JPS61158218A - 信号伝送装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ＰＣＭ信号のようなアナロク信号をティジタ
ル化した信号を一定ワード数苺ζこブロック化して伝送
する信号伝送装置に関し、特に、各ブロック毎にフンバ
ンディング処理を行って伝送ビットレートの低減を図っ
た信号伝送装置に関する。

〔従来の技術〕

近年において、アナログのオーディオ信号やビデオ信号
等をサンプリング（標本化）して量子化および符号化処
理を行い、いわゆるＰＣＭ（パルス・コード・モジュレ
ーション）信号として伝送あるいは記録・再生すること
が多くなっている。

このようなＰＣＭ信号等を伝送あるいは記録・再生する
に際して、例えば２０　ｋＨｚ程度の帯域と９０ｄＢ程
度以上のＳ／Ｎを得るために、サンプリング周波数ｆＳ
を４４．１ｋＨｚとし、１ワード１７００にビット）以
上にも達する極めて高いものとなる。

ところで、上述のようなオーディオ信号やビデオ信号の
ようなアナロク信号をＡ／Ｄ変換して得られたティジタ
ル信号においては、その統計的性質が偏りを持つことや
視聴覚現象からみて重要度の低い部分があることを利用
して、情報量を圧縮することが可能であり、例えば差分
・和分処理や圧縮・伸張処理（コンバンディング処理）
を行っても信号の品質劣化が極めて少ないことが知られ
ている。

このような点を考慮し、本件出願人は先に、例えばディ
ジタルＰＣＭ信号に対して、一定時間単位あるいは一定
ワード数毎にブロック化するとともに、各ブロック毎に
差分処理等の予測処理やコンバンディング処理を行って
伝送あるいは記録・再生することを、特願昭５８−９７
６８７〜９号、特願昭５８−１６３０５４号、特願昭５
８−１６６２６７号あるいは特願昭５８−２１０３８２
号等において提案している。

これらの技術においては、各ブロック毎に少なくとも１
ワードの基準データ、例えばストレートＰＣＭデータを
設けており、この基準データに基いて例えば差分データ
を順次加算する等の演算処理を行うことによって、ブロ
ック内の元のサンプリングデータ（ストレートＰＣＭデ
ータ）を全て復元可能としている。また、上記コンバン
ディング処理としては、入力データの再量子化を行うと
ともに、このときの量子化誤差の予測値を帰還（いわゆ
るエラー・フィードバック）してノイズ・シェイピング
処理を施すことが提案されており、この量子化誤差の予
測処理は、瞬時Ｓ／Ｎを劣化させないために、上記信号
の予測処理とは分離して行うことが望ましい。この場合
、上記再量子化の際の再量子化ビットの元のデータ・ビ
ットに対する取り出し位置、いわゆるレンジング位置は
、ノイズ・シェイピング処理前のデータに基いて決定さ
れる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところが、信号の予測処理とノイズの予測処理とを分離
した場合に、高次のノイズ・シェイピングを行うように
なってくると、帰還されたエラーが重畳された信号を再
量子化する際にオーバーフロラが発生する虞れがあり、
このオーバーフロラにより異音発生等の悪影響が生ずる
。

本発明は、このような実情に鑑み、信号とノイズの予測
処理を分離して行わせながら、エラー帰還による再量子
化の際のオーバーフロラを起こりに＜＜シ、異音の発生
等の悪影響を防止し得るような信号伝送装置の提供を目
的とする。

〔問題点を解決するための手段］ 上述の問題点を解決するために、本発明の信号伝送装置
は、入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード数
毎にブロック化し、各ブロック毎の信号に対して予測処
理を施す手段と、この予測処理された信号を再量子化す
るとともに量子化誤差いわゆるエラーを帰還してノイズ
・シェイピング処理を施す手段と、上記予測処理された
信号のブロック内の最大絶対値に１以上の係数γを乗算
し、この乗算結果に基いて上記再量子化の際の再量子化
ビット堆り出し位置（レンジング位置）を決定する手段
とを有することを特徴としている。

〔作用〕

予測処理された信号のブロック内の最大絶対値に対し、
帰還されるエラー量を考慮して、予め１以上の係数γを
乗算しておき、この乗算結果に基いて再量子化の際のレ
ンジング位置を決定しているため、帰還エラーが重畳さ
れた信号を再量子化する際のオーバーフロラが生じにく
くなる。

〔実施例〕

概略的な構成 先ず、本発明が適用される信号伝送装置の一例となるオ
ーディオ・ビットレート・リダクション・システムの全
体の概略的な構成について、第１図を参照しながら説明
する。

この第１図のシステムは、伝送側（あるいは記録側）の
エンコーダ１０と、受信側（あるいは再生側）ミ殆−ダ
３０とより成り、エンコーダ１０の入力端子１１には、
アナログ・オーディオ信号を周波数ｆＳでサンプリング
し、量子化および符号化を施して得られるオーディオＰ
ＣＭ信号ｘ（ｎｌが供給されている。この入力信号ｘ（
ｎｌは、予測器１２および加算器１３にそれぞれ送られ
ており、予測器１２からの予測信号ｘ　（ｎｌは、加算
器１３に減算信号として送られている。したがって、加
算器１３においては、上記入力信号ｘ　（ｎｌから上記
予副信号Ｘ（川が減算されることによって、予測誤差信
号あるいは（広義の）差分出力ｄ（ｎｌ、すなわち、ｄ
（川＝　ｘ　（ｎｌ　−ｘ　（ｎｌ　　　　　　　　　
・・・・・・・・・・・・・・・■が出力される。

ここで、予測器１２は、一般に過去のｐ個の入力ｘ（ｎ
−ｐ）、ｘ（ｎ−ｐ＋１）、・・・、Ｘ（ロー１）の１
次結合により予測値ｘ（ｎｌを算出するものであり、 ただしαｋ（ｋ＝１．　、２　、・・・、ｐ）は係数と
なる。したがって、上記予測誤差出力あるいは（広義の
）差分出力ｄ　（ｎｌは、 と表せる。

また、本発明においては、入力ティジタル信号の一定時
間内のデータ、すなわち入力データの一定ワード数ｌ毎
にブロック化するとともに、各ブロック毎に最適の予測
フィルタ特性が得られるように上記係数αにの組を選択
している。これは、後述するように、互いに異なる特性
の予測器、あるいは加算器も含めて差分出力（予測誤差
出力）を得るためのフィルタが複数設けられているとみ
なすことができ、これらの複数の差分処理フィルタのう
ちの最適のフィルタを上記各ブロック毎に選択するわけ
である。この最適フィルタの選択は、複数の各差分処理
フィルタか轟力のブロック内最大絶対値（ピーク値）ま
たは最大絶対値（ピーク値）に係数を乗算した値を、予
測・レンジ適応回路２１において互いに比較することに
よって行われ、具体的には各最大絶対値（またはその係
数乗算値）のうち値が最小となるような差分処理フィル
タが当該ブロックに対して最適のフィルタとして選択さ
れる。このときの最適フィルタ選択情情は、モード選択
情報として、予測・レンジ適応！２ 回路２１から出力され、予測器Ｈに送られる。

次に、上記予測誤差としての差分出力ｄ（川は、加算器
１４を介し、利得Ｇのシフタ１５と量子化１６とよりな
るビット圧縮手段に送られ、例えば浮動小数点（フロー
ティング・ポイント）表示形態における指数部が上記利
得Ｇに、仮数部が量子化器１６からの出力にそれぞれ対
応するような圧縮処理あるいはレンジング処理が施され
る。すなわち、シフタ１５は、ディジタル２進データを
上記利得Ｇに応じたビット数だけシフト（算術シフト）
することによりいわゆるレンジを切り替えるものであり
、量子化器１７は、このビット・シフトされたデータの
一定ビット数を取り出すような再量子化を行っている。

次に、ノイズ・シェイピング回路（ノイズ・シェイパ）
１７は、量子化器１６の出力と入力との誤差分いわゆる
量子化誤差を加算器１８で得て、この量子化誤差を利得
ｏ−１のシフタ１９を介し予測器２０に送って、量子化
誤差の予測信号を加算器１４に減算信号として帰還する
ようないわゆるエラー・フィードバックを行う。このと
き、予測・レンジ適応回路２１は、上記選択されたモー
ドのフィルタからの差分出力のブロック内最大絶対値に
１以−トの係数γを乗算した値に基きレンジ情報を出力
し、このレンジ情報を各シフタ１５および１９に送って
ブロック毎に上記各利得ＧおよびＧ　を決定している。

また、予測器２０については、予測・レンジ適応回路２
１からの上記モード情報が送られることによって特性が
決定されるようになっている。

したがって、加算器１４からの出力ｄ（川は、上記差分
出力ｄ（ｎｌよりノイズ・シェイパ１７からの量子化誤
差の予測信号ｅ（ｎｌを減算したｄ（川＝　ｄ　（ｎｌ
　−ｅ　（ｎｌ　　　　　　　　　・・・・・・・・・
・・・・・・■となり、利得Ｇのシフタからの出力ｄ　
（ｎ）は、ｄ（ｎｌ＝Ｇ−ｄ（川　　　　　　　　　　
・・・・・・・・・・・・・・・■となる。また、量子
化器１６からの出力／ａＸ（ｎｌは、量子化の過程にお
ける量子化誤差をｅ（川とすると、８（川＝（ｉ（ｎｌ
＋ｅ（川　　　　　　　　　・・・・・・・・・・・・
・・・■となり、ノイズ・シェイパ１７の加算器１８に
おいて上記量子化誤差ｅ（ｎ）が取り出さ−れ、利得ｏ
−１のシフタ１９を介し、過去のｒ個の入力の１成績合
をとる予測器２０を介して得られる量子化誤差の予測信
号ｅ　（ｎｌは、 となる。この０式は、上述の０式と同様の形となってお
り、予測器１２および２０は、それぞれシのＦＩＪ有限
インパルス応答）フィルタである。

これらの０〜０式より、量子化器１６からの出力ｄ　（
ｎｌは、 仝（ｎｌ−Ｇ・（ｄ（ｌτｊ’ｌ）＋ｅ（ｎ）＝　Ｇ　
−ｄ（ｎｌ＋ｅ（ｎｌ−Σβに−ｅ（ｎ−ｋ）・曲・■
１（＝１ この０式の仝（ロ）に上記０式を代入して、’　ｆ’ｌ
　＝　Ｇ　（ｘ（ｎトΣαに−ｘ（ｎ−ｋ））△ となり、この出力ｄ　（ｎ）が出力端子２２を介して取
り出される。ここで、上記Ｘ（川、ｅ（ｎｌ、ｄ（川の
Ｚ／゛＼ 変換をそれぞれＸ（Ｚｌ　、　Ｅ（Ｚｌ　、　Ｄ（Ｚ）
トｆると、＋Ｅ（ｚｌ（１−Σβに−２） ｋ＝］ 一〇−Ｘ（Ｚｌ（Ｉ　　Ｐ（Ｚｌ）十Ｅ（Ｚ）（Ｉ　　
Ｒ（ｚｌ）−■となる。

なお、予測・レンジ適応回路２１からの上記レンジ情報
は出力端子２３より、また上記モード選択情報は出力端
子２４よりそれぞれ取り出される。

次に受信側あるいは再生側のデコーダ３０の入力端子３
１には、上記エンコーダ１０の出力端子へ ２２からの出力ｄ（川が伝送され、あるいは記録・再生
されることによって得られた信号を１川が供給されてい
る。この入力信号介１ｎ）は、利得Ｇ−のシフタ３２を
介し加算器３３に送られている。加算器 器３３からの出力ｘ　（ｎｌは、予測器３４に送られて
予測信号ｘ　（ｎ）となり、この予測信号Ｘ（川は加算
器３３に送られて上記シフタ３２からの出力企１川と加
算される。この加算出力がデコード出力（ゝ１ｎ）とし
て出力端子３５より出力される。

また、エンコーダ１０の各出力端子２３および２４より
出力され、伝送あるいは記録・再生された上記レンジ情
報およびモード選択情報は、デコーダ３０の各入力端子
３６および３７にそれぞれ入力されている。そして、入
力端子３６からのレンジ情報はシフタ３２に送られて利
得Ｇ　を決定し、入力端子３７からのモード選択情報は
予測器３４に送られて予測特性を決定する。この予測器
３４の予測特性は、エンコーダ１０の予測器１２の特性
に等しいものが選択される。

このような構成のデコーダ３０において、シフタ３２か
らの出力争７ｒａは、 仝τｎ）−猾。１．Ｇ−・　　　　　　６１．１６１０
．６１０１０．５゜／＼ｌ であり、加算器３３の出力ｘ（ｎｌは、ｘ　（ｎ）　＝
　ｄ　ｆｎｌ　＋ｘ　（ｎ）　　　　　　・・・・・・
・・・・・・・・・０となる。ここで、予測器３４は、
エンコーダ１０の予測器１２に等しい特性が選択される
ことより、であるから、■）、０式より、 となる。次に、◇ｉｎ＋　、仝１・）の・変換をそれぞ
れり′（・）１合１・）とすると、 したがって、 となる。ここで、伝送路や記録媒体にエラーが無いとし
て、’Ｄ　’（ｚｌ　＝　Ｄ（ｚ）とすると、上記０式
および［相］式より、 となる。

この０式より、量子化誤差Ｅ（ｚｌに対してＧ　のノイ
ズ低減効果が得られることが明らかであり、このときデ
コーダ出力に現れるノイズのスペクトル分布をＮ（ｚｌ
とすると、 となる。

また、このようなシステムにおいて、上記Ｇは上記ブロ
ック内の最大絶対値に関係する値で正規化するように作
用するものであるが、このＧは周波数特性を有している
。ここで、説明を簡略化するために、上記Ｇを、 Ｇ＝Ｇｐ−Ｇ、　　　　　　　　　・・・・・・・・・
・・・・・・０のような２つの要素ＧｐとＧｆの積とし
て表す。

これらの２つの要素のうち、ｏｐは上記予測フィルタ処
理による予測ゲイン、すなわち瞬時Ｓ／Ｈの改善量を意
味し、Ｇｆは上記レンジング処理によるゲイン・コント
ロール量、すなわちダイナミック・レンジの拡大量を意
味する。したがって、Ｇｐは、入力信号周波数に依存し
、入力信号レベルには依存しないのに対し、Ｇｆ　は、
入力信号周波数には依存せず、入力信号レベルに依存す
ることになる。またＧｐは、 のＳ／Ｎ改善量を有し、また予測誤差を得るための差分
処理フィルタの伝達関数１−Ｐ（ｚ）の逆関数となるよ
うな周波数特性を有しており、このときのノイズ・スペ
クトルは上記［相］式のようになる。

Ｇ（に関しては、上記ブロック毎に選択されたモードに
おけるブロック内最大絶対値で正規化するような準瞬時
圧伸に対応している。

このような全体の構成を有するシステムにおいて、本発
明の要旨は、上記シフタ１５の利得Ｇやシフタ１９の利
得Ｇ　等を決定するための予測・＝１５− レンジ適応回路２１において、選択された上記差分処理
フィルタからの出力ｄ　（ｎｌのブロック内の最大絶対
値（ピーク値）に対して、フィードバック・エラー量を
考慮した１以上の係数γを乗算し、この乗算された値に
基いてシフタ１５や１９等の利得を決定することである
。

具体的な構成例 次に第２図は、上記第１図に示したオーディオ・ビット
レート・リダクション・システムのエンコーダ１０のよ
り具体的な構成例を示し、第１図の各部と対応する部分
には同一の参照番号を付している。

この第２図において、上記予測器１２としては、複数個
、例えば４個の予測器１２Ａ、１２Ｂ、１２Ｃ，１２Ｄ
が設けられている。これらの予測器１２Ａ〜１２Ｄから
の予測出力は、減算信号としてそれぞれ加算器１３Ａ〜
１３Ｄに送られ、元の入力信号から減算される。すなわ
ち、それぞれ４個ずつの予測器１２Ａ〜１２Ｄ′ｊ６よ
び加算器１３Ａ〜１３Ｄにより、４系統の予測誤差を得
るための４個の差分処理フィルタが構成されている。こ
こで、各予測器１２Ａ〜１２Ｄは、見かけ上それぞれ２
次の構成を有し、係数αｌ、α２として、予測器１２Ａ
がＫｌ、に２、同１２Ｂかに８．に４、同１２Ｃかに３
　、　Ｋａ、同１２Ｄかに７．　Ｋｓを有しているが、
所望の予測器の係数の少なくとも１個をＯとすることに
より、１次以下の予測特性を得ることができる。したが
って、上記４個の差分処理フィルタについても、見かけ
上はそれぞれ２次差分をとる構成となっているが、所望
の差分処理フィルタについて１次以下の差分をとる特性
（ストレートＰＣＭデータを出力するものも含む）を得
ることが可能である。

これらの各差分処理フィルタからの出力、すなわち各加
算器１３Ａ〜１３Ｄからの出力は、それぞれｌワード遅
延回路４１Ａ〜４１Ｄ、［よび最大絶対値ホールド回路
４２Ａ〜４２Ｄに送られており、ｌワード遅延回路４１
７Ｖ〜４１Ｄからの各出力は、モード切換スイッチ回路
４３の各被選択端子ａ　−ｄに送られている。すなイっ
ち、前記１ブロツクがｅワードであるから、ｇワード遅
延回路４１八〜４１Ｄにおいては、１ブロツク分の遅延
が行われ、この遅延が行われている間に、各最大絶対値
（ピーク）ホールド回路４２Ａ〜４２Ｄにおいて前記ブ
ロック内最大絶対値が検出されるわけである。これらの
ブロック内最大絶対値は、予測・レンジ適応回路２１に
送られて互いに比較され、その値が最小となるものが選
択される。このとき、各ブロック内最大絶対値にそれぞ
れ所定の係数を乗算していわゆる重み付けを行った後に
比較してもよい。予測・レンジ適応回路２１は、上記各
差分処理フィルタからのそれぞれ１ブロツク分のデータ
のうちの上記最小のブロック内最大絶対値が得られる１
ブロツク分のデータを選択するためのモード選択情報を
出力し、このモード選択情報が切換スイッチ回路４３に
送られることによって、上記選択された１ブロツク分の
データを出力する遅延回路への切換接続が行われる。切
換スイッチ回路４３からの出力は、加算器１４に送られ
る。

また、予測・レンジ適応回路２１からの上記モード選択
情報は、予測器２０および出力端子２４にも送られてい
る。ここで、予測器２０は、例えばデコーダ出力に現れ
るノイズ（前記［相］式参照）をホワイトとするために
、予測器１２Ａ〜１２Ｄのうちの上記選択されたものに
等しい特性のものが選択される。すなわち、予測器２０
も見かけ上２次の予測器構成を有しており、係数βｌ、
β２に対応する係数Ｋａ、Ｋｂは、予測器１２Ａ〜１２
Ｄの各係数の組Ｋｌ、に２〜に？、に８のうちの上記モ
ード選択により指定された差分処理フィルタの予測器の
係数に等しいものが選ばれる。

また、第３図に示されたデコーダ３０の具体例において
、予測器３４は、第２図の予測器１２Ａ〜１２Ｄに対応
して見かけ上２次の構成を有しており、各係数Ｋｃ　、
　Ｋｄとしては、上記予測器１２Ａ〜１２Ｄの係数の組
Ｋｌ、　Ｋ２〜Ｋｑ、に８のうちのいずれか一組が入力
端子３７からのモード選択情報に応じて選択されるよう
になっている。

これらの第２図および第３図の他の構成は、前述した第
１図と同様であるため、説明を省略する。

なお、以上のような具体的構成を有するエンコーダ１０
やデコーダ３０のハードウェア構成としては、例えば複
数個の予測器１２Ａ〜１２Ｄ等を現実に設ける必要はな
く、１個の予測器の係数を時分割的に切り換えて用いれ
ばよく、さらには、エンコーダ１０やデコーダ３０全体
をＤＳＦ（ディジタル信号プロセッサ）やメモリ等から
成るシステムによりソフトウェア的に実現できることは
勿論である。

第１の実施例 ここで、本発明の第１の実施例として、入力端子１１に
供給されるオーディオＰＣＭ信号のサンプリング周波数
ｆｓを１８．９　ｋＨｚとし、１ワード１６ビツトで１
ブロツクのワード数ｅを２８ワードとし、量子化器１６
において、１ワード４ビツトのデータに再量子化する場
合について詳細に説明する。このときの上記２次の予測
器１２Ａ〜１２Ｄの各係数の組Ｋｌ、に２〜Ｋｑ　、　
Ｋｓとしては、例えば、 ｌ　’ｌＡ　：Ｋｌ＝１．８４２６．に２＝−０，８６
４９１２Ｂ　：　Ｋｇ　＝０．８７５　　、　　Ｋ４　
＝０１２　Ｃ：　Ｋｓ　＝１．５１５５　、　　Ｋ６＝
−０，８１１２Ｄ　：　Ｋｑ＝Ｏ、、に％−〇 のように予め設定しておく。このときの上記各モードの
差分処理フィルタの伝達関数１−　Ｐ　（ｚ）は、Ａ　
：　１−１．．８４２６Ｚ−＋〇、８６４９ｚ−２Ｂ：
１−０．８７５ｚ Ｃ：　１−１．５１５５２−１＋０．８１２”Ｄ：１ となり、これらの各差分処理フィルタの周波数特性は、
第４図の各曲線へ〜Ｄのようになる。

すなわち、特性臼ｉｌＡに対応する差分処理フィルタ（
予測器１２Ａと加算器１３Ａとより成る）が２次差分Ｐ
ＣＭモードに相当するフィルタであり、低域の予測ゲイ
ンすなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量が大きい。特性曲線Ｂに
対応する差分処理フィルタ（予測器１２Ｂおよび加算器
１３Ｂ）は１次差分ＰＣＭモードに相当するフィルタで
あり、また、特性曲線Ｃに対応する差分処理フィルタ（
予測器１２Ｃ，ｇよび加算器１３Ｃ）は中域の予測ゲイ
ンが大きくなっている。予測器１２Ｄおよび加算器１３
Ｄより成る差分処理フィルタは、係数に？。

Ｋψ５共に０であることより、第４図の特性曲線りに示
すよう（０周波数特性を持たず基準利得１のいわゆる単
なるフラット・パス特性となっており、ストレートＰＣ
Ｍモードに相当している。

第５図は、１ブロツク毎に伝送されるワード構成の具体
例を示し、再量子化された１ワード４ビツトで２８ワー
ドのオーディオ・データ・ワードＷＯ〜Ｗ２ｑと、１ワ
ード１６ビツトから４ビツトへのブロック毎の再量子化
の際の４ビツトの取り出し位置を示すいわゆるレンジ情
報ワードＷＲ（！：、上記４つのフィルタに対応する４
モードのうちのいずれが選択されたかを示すモード選択
情報ワードＷＭとカ月ブロック毎に伝送される。したが
って、伝送されるオーディオ・データ１ワード肖りの平
均ビット数は、 （４Ｘ２８＋４＋２）÷２８出４．２１４［ｂｉｔ］と
なる。

この第４図において、単一の正弦波信号が入力される場
合には、入力信号周波数が０からｆ、までは特性曲線Ａ
のフィルタが、周波数がｆｌからｆ２までは特性曲線Ｃ
のフィルタが、また周波数がｆ２からｆｓ／２程度まで
は特性曲線りのフィルタがそれぞれ選択される。なお入
力信号の周波数のｆｓ／２以上については、いわゆるエ
リアシング防止のため、Ａ／Ｄ変換前にＬＰＦ（ローパ
スフィルタ）により予め除去されることは勿論である。

このようにして選択された各フィルタの周波数応答がそ
の周波数での予測ゲインすなわち瞬時Ｓ／Ｎの改善量と
なり、周波数に対する瞬時Ｓ／Ｎの改善量は第４図の斜
線部のようになる。

ただし、実際のオーディオ入力信号は複合スペクトルの
信号であるため、上述のような明瞭な境界による選択は
行われず、特性曲線Ｂのフィルタも比較的頻繁に使用さ
れる。

また、上述のフィルタ選択は、各モードのフィルタから
のブロック内最大絶対値（ピーク値）をそのまま比較し
た場合に行われるものであるが、各モードのブロック内
ピーク値に対してそれぞれ所定の係数を乗算して比較す
ることにより、低次のフィルタあるいはストレートＰＣ
Ｍデータを出力するフィルタをより多く選択するように
してもよい。この場合、上記係数の一例としては、特性
Ａのフィルタからの２次差分ＰＣＭデークのピーク値に
は係数２を乗算し、特性りのフィルタからのストレー）
ＰＣＭデータのピーク値には係数０゜７を乗算し、他の
フィルタからのデータのピーク値には係数１を乗算して
（あるいは係数を乗算せずに）、各値を互いに比較し、
その値が最小となるようなフィルタを選択する。このよ
うな係数の乗算は、第４図のグラフ内の対応する特性曲
線を縦軸方向に平行移動させる（レスポンス値を変える
）ことに対応し、例えば特性曲線Ａのフィルタからのピ
ーク値に係数２を乗算することは、特性曲線Ａを第４図
内で約６ｄＢ　上方に平行移動させることに相当する。

したがって、結果的には、フィルタ切換周波数ｆｌやｆ
２が低周波側に移行することになり、特性Ｎのフィルタ
に比べて特性Ｃのフィルタがより頻繁に、また特性Ｃの
フィルタに比べて特性りのフィルタがより頻繁に選択さ
れることになる。

なお、デコーダ側では、入力された１ブロック分のオー
ディオ・データ・ワードＷＯ〜Ｗ２７が上記レンジ情報
ワードＷＲのデータに基いてシフタ３２によりブロック
単位で伸張処理あるいはエンコーダ側とは逆のレンジン
グ処理が施され、次に加算器３３と予測器３４より成る
フィルタにおいて、上記モード選択情報ワードＷＭのデ
ータに基いてブロック単位で逆子側処理が施され、元の
ストレートＰＣＭデータが復元される。

さらに５本発明の要旨に関連するレンジング位置、すな
わちシフタ１５の利得Ｇに応じて定まる再量子化の際の
１６ビツトから４ビツトを取り出す位置は、予測・レン
ジ適応回路２１内において、選択されたモードの上記差
分処理フィルタからの出力のブロック内ピーク値に１以
上の係数γを乗算した値に基いて決定される。

この第１の実施例のシステムによれば、低〜中程度の忠
実度の音質の伝送が可能となり、通常の音声信号等を極
めて低いビットレート（１ワード当り４．２１４ビツト
、１チャンネル当りの伝送ビットレート約７９．６にビ
ット／秒）で伝送することができる。

第２の実施例 次に、中〜高忠実度（ミドル−ハイ・ファイ）の音質で
の音楽信号伝送が可能なシステムの例として、第４図の
特性曲線Ａ、Ｂ、Ｄに対応する予測係数を有する３種類
のフィルタを用い、サンプリング周波数ｆｓを上記第１
の実施例の倍の３７、Ｂ　ｋＨｚとする場合について説
明する。他の具体的数値および具体的構成は、上記第１
の実施例と同様とする。

この場合、上記３種類のフィルタの周波数特性は、サン
プリング周波数ｆｓが倍となったことに伴って、第６図
の特性曲線Ａ、Ｂ、Ｄのようになる。すなわち、特性曲
線りはストレートＰＣＭモードに、特性曲線Ｂは１次差
分モードに、特性曲線Ａは２次差分モードにそれぞれ対
応する。

ところで、量子化器１６において１ワード１６ビツトか
ら４ビツトへの再量子化を行う際に、所定位竜の４ビツ
トを取り出すわけであるが、本発明の先行技術において
は、シフタ１５でノイズ・シェイピンク処理前のデータ
すなわち選択されたモードのブロック内ピーク値に基い
てレンジ（ビット・シフト量）を決定していたため、ノ
イズ・シェイパ１７からのフィードバック・エラーが加
算器１４にて重畳されることにより、特にレンジング処
理の際に取り出されるビットの最大値に近いデータ入力
時において、データがオーバーフロラする虞れがあった
。

これを防止するため、本発明においては、選択されたモ
ードのブロック内のピーク値（最大絶対値）に対して所
定の１以−Ｈの係数γを予め乗算し。

この乗算結果をピーク値とみなしてレンジング位置すな
わち１６ビツト中の４ビツトの取り出し位置を決定して
いる。このよう（０真のピーク値の上記所定数γ倍の値
によってレンジング位置が決２７一 定されるため、ノイズ・シェイパ１７からのエラーが帰
還されても、上記オーバーフロラが発生しにくくなる。

この場合、上記係数γは、選択されたモードの予測器特
性に応じて設定しておくことが好ましい。

ここで、ノイズ・シェイパ１７内の予測器２０は、差分
処理用の予測器１２Ａ〜１２Ｄに等しい特性のものがモ
ード選択に応じて選択されることより、ストレートＰＣ
Ｍモード時には、第２図の係数Ｋａ　、　Ｋｂが共にＯ
となり、エラー・フィードバック量が０となってノイズ
・シェイピングの影響はなく、係数γ−１とすればよい
。また、１次差分モード時には、ノイズ・シェイピング
処理を施した後のエンコーダ出力でのノイズ・スペクト
ルが第６図の特性曲線Ｂに等しくなる点を考慮して、γ
中１．１４とすればよく、２次差分モード時には、第６
図の特性曲線Ａを考慮して、γキ１．３３とすればよい
。

すなわち、上記１次差分モード選択時において、エンコ
ーダ出力でのノイズ・スペクトルは概略第７図のように
なる。これは、４ビツトで再量子化するときの瞬時Ｓ／
Ｎが約２４　ｄＢであることより、フル・スケール（４
ビツトで表現可能な最大レベル）を基準のＱｄＢとする
とき、ノイズ・シェイピング前のノイズ・レベルが−２
４，６Ｂ　となり、これに１次子測のエラー・フィード
バックによるノイズ・シェイピング処理が施されて、第
７図の斜線部に示すようなスペクトル分布のノイズ・レ
ベルとなる。したがって、周波数ｆＳ／　２近傍のノイ
ズ・レベルはノイズ・シェイピング前のレベルに比べて
約６ｄＢ持ち上げられることになり、これが上記オーバ
ーフロラを起こす原因となる。

これは、ノイズ・シェイピング前の量子化ノイズの振幅
分布が上記再量子化された４ヒツトのＬＳｌ　、 Ｂの上方ヒツト内でランダムであることより、これの１
次差分をとるときのノイズの最大振幅は、十−ＬＳＢ−
（−ＬＬＳＢ）＝＋ＩＬＳＢ一−ＬＳＢ−（＋ＩＬＳＢ
）−一１．ＬＳＢより±Ｉ　Ｌ　Ｓ　Ｂとなり、これが
ｆｓ／２付近での約５　ｄＢの持ち上りに対応する。し
たがって、無人力時でも＋５ｄＢのノイズを伝送するこ
とになり、４ビツトのフル・スケールのＯｄＢに対して
ｆｓ／２付近で約−］８ｄＢの位置にノイズのピーク値
が存在し得ることになる。ここで、−１８ｄＢは約帆１
２５であるから、信号のピーク値を１−０゜１２５、す
なわち０．８７５倍に抑えれば、ノイズ・シェイピング
によるオーバーフロラを未然に防ぐことができる。した
がって、レンジング位置決定のためのピーク値に対する
乗算係数γとしては、１１０．８７５血１，１４とすれ
ばよい。

次（乙上記２次差分モード選択時のレンジング位置決定
用のピーク値に対する乗算係数γについては、第６図の
特性曲線Ａのｆｓ／２付近での持ち上りが約＋１２ｄＢ
であることより、４ビツト再量子化のフル・スケールＱ
ｄＢに対してノイズ・レベルのピーク値は約−１２ｄＢ
の位置に存在し得ることになる。−１２ｄＢは約０．２
５であるから、信号のピーク値を１−０．２５　＝０．
７５倍に抑えることによって、ノイズ・シェイピングに
よるオーバーフロラを防止でき、上記係数γは１７０゜
７５より、約１６３３となる。

ところで、信号が急激に変化することによって、再量子
化の際のレンジング位置が急激に変化する場合に、前の
ブロックのノイズが次のブロックにくり越されることに
よってオーバーフロラを生ずることがある。これは特に
、ブロックの境界近傍で信号レベルが急激に低下した場
合に生じ易く、このとき、レンジング位置すなわち再量
子化のための４ビット取り出し位置は、例えば第８図Ａ
。

Ｂに示すよう（乙　１６ビツト中のＭＳＢ側からＬＳＢ
側に急激に移動するが、前ブロックのデータ（第８図Ａ
）のエラー分が次のブロックのデータ（第８図Ｂ）にそ
のまま帰還されるこ吉によって、再量子化により取り出
される４ビツトのデータがオーバーフロラしてしまう。

これは、シフタ１５の利得Ｇとしては、前ブロックで小
さかったものが次のブロックで急激に増大することに相
当する。

そこで、オーバーフロラを許容して、オーバーフロラが
発生したときには、再量子化４ビツトで表現可能な正又
は負の最大値に固定していわゆるクリッピングするこ吉
により、符号の反転を防ぐとともに異音の発生を最小限
に抑えることが望ましい。

また、このクリッピング処理に先立ち、レンジが小さく
なる（利得Ｇが大きくなる）ときのビット取り出し位置
の移動に制限を加え、例えば第８図Ｃに示すよう（仏前
ブロックの位置より１ビツトだけＬ　Ｓ　Ｂ側に移動し
た位置をビット取り出し位置あるいはレンジング位置と
する。

このように、レンジング位置が元の１６ビツトのデータ
のＭＳＢ側からＬＳＢ側に移動するときの移動量に制限
を加えることにより、急激なレンジの変化が防止でき、
ノイズ・シェイピングによるオーバーフロラの大きさを
小さくできる。

ここで、最もオーバーフロラの生じ易い、すなわち最も
急峻なノイズ・シェイピング処理を行っている上記２次
差分モード選択時のレンジング位置移動の制限作用につ
いて説明する。

この２次差分モード選択時におけるエンコーダ出力での
ノイズ・スペクトル分布は、第６図の特性曲線Ａと同様
の曲線形状に表われ、ノイズ・シェイピング前に比べて
ｆＳ／２付近のノイズのピーク値は略４倍すなわち約＋
１２ｄＢだけ持ち上げられる。したがって、再量子化デ
ータの４ビツトによるフル・スケールをＱｄＢとすると
き、ノイズのピーク値は一１２ｄＢの位置に存在し得る
ことになり、０．２５をノイズが占めることになる。

次に、レンジング位置の移動については、上述のように
、■ブロックにつきＬ　Ｓ　Ｂ側に１ビツト以内にする
という制限があるため、次のブロックにおいて帰還され
るノイズの大きさは、このときのフル・スケールをＯｄ
Ｂとして、最大でも上記１ビツト分の−６ｄＢ　、すな
わち０．５である。なお、上記制限を設けない場合には
、レンジの変化ステップが最大１２ビツトあることより
、−１２＋６Ｘ１２＝６０、すなわち約６０　ｄＢのノ
イズが伝播されることになる。これに対して、上記制限
を設けた場合には、過渡部で最大でも０．５をノイズが
占めることになり、信号に対し上記乗算係数γを設定し
ない（γ−１とする）場合でも、信号の最大値１とノイ
ズの最大値０．５との和１゜５、すなワチ約＋３．ｓ１
３のオーバーフロラですむ。

次に、このようなオーバーフロラの大きさを制限したの
ちに、上述のようなりリッピング処理を行う。

ここで、クリッピング処理とは、上記オーバーフロラが
生じたときに、再量子化によって取り出される４ビツト
の正又は負の最大値にデータを固定あるい１はクリッピ
ングすることにより、符号の反転を防止、エラーを小さ
く抑えるものであるが、この時発生したエラー、すなわ
ち真の値とクリップした上記圧又は負の最大値との差を
帰還（エラー・フィードバック）し、次回にくり越すこ
きにより、すなわち通常のエラー・フィードバックをそ
のまま行うことにより、クリップによる歪等の悪影響は
ほとんど発生しないことが確認されている。

これに対して、上記クリップ時にエラーの帰還を停止し
てしまうと、一時的にノイズ・シェイピングがかからな
くなり、デコーダ出力には大レベルの低域ノイズ、すな
わちデコード・フィルタの特性に応じたノイズが発生し
、その歪が伝播するため、聴感上非常に問題となる。

このようなりリッピング処理時のエラー・フィードバッ
クの有無による作用上の差異について以下説明する。

ここで説明を簡略化するために、第９図に示すような１
次のノイズ・シェイピングを行う場合について考察する
。

この第９図において、シフタ１５からの出力ｄ（ｎｌは
、量子化器１６において１６ヒントから４ビツトに再量
子化されて出力ｄ　（ｎｌとなり、オーバーフロラ時の
クリッピング回路（クリッパ）２６を介して出力企（ｎ
）となるものとする。また、量子化器１６への入力ｄ″
′（ｎ）とクリッパ２６からの出力企（”Ｒ：の誤差分
である量子化ノイズあるいはエラーｅ（ｎｌは、ノイズ
・シェイパ１７においてシフタ１９を介し、１ワ一ド遅
延手段２７を介して加算器１４に減算信号として供給さ
れている。

なお、この第１９図の構成を要部とするエンコーダに対
して、デコーダの要部は、第１０図に示すように構成さ
れ、予測器３４はｌワード遅延手段２８より成っている
。

いま、時間経過に伴って任意の一ブロック（第１のブロ
ック）から次のブロック（第２のブロック）に移る際に
、信号のピーク値が小さくなり、シフタ１５の利得Ｇが
ＧからＧ−２（ただし７〉１）に変化する場合に、上記
第１のブロックの最終のエンコーダ出力データを、 沓（ｎｌ＝（ｄ（川−・（・−１）・Ｇ−”）・Ｇ＋・
（川＝ｄ（ｎｌ−Ｇ−ｅ（ｎ−１）＋ｅ（ｎｌ　　−−
−・−・−＠／＼“ とするとき、デコーダのシフタ３２からの出力ｄ（ｎｌ
は、 △“ ａ（ｎ）＝ａ（ｎｌ＋（ｅｔｎｌ−ｅ（ｎ−ｔ））−Ｇ
　　−・−。

となる。次に、上記第２のブロックの先頭のエンハ コーダ出力データｄ（ｒＨ−１）は、 ｄ（ｎ＋１　）＝（ｄ　Ｃｎ＋１　）−ｅ（ｎｌ・Ｇ−
”）　・Ｇ−Ｅｌ＋ｅ（ｎ＋１） ＝＝ｄ　（ｎ＋１　）　−Ｇ−ｙ−ｅ（ｎｌ、　ｙ＋ｅ
　（ｎ＋１）・・・・・・・・・・・・・・・０ また、デコーダ内のデータＱ７．　、十、）は、ｒ’＜
　ｎ＋１．　）＝ａ　（ｎ＋１）十ｅ　（ｎｌｘ　）−
ｇ−’　ｙ−”−ｅ（ｎｌ・Ｇ−１・・・・・・・・・
・・・・・・［有］となる。ここで、デコーダ出力番’
（ｎ）　、々（ｎ＋１）を考えるのに際し、 ’Ｑ’＜　ｎ−１）＝Ｖ（ｎ−１，）十ｅ　（ｎ−１）
−Ｇ−”とする古、０式より、 仝′（川−’ｌ　（ｎ−１）　＋ｄ（ｎ）（−ｅ（ｎｌ
・Ｇ　・・・・・・・・・・・・・・傾のまた、この［
相］式と［相］式より、 仝λ叶１）−ｙ（ｎ−１）刊（ｎ）＋−ｄ　（ｎ＋１　
）＋ｅ　Ｃｎ＋１．）・Ｇ−”・グー”　　　　・・・
・・・・・・・・・・・・［相］となる。これら（ハ）
、０式で示されるように、オーバーフロラのないときに
は、ブロック間の干渉は一切発生せず、前ブロックの大
きな量子化誤差が後続のブロックに尾を引くことはない
。

次に、上記第２のブロックの先頭ワードでオーバーフロ
ラを起こした場合において、上記（ハ）式のｅ　（ｎｌ
・７の項がオーバーフロラの原因となるわけであるが、
ここでオーバーフロラが生じクリップさせたときのエラ
ー分をＥとしてＣΦ式を書きなおすと、 △ ｄ　（ｎ＋１．　）＝（ｄ（ｎ＋１　）−ｅ（ｎｌ・Ｇ
　）　・Ｇ”ｉ’＋ｅ　（ｎ＋１　）十Ｅ −ｄ　（ｎ＋１　）　・Ｇ−９−ｅ（川・Ｈ−ｅ　（ｎ
＋１　）十Ｅ・・・・・・・・・・・・・・０ よって上記０式は。

Ｑ’（ｎ＋１　）＝ｄ（ｎ＋１）＋（ｅ（ｎ＋１）＋Ｅ
）・Ｇ−”・ｙ−”−ｅ（ｎｌ・ｏ−１・・・・・・・
・・・・・・・・（ハ）となる。また、上記（ハ）式の
デコーダ出力は、’ｆｉｎ＋１−　）＝Ｖ　（ｎ−１）
＋ｄ（ｎ）ｌ−ｄ　（ｎ＋１．　）＋（ｅ　（ｎ＋１　
）十Ｅ　）・Ｇ　−２・・・・・・［相］となり、この
［相］式と上記［相］式との差は、Ｅ−Ｇ　　−２・・
・・・・・・・・・・・・・［相］で、これがクリップ
によるデコーダ出力に表れる歪である。

次に、クリップによるエラー伝播については、上記０式
で発生したエラーを通常通りフィードバックする場合に
、ｎ　＋２に対応するエンコード出力は、 Ｇ（ｎ＋２）＝［ｄ（ｎ＋２）−（ｅ（ｎ＋１）十Ｅ１
−Ｇ−’Ｆ−’）・Ｇ４＋ｅ（ｎ＋２）　　・・−＠よ
って、命でｎ＋２）は、 Ｍ’（ｎ＋２）＝ｄ（ｎ＋２）十ｅ（ｎ＋２）−Ｇ”−
ｆｌ−’−（ｅ　（ｎ＋１　）十Ｂ　）・Ｇ　−７・・
・［株］この０式と（ハ）式より、デコーダ出力は、ｆ
（ｎ＋２）＝ｙ　（ｎ−１）刊（ｎ）＋−ｄ　（ｎ＋１
　）刊（ｎ＋２）十ｅ　（ｎ＋２　）・Ｇ　　−ｐ　　
　・・・・・・・・・・・・・・・［相］となり、Ｅの
影響はなくなる。これに対して、上記０式で発生したエ
ラーをフィートノくツクしない場合には、 番（ｎ＋２）到（ｎ＋２）・Ｇ−７＋ｅ（ｎ＋２）　　
・・・・・・０Ｍ（ｎ＋２　）＝ｄ　（ｎ＋２　）十ｅ
　（ｎ＋２　）　・σ”−ｙ−・−。

この［相］式と上記［相］式より、デコーダ出力は、ｘ
’Ｃｎ＋２　）＝ｙ　＜、　ｎ−１）＋ｄ（ｎ）−ｔ−
ａ　（ｎ＋ｘ　）刊（ｎ＋２）十ｅ（ｎ＋２）Ｇ　　−
９＋（ｅ（ｎ＋１）十ｇ）・Ｇ　−９・・・・・・・・
・・・・・・・［相］となるから、結果として、　　Ｅ
＋　ｅ（ｎ＋１　）を帰還しなかったことによる影響が
伝播することになる。

以上の考察の結果からも明らかなように、クリッピング
によるエラーも、通常の量子化誤差と同様にフィードバ
ックする方が良いことがわかる。

この場合、オーバーフロラを起こしたワードのみが上記
［相］式のＥ−Ｇ　−９なる歪を発生するだけですみ、
エラーが後続ワードに伝播することはない。

次に、上記レンジング位置すなわち再量子化ビットの取
り出し位置がＬＳＢ側に移動するときの移動量に制限を
加えることの効果について説明する。

先ず、クリッピングによるエラー分を次のワードにフィ
ードバックすることは上記０式に示されている。この０
式中で帰還されるエラーとしては、（ｅ（ｎ＋１）十Ｂ
）”Ｇ　”Ｅｌ　　の項であり、これがｎ＋２のワード
でオーバーフロラを引き起こす原因となり得る。すなわ
ち、前記第８図Ｂのように急激に再量子化ビット取り出
し位置（レンジング位置）がＬＳＢ側に移動した場合に
は、 ｄＣｎ＋２）＜＜（ｅ（ｎ＋１）＋Ｅｌ−Ｇ　　−Ｐと
なることがあり、ｎ　＋１のワードでのエラー分Ｅをｎ
＋２のワードで吸引しきれずに、逆向きのオーバーフロ
ラを起こしてしまうわけである。このようにして、次々
吉オーバーフロウによるエラーが伝播し、大きな歪とな
る。この様子を第１１図に示す。この第１１図において
は、上記レンジング位置が急激にＬ　Ｓ　Ｂ側に移動し
たときのブロック内の先頭ワードをＷＯとしており、こ
のワードＷＯのデータＤＯに前ワード（前ブロックの最
終ワード）についての量子化誤差（エラー）が重畳され
て真の値ＰＯとなるわけであるが、この真の値Ｐｏは現
在のブロックの再量子化ビットで表現可能なフル・スケ
ールＦＳの範囲を越えてオーバーフロつとなるため、上
記クリッピング処理が施されて、出力値ＱＯは正の最大
値にはりつけられる。このときの量子化誤差ＥＯは、出
力値Ｑ〇−真の値Ｐｏである。このエラーＥｏが次のワ
ードＷ１のデータＤ＋に重畳されて真の値Ｐ■となるが
、この真の値ＰｌもフＰし・スケールＦＳを（負方向に
）越えてオーバルフロラとなるため、出力値Ｑ、は負の
最大値にクリップされる。このようにしてエラーが伝播
する。なお、第１１図においては、図示の都合上、ブロ
ック先頭ワードＷ０のエラー重畳された真の値ＰＯをフ
ル・スケールの数倍以内にしているが、実際にはＷＯに
帰還されるエラーは、フル・スケールの約１．０００倍
（約６０ｄＢ）となる可能性もあり、エラー伝播が長時
間に渡って持続することもある。

これに対して、上述のようにレンジング位Ｒ（再量子化
ビットの取り出し位Ｒ）がＬＳＢ側に移動するききの移
動量を例えば１ビツトに制限する場合には、第１２図に
示すように、ブロック先頭ワードＷＯで帰還されるエラ
ーが小さく抑えられ、短時間でエラー伝播が解消される
。したがって、デコーダからの出力信号の歪が小さく抑
えられ、テンポラル・マスキング効果と相まって、聴感
上何ら支障のない信号伝送が可能となる。

なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、入力ディジタル信号のサンプリング周波数、１ワー
ドのビット数、１ブロツク内のワード数、フィルタの最
高次数Ｎや種類数、あるいは再量子化ビット数等は任意
に設定できることは勿論である。

〔発明の効果〕

本発明の信号伝送装置によれば、選択されたフィルタか
らの出力のブロック内のピーク値（最大絶対値）に係数
γ（γ≧１）を乗算し、この乗算された値に基いてレン
ジング位置すなわち再量子化ビットの取り出し位置を決
定しているため、ノイズ・シェイピング処理によるフィ
ードバック・エラーが重畳されても、オーバーフロラが
起こりにくくなる。

また、高次差分ＰＣＭ、１次差分ＰＣＭ、ストレートＰ
ＣＭの各データを出力する複数個の差分処理フィルタを
用い、これらを適応的に切換選択しているため、効率的
なビットレート低減が行え、信号の品質を劣化させるこ
となく極めて低いビットレートでの信号伝送が可能とな
る。また、ストレートＰＣＭデータの出力モードも切換
選択できるため、高域信号入力時のＳ／Ｎ劣化や、エラ
ー発生時の過大な誤差電力の発生も解決できる。

さらに、入力信号レベルがブロックの境界付近で急激に
低下し、レンジング位置すなわち再量子化ビットの取り
出し位置がＬＳＢ側に急激に移動しようとする際に、こ
の移動量に制限を加えることにより、再量子化ビットの
オーバーフロラによるエラーを小さく抑えることができ
る。このとき、再量子化ビットがオーバーフロラしたさ
きに、正または負の最大値でクリッピングし、このとき
のエラーをフィードバックしてノイズ・シェイピング処
理を施すことにより、エラー伝播を抑えて異音の発生等
による悪、影響を有効に防止することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る信号伝送装置が適用されるシステ
ム全体の概略的構成を示すブロック回路図、第２図およ
び第３図は第１図のエンコーダおよびデコーダのより具
体的な構成例をそれぞれ示すブロック回路図、第４図は
複数の差分処理フィルタの周波数特性を示すグラフ、第
５図は１ブロツク内の伝送ワード構成の一例を示す図、
第６図は他の具体例に用いられる複数の差分処理フィル
タの周波数特性を示すグラフ、第７図はノイズ・シェイ
ピング処理されたノイズのスペクトル分布を示すグラフ
、第８図は再量子化の際のレンジング位置の移動を説明
するための図、第９図はエンコーダの要部を示すブロッ
ク回路図、第１０図はテコータの要部を示すブロック回
路図、第１１図および第１２図は再量子化の際のオーバ
ーフローによるエラー伝播を説明するための図である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 入力ディジタル信号を時間軸に沿って一定ワード数毎に
   ブロック化し、各ブロック毎の信号に対して予測処理を
   施す手段と、この予測処理された信号を再量子化すると
   ともに量子化誤差を帰還してノイズ・シェイピング処理
   を施す手段と、上記予測処理された信号のブロック内の
   最大絶対値に１以上の係数γを乗算し、この乗算結果に
   基いて上記再量子化の際の再量子化ビット取り出し位置
   を決定する手段とを有することを特徴とする信号伝送装
   置。