したように
、信号レベルが急激に低下するときに行われるものであ
り、このときレンジが急に小さくなりきれないことによ
る８／Ｎ劣化は、その直前の大レベル信号によってマス
キングされるようないわゆるテンポラル・マスキング効
果により、聴感上はほとんど問題とならない。

次に、このようなレンジングの制限を行った後に、上述
のようなりリッピング処理を行う。

ここで、クリッピング処理とは、上記オーバーフロラが
生じたときに、再量子化によって取り出される４ビツト
の正又は負の最大値にデータを固定あるいはクリッピン
グすることにより、符号の反転を防止し、エラーを小さ
く抑えるものであるが、この時発生したエラー、すなわ
ち真の値とクリップした上記正又は負の最大値との差を
帰還（エラー・フィードバック）シ、次回にくり越すこ
とにより、すなわち通常のエラー・フィードバックをそ
のまま行うことにより、クリップによる歪等の悪影響は
ほとんど発生しないことが確認されている。

これに対して、上記クリップ時にエラーの帰還を停止し
てしまうと、一時的にノイズ・シェイピングがかからな
くなり、デコーダ出力には大レベルの低域ノイズ、すな
わちデコード・フィルタの特性に応じたノイズが発生し
、その歪が伝播するため、聴感上非常に問題となる。

このようなりリッピング処理時のエラー・フィードバッ
クの有無による作用上の差異について以下説明する。

ここで説明を簡略化するために、第９図に示すような１
次のノイズ・シェイピングを行う場合について考察する
。

この第９図において、シフタ１５からの出力ｄ′（ｎ）
は、量子化器１６において１６ビツトから４ビツトに再
量子化されて出力ｄ　（ｎｌとなり、オーバーフロラ時
のクリッピング回路（クリッパ）２６を介して出力仝（
川となるも゛のとする。また、量子化器１６への入力ｄ
“（ｎｌとクリッパ２６からの出方企ｒｎ＋との誤差分
である量子化ノイズあるいはエラーｅ　（ｎｌは、ノイ
ズ・シェイパ１７においてシフタ１９を介し、１ワ一ド
遅延手段２７を介して加算器１４に減算信号として供給
されている。

なお、この第９図の構成を要部とするエンコーダに対し
て、デコーダの要部は、第１０図に示すように構成され
、予測器３４は１ワ一ド遅延手段２Ｂより成っている。

いま、時間経過に伴って任意の一ブロック（第１のブロ
ック）から次のブロック（第２のブロック）に移る際に
、信号のピーク値が小さくなり、シフタ１５の利得Ｇが
ＧからＧ−２（ただしゾ〉■）に変化する場合に、上記
第１のブロックの最終のエンコーダ出力データを、 仝（ｎｌ　＝　（ｄ（ｎ）−ｅ　（ｎ　−１）　−Ｇ−
１）　−（）ｌ−ｅ（ｎｌ−ｄ（川・Ｇ−ｅ　（ｎ−１
）十ｅ（川　　　　・・・・・・・・・Ｏとするとき、
デコーダのシフタ３２からの出力企“（川は。

ｄ’（ｎ）＝　ｄ　（ｎ）−Ｈｅ（ｎ）−ｅ（ｎ−１）
　）　・Ｇ−１−・−・−＠となる。次に、上記第２の
ブロックの先頭のエン・−ダ出力データ量（ｎ−Ｈ，）
は、 Ａ　ｎ＋１　）−（ｄ　（ｎ＋１．　）−ｅ（ｎｌ−Ｇ
−”）　・Ｇ−９−トｅ　（ｎ−）−１，） ＝ｄ（ｎ＋１）−Ｇ−９−ｅ（ｎ）４＋ｅ（ｎ＋１）・
・・・・・・・・・・・・・・〇 −９△“ また、デコーダ内の１−夕ｄ（ｎ＋１）は、△“ ｄ（ｎ＋１．）＝ｄ（ｎ＋１）＋ｆｌｎ＋１）−Ｇ　　
−５’−ｅ（ｎｌ・Ｇ−１・・・・・・・・・・・・・
・・［有］となる。ここで、デコーダ出力ｘ（ｎ）　、
　Ｑ’（ｎ＋１　）を考えるに際し、 ぐεｎ−１）＝ｙ（ｎ−１，）＋ｅ（ｎ−ｔ）−Ｇ−”
とすると、０式より、 ｘ’ｔｎ）＝　ｙ　（、ｎ−１）刊（ｎ））−ｅ（ｎ）
−Ｇ−１・−・−＠また、この［相］式と［有］式より
、 ’；ｊ”ｔ　ｎ＋１　）＝ｙ（ｎ−１）＋ｄ（ｎｌ−ｄ
　（ｎ＋１　）＋ｅ　Ｃｎ＋１　）・Ｇ−”・Ｖ−”　
　　　　　・・・・・・・・・［相］となる。これら［
相］、［相］で示されるように、オーバーフロラのない
さきには、ブロック間の干渉は一切発生せず、前ブロッ
クの大きな量子化誤差が後続のブロックに尾を引くこと
はない。

次に、上記第２のブロックの先頭ワードでオーバーフロ
ラを起こした場合において、上記［相］式のたときのエ
ラー分をＥとして［相］式を書きなおすと、ｄ（ｎ＋１
　）＝（ｄ　（ｎ＋１　）−ｅ（ｎｌ−Ｇ−’　）　−
Ｇ−ｆ７十ｅ　Ｃｎ＋１　）十Ｅ ＝ｄ　（ｎ−Ｈ）　・Ｇ−１７−ｅ（川”　Ｆ＋ｅ　（
ｎ＋１　）十Ｅ・・・・・・・・・・・・・・・＠ よって上記０式は。

ｅｆｉｎ＋１）−ａ（ｎ＋１）＋（ｅ　（ｎ＋１）十Ｅ
ｌ−Ｇ−’−Ｐ−１−ｅ（ｎｌ・Ｇ−１・・−・・・・
・・・・・・・・［相］となる。また、上記ｑ６）式の
デコーダ出力は、飢叶１）−ｙ（ｎ−１）刊（ｎ３同（
ｎ十ｉ、）十（ｅ　（、ｎｌｔ　）十Ｂ）・Ｇ−”−９
−”°−゛−＠となり、この［相］式と上記［相］式と
の差は、Ｅ−Ｇ　−２・・・・・・・・・・・・・・・
［相］で、これがクリップによるデコーダ出力に表れる
歪である。

次に、クリップによるエラー伝播については、上記０式
で発生したエラーを通常通りフィードバックする場合に
、ｎ＋２に対応するエンコード出力は、 金（ｎ＋２）＝ｃｃｌｔ、ｎ＋２）−＜ｅ（ｎ＋１）十
Ｅｌ−（）−”−ｙ−”１・Ｇ−９＋ｅ（ｎ＋２）　　
　　　・・・・・・・・・・・・・・・［相］△〃 よって、ｄ（ｎ＋２）は、 Ｇ７ｎ＋ｚ）＝ｄ（ｎ＋２）＋ｅ（ｎｌｚ）　・ｏ−１
−ｙ−１−（ｅ（ｎ＋１）＋Ｊ・Ｇ　　−グ　　・・・
・・・Ｏこの０式と［相］式より、デコーダ出力は、八
ｌ ｘ　（ｎ＋２　）−ｙ　（ｎ−１）＋ｄ（ｎ）＋ｄ　（
ｎ＋１　）十ｄ　（ｎ＋２　）十ｅ　（ｎ＋２　）・Ｇ
　　４　　　　　・・・・・・・・・［相］となり、Ｅ
の影響はなくなる。これに対して、上記Ｏ式で発生した
エラーをフィードバックしない場合には、 Ｇ（ｎ＋２）＝ｄ（ｎ＋２）　・Ｇ−Ｆ＋ｅ（ｎ＋２）
　　・・・・・・■係ｎ＋２）＝ｄ（ｎ＋２）＋ｅ（ｎ
＋２）−Ｇ−１−９−１・−＠この［相］式と上記［相
］式より、デコーダ出力は、’；ｊ′（ｎ＋２　）＝ｙ
　（ｎ−１）＋ｄ（ｎ）ｌ−ｄ　（ｎ＋１　）刊（ｎ＋
２）十ｅ（ｎ＋２）Ｇ　　−Ｐ＋（ｅ（ｎ＋１）＋Ｅ）
・Ｇ−２・・・・・・・・・・・・・・・［相］となる
から、結果として、Ｅ＋ｅ（ｎ＋ｉ）を帰還しなかった
ことによる影響が伝播することになる。

以上の考察の結果からも明らかなように、クリッピング
によるエラーも、通常の量子化誤差と同様にフィードバ
ックする方が良いことがわかる。

この場合、オーバーフロラを起こしたワードのみが上記
［相］式のＥ−Ｇ　　−ｐ　　なる歪を発生するだけで
すみ、エラーが後続ワードに伝播することはない。

次に、本発明の要旨である上記レンジング位置側に移動
するときの移動量に制限を加えることの効果について説
明する。

先ず、クリッピングによるエラー分を次のワードにフィ
ードバックすることは上記０式に示されている。この［
相］式中で帰還されるエラーとしては、（ｅＣｎ＋１）
十Ｅｌ・Ｇ　−グ　の項であり、これがｎ＋２のワード
でオーバーフロラを引き起こす原因きなり得る。すなわ
ち、前記第８図Ｂのように急激に再量子化ビット取り出
し位置（レンジング位置）がＴ、　Ｓ　Ｂ側に移動した
場合には、ｄ（ｎ＋２）＜＜（ｅＣｎ＋１）十ＥＩＧ　
　−９となることがあり、ｎ＋１のワードでのエラー分
Ｅをｎ＋２のワードで吸引しきれずに、逆向きのオーバ
ーフロラを起こしてしまうわけである。このようにして
、次々とオーバーフロラによるエラーが伝播し、大きな
歪となる。この様子を第１１図に示す。この第１１図に
おいては、上記レンジング位置が急激にＬ　Ｓ　Ｂ側に
移動したときのプロ４ｊ− ツク内の先頭ワードをＷＯとしており、このワードＷＯ
のデータＤＯに前ワード（前ブロックの最終ワード）に
ついての量子化誤差（エラー）が重畳されて真の値Ｐｏ
となるわけであるが、この真の値ＰＯは現在のブロック
の再量子化ビットで表現可能なフル・スケールＦＳの範
囲を越えてオーバーフロラとなるため、上記クリッピン
グ処理が施されて、出力値ＱＯは正の最大値にはりつけ
られる。このときの量子化誤差ＥＯは、出力値Ｑ〇−真
の値ＰＯである。このエラーＥＯが次のワードＷ１のデ
ータＤ１に重畳されて真の値Ｐ１となるが、この真の値
Ｐ１もフル・スケールＦＳを（負方向に）越えてオーバ
ーフロラとなるため、出力値Ｑ、は負の最大値にクリッ
プされる。このようにしてエラーが伝播する。なお、第
１１図においては、図示の都合上、ブロック先頭ワード
ＷＯのエラー重畳された真の値ＰＯをフル・スケールの
数倍以内にしているが、実際にはＷＯに帰還されるエラ
ーは、フル・スケールの約１０００倍（約５ＱｄＢ）と
なる可能性もあり、エラー伝播が長時間に渡って持続す
ることもある。

これに対して、上述のようにレンジング位置（再量子化
ビットの取り出し位置）がＬ　Ｓ　Ｂ側に移動するとき
の移動量を例えば１ビツトに制限する場合には、第１２
図に示すように、ブロック先頭ワードＷＯで帰還される
エラーが小さく抑えられ、短時間でエラー伝播が解消さ
れる・。したがって、デコーダからの出力信号の歪が小
さく抑えられ、テンポラル・マスキング効果と相まって
、聴感上何ら支障のない信号伝送が可能となる。

なお、本発明は上記実施例のみｌこ限定されるものでは
なく、入力ディジタル信号のサンプリング周波数、１ワ
ードのビット数、１ブロツク内のワード数、フィルタの
最高次数Ｎや種類数、あるいは再量子化ビット数等は任
意に設定できることは勿論である。

〔発明の効果〕

本発明に係る信号伝送装置によれば、入力信号レベルが
ブロックの境界付近で急激に低下し、レンジング位置す
なわち再量子化ビットの取り出し位置がＬ　Ｓ　Ｂ側に
急激に移動しようとする際に、この移動量に制限を加え
ているため、再量子化ビットのオーバーフロラによるエ
ラーを小さく抑えることができる。さらに、このように
再量子化ビットがオーバーフロラしたときに、正または
負の最大値でクリッピングし、このときのエラーをフィ
ードバックしてノイズ・シェイピング処理を施すことに
より、エラー伝播を抑えて異音の発生等による悪影響を
有効に防止することが可能となる。

また、高次差分ＰＣＭ、１次差分ＰＣＭ、ストレートＰ
ＣＭの各データを出力する複数個の差分処理フィルタを
用い、これらを適応的に切換選択しているため、効率的
なビットレート低減が行え、信号の品質を劣化させるこ
となく極めて低いビットレートでの信号伝送が可能とな
る。また、ストレート２０閘デークの出力モードも切換
選択できるため、高域信号入力時のＳ／Ｎ劣化や、エラ
ー発生時の過大な誤差電力の発生も解決できる。

さらに、選択されたフィルタからの出力のブロック内の
ピーク値（最大絶対値）に係数γ（γ≧１）を乗算し、
この乗算された値に基いてレンジング位置すなわち再量
子化ビットの取り出し位置を決定しているため、ノイズ
・シェイピング処理によるフィードバック・エラーが重
畳されても、オーバーフロラが起こりにくくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る信号伝送装置が適用されるシステ
ム全体の概略的構成を示すブロック回路図、第２図およ
び第３図は第１図のエンコーダおよびデコーダのより具
体的な構成例をそれぞれ示すブロック回路図、第４図は
複数の差分処理フィルタの周波数特性を示すグラフ、第
５図は１ブロツク内の伝送ワード構成の一例を示す図、
第６図は他の具体例に用いられる複数の差分処理フィル
タの周波数特性を示すグラフ、第７図はノイズ・シェイ
ピング処理されたノイズのスペクトル分布を示すグラフ
、第８図は再量子化の際のレンジング位置の移動を説明
するための図、第９図はエンコーダの要部を示すブロッ
ク回路図、第１０図はデコーダの要部を示すブロック回
路図、第１１図および第１２図は再量子化の際のオーバ
ーフローによるエラー伝播を説明するための図である。 １０・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
エンコーダ１２．１：ｌ〜１２Ｄ、２０．３４・・・・
・・予測器１５．１９．３２・・・・・・シフタ １６・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・量子化器１７・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・ノイズ・シェイパ２１・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・予測・レンジ適応回路
〒゛′

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード数毎に
   ブロック化し、各ブロック毎の信号に対して予測処理を
   施す手段と、この予測処理された信号を再量子化すると
   ともに量子化誤差を帰還してノイズ・シェイピング処理
   を施す手段とを有し、上記予測処理された信号のブロッ
   ク内の最大絶対値に基いて上記再量子化の際の再量子化
   ビット取り出し位置を決定するとともに、この再量子化
   ビット取り出し位置がＬＳＢ側に移動するときの移動量
   に制限を加えることを特徴とする信号伝送装置。