JPH0566776B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えばデイジタルPCM信号等をブ
ロツク化して伝送する信号伝送装置に関し、特
に、各ブロツクの信号毎に予測処理を行つて伝送
する信号伝送装置に関する。 〔背景技術とその問題点〕 オーデイオ信号やビデオ信号等を例えばデイジ
タル信号に変換し、一定時間単位あるいは一定ワ
ード数毎にブロツク化して伝送あるいは記録・再
生することを、本件出願人は、特願昭58−97687
〜９号や特願昭58−210382号等において提案して
いる。 これらの技術において、入力デイジタル信号の
各ブロツクの信号毎にそれぞれ独立した予測処
理、例えば差分処理等を行つており、各ブロツク
に対する予測フイルタとして最適の特性のものを
選択することにより、ビツトレートの低減あるい
は同一ビツトレートでダイナミツク・レンジの拡
大を図つている。 ところで、このように入力信号をブロツク化
し、各ブロツク毎に独立の予測フイルタ処理を行
う場合に、ブロツク先頭あるいは終端での過渡応
答が問題となる。これは特に、上記予測フイルタ
が高次の（例えば４次程度あるいはそれ以上の）
フイルタ特性を有している場合、予測フイルタの
過渡部で予測ゲインが大幅に低下してマイナス
（負）となることも生じ、出力データが入力デー
タよりも大きくなつていわゆるオーバーシユート
が生じてノイズ発生の原因となる。 このようなブロツク先頭近傍等の過渡部におけ
るノイズ発生を防止するためには、過渡部のビツ
ト割り当てを増加する方法も考えられるが、この
方法ではビツト・リダクシヨン効率が低下し、好
ましくない。 「発明の目的〕 本発明は、このような従来の実情に鑑み、入力
信号をブロツク化して各ブロツク毎に予測フイル
タ処理を行う場合において、高次の予測フイルタ
によるブロツク先頭近傍での過渡応答のオーバー
シユート等の悪影響を防止でき、ビツト割り当て
を増加しなくともノイズ発生を有効に防止し得る
ような信号伝送装置の提供を目的とする。 〔発明の概要〕 すなわち、本発明に係る信号伝送装置の特徴
は、入力信号を時間軸に沿つて複数サンプル毎に
ブロツク化し、各ブロツク毎に予測処理を行う予
測フイルタによりエンコードしてデイジタル信号
を出力し、この出力信号を上記予測フイルタに対
応する逆予測フイルタによりデコードする信号伝
送装置において、上記予測フイルタ及び逆予測フ
イルタの係数として、定常状態用の係数と共に過
渡状態用の係数を備え、上記ブロツクの先端ある
いは後端の数サンプルにて上記予測フイルタの係
数を上記過渡状態用のものに切り替えることであ
る。 したがつて、高次の予測フイルタが選択された
場合でも、例えばブロツク先頭からの過渡時のデ
ータ入力タイミング毎に低次から高次まで順次特
性が切り替わるように予測フイルタの係数を上記
過渡状態のものに切り替えることにより、徐々に
予測ゲインを大きくして過渡応答のオーバーシユ
ート等の発生を防止できる。 〔実施例〕 第１図は、本発明に係る信号伝送装置の一実施
例の要部となる予測フイルタ１０を示すブロツク
図であり、この予測フイルタ１０は例えば第２図
に示すような信号伝送装置すなわちオーデイオ・
ビツトレート・リダクシヨン・システムに用いら
れる。 第１図の予測フイルタ１０は、いわゆる４次差
分をとるフイルタ構成を有し、入力端子１１には
例えばデイジタル・オーデイオPCM信号が一定
時間単位毎にブロツク化されて供給されている。
この予測フイルタ１０は、入力端子１１からの入
力デイジタル信号を、４次の予測器１２を介して
加算器１３に減算信号として供給し、この加算器
１３により予測器１２からの予測出力を上記入力
デイジタル信号より減算していわゆる予測誤差を
出力端子１４より得るようにしている。なお、予
測器１２のみを予測フイルタと称することもある
が、本明細書においては、加算器１３を含めた予
測誤差を得るための構成を予測フイルタとしてい
る。 ４次の予測器１２は、それぞれ１サンプル周期の
遅延時間を有する４個の遅延素子２１，２２，２
３，２４と、４個の係数乗算器２５，２６，２
７，２８と、加算器２９とから構成されている。
ここで、予測フイルタ１０の入力、出力のｚ交換
をそれぞれＸ(z)，Ｙ(z)とし、各係数乗算器２５〜
２８の乗算計数を入力側から順にK₀，K₁，K₂，
K₃とするとき、 Ｙ(z)＝Ｘ(z)（１−K_0z ^-1−K_1z ^-2−K_2z ^-3−K_3z ^-4）
…… と表わせる。例えば、４次差分として、 Ｙ(z)＝Ｘ(z)・（１−z^-1）⁴ ＝Ｘ(z)・（１−4z^-1＋6z^-2−4z^-3＋z^-4） …… を考えるとき、上記各乗算係数K₀〜K₃は、 K₀＝４，K₁＝−６，K₂＝４，K₃＝−１ となる。ところが、このような乗算係数の予測フ
イルタ１０に対する単位ステツプ応答を求める
と、第３図Ａの入力Ｘ(n)に対し、第３図Ｂのよう
な出力Ｙ(n)が生じ、いわゆるオーバーシユートが
発生して入力より大振幅になるところがあり、予
測ゲインが負（マイナス）となる部分が存在する
ことになる。このように、予測フイルタの予測ゲ
インがブロツク端部等の過渡部において大幅に低
下あるいは負となることによるノイズ発生を防止
するために、本発明においては、ブロツク端部等
の過渡部で上記フイルタ係数K₀〜K₃を逐次切り
替え、徐々に予測ゲインを大きくして、上記過渡
応答のオーバーシユート発生を防止している。 すなわち、第１図の予測フイルタ１０におい
て、入力信号のブロツクの先頭でフイルタ内に残
つているデータを全てクリアし、ブロツクの先頭
ワードの入力タイミングから順次１サンプル周期
毎に各乗算係数K₀〜K₃を切り替え、フイルタの
段数あるいは次数に等しい回数（本実施例では４
回）で過渡的な乗算係数の切り替えを終了し、次
の回より定常状態の乗算係数に切り替えるように
している。 このような乗算係数の切り替えは、例えば各係
数乗算器２５〜２８の係数入力端子TK₀〜TK₃
にそれぞれ供給する係数を切り替えることにより
行えばよく、これらの係数は、いわゆる係数バン
ク（図示せず）に記憶させたものを読み出すこと
により得られる。すなわち具体的には、係数バン
クの読み出しアドレスを上記ブロツク先頭近傍の
ワードの入力タイミング毎に切り替えることで、
乗算係数の切り替えが行える。 次に、このような第１図に示す予測フイルタ１
０を用いて構成される信号伝送装置の一例とし
て、第２図に示すオーデイオ・ビツトレート・リ
ダクシヨン・システムについて簡単に説明する。 この第２図において、エンコーダ３０の入力端
子３１には、例えばオーデイオPCM信号が供給
されており、この入力信号ｘ(n)は、予測器３２お
よび加算器３３にそれぞれ送られている。これら
の予測器３２および加算器３３が、上記第１図の
予測フイルタ１０の予測器１２および加算器１３
に対応するものであり、予測器３２からの予測信
号ｘ〜(n)が、加算器３３に減算信号として送られる
ことによつて、この加算器３３において上記入力
信号ｘ(n)から上記予測信号ｘ〜(n)を減算して予測誤
差信号ｄ(n)、すなわち、 ｄ(n)＝ｘ(n)−ｘ〜(n) …… を得ている。この予測誤差信号ｄ(n)は、シフタ３
４を介して加算器３５に送られ、この加算器３５
からの出力が量子化器３６で再量子化されてエン
コーダ出力d^(n)となつて出力端子４１に送られて
いる。ノイズ・シエイピング回路あるいはノイ
ズ・シエイパ３７は、量子化器３６の出力と入力
との誤差分（エラー分）ｅ(n)を加算器（あるいは
減算器）３８でとり、この誤差分ｅ(n)を予測器３
９に送つて信号ｅ〜(n)を加算器３５に減算信号とし
て帰還するような、いわゆるエラー・フイードバ
ツクを行う。 ここで、上記シフタ３４は、デイジタル信号の
２進データを何ビツトかシフトすることによりい
わゆるレンジを切り替えるものであり、このシフ
タ３４と量子化器３６とにより２進データを例え
ばいわゆる浮動小数点表示してビツト圧縮を行つ
ている。具体的には、例えば上記予測誤差信号ｄ
(n)が１ワード14ビツトの２進データで表わされる
とき、上記ビツト・シフト量に対応する指数部を
３ビツトで表示し、シフトされたデータの例えば
上記７ビツトを仮数部として取り出し（再量子化
し）ている。 このエンコーダ３０において、入力端子３１を
介して供給される例えばオーデイオPCM信号は、
一定時間毎に、すなわち一定ワード数Ｎ毎にブロ
ツク化され、このブロツク毎に適応的な信号処理
を行うようにしている。例えば、予測器３２や３
９は切り替え選択可能な複数の特性を有し、上記
ブロツク内の信号に応じた最適の予測フイルタ特
性やノイズ・シエイピング特性が切り替え選択さ
れるとともに、シフタ３４のビツト・シフト量、
例えば上記３ビツト指数部も上記ブロツク内の信
号の最大振幅等に応じてブロツク単位に決定され
るように（いわゆるブロツク・コンパンデイング
を行うように）なつている。これらの予測器特性
やビツト・シフト量の選択は、予測・レンジ適応
回路４０によつて行われている。 すなわち、予測・レンジ適応回路４０には、例
えば加算器３３からの上記予測誤差信号ｄ(n)が供
給されており、この予測誤差ｄ(n)を最小とするよ
うな予測器３２の特性（すなわち加算器３３も含
めた予測フイルタ特性）を得るためのフイルタ係
数を選択する。このフイルタ係数は、具体的には
前述した第１図の予測フイルタ１０の４次の予測
器１２の各係数乗算器２５〜２８の乗算係数K₀
〜K₃に該当し、さらには、前記定常状態におけ
る乗算係数に該当する。すなわち、第２図の例に
おける予測器３２は、例えば複数組の上記定常状
態の乗算係数を有しており、上記ブロツク毎の最
適の一組の（例えば４個の）乗算係数が選択さ
れ、ブロツク先頭から１サンプル周期毎に前記過
渡的な乗算係数を切り替えて最終的に上記選択さ
れた定常状態の乗算係数に切り替えるようにして
いる。この定常状態の乗算係数を選択するための
予測特性選択信号が予測・レンジ適応回路４０か
ら出力され、予測器３２およびノイズ・シエイパ
３７の予測器３９に供給されるとともに、出力端
子４３を介して取り出されている。また、予測・
レンジ適応回路４０からはビツト・シフト量情報
信号あるいはレンジ選択信号が出力され、シフタ
３４に供給されるとともに、出力端子４２を介し
て取り出されている。これらの出力端子４２およ
び４３からのレンジ選択信号および予測特性選択
信号は、出力端子４１からの上記エンコーダ出力
d^(n)とともに伝送される。 次に、第２図のデコーダ５０は、入力端子５
１，５２および５３を有し、上記エンコーダ３０
の各出力端子４１，４２および４３からの出力信
号が伝送され（あるいは記録再生され）ることに
より得られた各信号が各入力端子５１，５２およ
び５３にそれぞれ供給されている。すなわち、入
力端子５１には、上記エンコード出力d^(n)が伝送
されてd^′(n)となつた信号が供給されており、この
信号d^′(n)は、シフタ５４を介し加算器５５に送ら
れている。シフタ５４は、エンコーダ３０側のシ
フタ３４に対して逆の操作を行うものであり、入
力端子５２からのレンジ選択信号に応じて上記ブ
ロツク毎にビツト・シフト量が決定される。加算
器５５からの出力は、予測器５６を介して信号
ｘ〜′(n)となつて加算器５５に帰還されており、こ
の加算器５５からのデコード出力x^′(n)が出力端子
５７を介して取り出されている。予測器５６は、
エンコーダ３０側の予測器３２に等しい回路構成
を有し、入力端子５３からの予測特性選択信号に
応じて各ブロツク毎の予測係数（前述した乗算係
数）が決定される。なお、エンコーダ３０側の予
測器３２と加算器（あるいは減算器）３３とで構
成される予測フイルタに対し、デコーダ５０側の
加算器５５と予測器５６とは逆の特性を有する逆
予測フイルタを構成している。 以上のような第２図のエンコーダ３０およびデ
コーダ５０より成るオーデイオ・ビツトレート・
リダクシヨン・システムについては、本件出願人
が先に提案した特願昭58−210382号や特願昭58−
97688号等に詳細に説明されているが、本発明の
要旨ではないため動作特性を以下簡単に説明す
る。先ず、各入出力信号ｘ(n)，ｄ(n)，ｅ(n)，d^
(n)，d^′(n)，x^′(n)のｚ変換をＸ(z)，Ｄ(z)，Ｅ(z)
，D^
(z)，D^′(z)，X^′(z)とし、予測器３２および５６の
伝達関数をＰ(z)とし、予測器３９の伝達関数をＲ
(z)とし、さらにシフタ３４および５４利得をそれ
ぞれＧおよびG^-1とするとき、エンコード特性お
よびデコード特性は、 Ｄ(z)＝Ｇ・Ｘ(z)（１−Ｐ(z)） ＋Ｅ(z)・（１−Ｒ(z)） …… X^′(z)＝G^-1・D^′(z)／（１−Ｐ(z)）…… となる。ここで、エンコーダ３０とデコーダ５０
との間の伝送系（あるいは記録再生系）にエラー
が無いとして、D^′(z)＝D^(z)とおくと、入力Ｘ(z)に
対するエンコード・デコード出力は、 X^′(z)＝Ｘ(z)＋G^-1 ・Ｅ(z)・（１−Ｒ(z)）／（１−Ｐ(z)） …… となり、量子化誤差Ｅ(z)に対してG^-1のノイズ低
減効果が得られる。また、このときのノイズのス
ペクトル分布をＮ(z)とすると、 Ｎ(z)＝（１−Ｒ(z)）／（１−Ｐ(z)）・Ｅ(z)…… となる。 このようなオーデイオ・ビツトレート・リダク
シヨン・システムは、一般にオーデイオ信号の統
計的性質として、スペクトル分布と振幅分布にか
たよりを持つ点に注目し、信号の統計的性質の時
間的ゆらぎに適応的に対応すべく、複数個の予測
フイルタ（の特性）を用意して、入力信号の各ブ
ロツク内信号に応じてこれらの予測フイルタ（の
特性）のいずれかをブロツク毎に選択するととも
に、ダイナミツク・レンジの拡大のため、入力信
号のブロツク単位でのコンパンデイング（ブロツ
ク・コンパンデイング）を行つている。また、聴
覚現象からみて不要な信号と考えられる部分があ
り、いわゆるマスキング効果を実効的に大きくす
るため、ブロツク単位での上記予測フイルタ（の
特性）の切り替えと同時に、ノイズ・シエイピン
グ特性の切り替えを行つている。 ところで、第２図の各予測器３２，３９および
５６の予測係数として、上述したブロツク毎の入
力信号に応じた最適の予測フイルタ特性を得るた
めのものが選択されるわけであるが、この選択さ
れた予測フイルタ特性が高次の（例えば４次の）
特性である場合には、前述したブロツク先頭での
オーバーシユートを防止するために、ブロツク先
頭から何回かのサンプル周期にわたつて過渡的な
予測係数を順次切り替え、最終的に上記高次の特
性に対応する予測係数に切り替わるようにしてい
る。例えば、第２図の予測器３２および加算器３
３より成る予測フイルタが第１図の構成を有して
いる場合に、上記予測係数は第１図の各係数乗算
器２５〜２８の乗算係数K₀〜K₃となる。この乗
算係数K₀〜K₃を、例えばブロツク先頭ワードの
入力タイミングにおける過渡的な乗算係数K₀₀〜
K₃₀から順次K₀₁〜K₃₁，K₀₂〜K₃₂，K₀₃〜K₃₃と
切り替え、最終的に上記適応的に選択されれ予測
フイルタ特性を実現するための定常状態における
乗算係数K₀₄〜K₃₄に切り替える場合について、
第４図Ａ〜Ｅを参照しながら説明する。 ここで第４図Ａ〜Ｅは、第１図の予測フイルタ
１０の上記ブロツク先頭における乗算係数の切り
替え動作を説明するためのブロツク図であり、入
力信号の任意の１ブロツクの先頭ワードからの各
ワードのデータを順次D₀，D₁，D₂，…とすると
きの各部のデータおよび乗算係数を示している。
すなわち、入力信号のブロツク先頭ワードのデー
タD₀が入力される時点をｔ＝t₀とするとき、１サ
ンプル周期Ｔ経過毎に各係数乗算器２５〜２８の
乗算係数を切り替えており、第４図Ａのｔ＝t₀に
おける各乗算係数K₀₀〜K₃₀から第４図Ｄのｔ＝t₀
＋3Tにおける各乗算係数K₀₃〜K₃₃までが上記過
渡的な乗算係数に対応する。また、第４図Ｅの時
点ｔ＝t₀＋4Tにおける各乗算係数K₀₄〜K₃₄が上
記定常状態の乗算係数に対応しており、ブロツク
最終ワード入力時点ｔ＝t₀＋（Ｎ−１）Ｔまで上
記係数K₀₄〜K₃₄が選択されている。なおＮは１
ブロツク内のワード数である。 いま、入力信号の上記ブロツクが切り替えられ
るとき、予測フイルタ内のデータがすべてクリア
される（０となる）ものとすれば、ブロツクの先
頭ワードのデータD₀が入力されるｔ＝t₀の時点に
おいては、第４図Ａに示すように各遅延素子２１
〜２４からの出力はいずれも０となつており、出
力端子１４からは入力データD₀がそのまま出力
されることになる。以下、１サンプル周期Ｔずつ
経過する毎に、上記データD₀が各遅延素子２１
〜２４で順次遅延され、また１ブロツク内のデー
タD₁，D₂，…が順次入力端子１１に入力される
ことにより、第４図Ｂ〜Ｅに示す各時点ｔ＝t₀＋
Ｔ〜t₀＋4Tにおける出力は、順次 t₀＋Ｔ：D₁−D₀K₀₁ t₀＋2T：D₂−D₁K₀₂−D₀K₁₂ t₀＋3T：D₃−D₂K₀₃−D₁K₁₃−D₀K₂₃ t₀＋4T：D₄−D₃K₀₄−D₂K₁₄−D₁K₂₄−D₀K₃₄ …… のようになる。これらの係数の値として、例えば
K₀₁＝１，K₀₂＝２，K₁₂＝−１，K₀₃＝３，K₁₃＝
−３，K₂₃＝１，K₂₄＝４，K₃₄＝−１とおくと、
予測フイルタ１０の入力Ｘ(z)に対する出力Ｙ(z)の
関係は、第４図Ａ〜Ｅに示す各時点ｔ＝t₀〜t₀＋
4Tにおいて、 t₀：Ｙ(z)＝Ｘ(z) t₀＋Ｔ：Ｙ(z)＝Ｘ(z)（１−z^-1） t₀＋2T：Ｙ(z)＝Ｘ(z)（１−z^-1）² t₀＋3T：Ｙ(z)＝Ｘ(z)（１−z^-1）³ t₀＋4T：Ｙ(z)＝Ｘ(z)（１−z^-1）⁴ …… のように変化することになる。すなわち、ｔ＝t₀
において入力信号の０次差分データ（ストレー
ト・データ）が出力され、以下１サンプル周期Ｔ
ずつ経過する毎に、１次差分、２次差分、３次差
分とフイルタの次数が高くなり、ｔ＝t₀＋4T以
降において、フイルタ構成によつて定まる最高の
次数の４次差分がとられることになる。 このときの単位ステツプ応答、すなわち第５図
Ａの入力に対する予測フイルタ出力は、第５図Ｂ
のようになる。すなわち、第５図Ｂにおいて、ブ
ロツク先頭に対応する時点t₀で入力データと同じ
データが出力されるのみで他は０となり、オーバ
ーシユートの発生が防止されていることが明らか
である。 このような予測フイルタ１０の伝達関数の極と
零点は、第６図に示す複素平面上の×印と○印の
位置にそれぞれ存在し、フイルタの次数に応じて
各極や零点の位数が変化する。すなわち、第６図
の複素平面上の原点（０＋Oj）の位置に存在す
る極および実軸上の（１＋Oj）の位置に存在す
る零点は、１次差分をとる第４図Ｂのときそれぞ
れ１位の極および１位の零点となり、２次差分を
とる第４図Ｃのときそれぞれ２位の極および２位
の零点となり、以下同様に、フイルタの次数に等
しい位数の極および零点となる。 なお、上述のように、入力信号のブロツク先頭
直前にフイルタ内のデータがすべてクリアされる
場合には、K₀₀〜K₀₃，K₁₁〜K₁₃，K₂₂〜K₂₃およ
びK₃₃の各乗算係数の値をどのように設定しても
よいが、上記データのクリアがされない場合等に
は、上記K₀₀〜K₃₃の各乗算係数を０として、実
質的に０次差分から４次差分までのフイルタ特性
に順次切り替えてやればよい。 次に、第７図および第８図は、本発明の第２の
実施例の要部を示し、第７図は例えば前述した第
２図のエンコーダ３０側に使用可能な予測フイル
タの構成を、また第８図は第２図のデコーダ５０
側に使用可能な逆予測フイルタの構成をそれぞれ
示している。これらのフイルタは、それぞれ２次
のフイルタを直列に接続（継続接続）することに
より４次のフイルタ構成を実現している。 すなわち、第７図の予測フイルタ７０は、入力
端子７１と出力端子７２との間に２次の予測フイ
ルタ７３および７４を直列接続して成り、予測フ
イルタ７３は、入力端子７１からの入力信号が供
給される２次の予測器７５と、この予測器７５か
らの出力を上記入力信号から減算する加算器（あ
るいは減算器）７６とより成る。また、予測フイ
ルタ７４も同様に、２次の予測器７７と加算器
（減算器）７８とより成る。ここで、各予測器７
５や７７としては、２個の１サンプル遅延素子
と、２個の係数乗算器と、加算器とより成る一般
の２次のFIRフイルタ構成を用いればよい。ただ
し、予測器７５の各乗算係数K₀，K₁および予測
器７７の各乗算係数K₂，K₃は、ブロツク先頭よ
り１サンプル周期毎に切り替え可能としている。
すなわち、１ブロツクＮワードとし、ブロツク先
頭ワードの入力時点をｔ＝t₀とし、１サンプル周
期をＴとするとき、上記各乗算係数K₀〜K₃は例
えば第１表のように切り替わる。

【表】 この第１表に示す乗算係数の切り換えにより実
現される予測フイルタ特性の変化は、前記第４図
Ａ〜Ｅとともに説明した前記式と同様に表われ
る。すなわち、第７図の予測フイルタ７０の入出
力のｚ変換をそれぞれＸ(z)，Ｙ(z)とするとき、時
刻がｔ＝t₀からｔ＝t₀＋4Tに変化するに応じて、
入力Ｘ(z)に対する出力Ｙ(z)の関係が前記式に等
しくなる。 次に、第８図の逆予測フイルタ８０は、入力端
子８１と出力端子８２との間に２次の逆予測フイ
ルタ８３および８４を直列接続して成る。逆予測
フイルタ８３は、入力端子８１からの入力信号が
供給される加算器８５と、この加算器８５からの
出力が入力される２次の予測器８６とより成り、
この予測器８６から出力を加算器８５に送つて上
記入力信号と加算している。また、逆予測フイル
タ８４も同様に、加算器８７と２次の予測器８８
とより成る。さらに、予測器８６は上述した予測
器７７に対応させて各乗算係数をK₂′，K₃′とし、
予測器８８は上述した予測器７５に対応させて各
乗算係数をK₀′，K₁′とし、ブロツク先頭ワード
入力時点ｔ＝t₀から順次第２表のように各乗算係
数K₀′〜K₃′を切り替えればよい。

【表】 この第２表の各乗算係数K₀′〜K₃′は、上記第
１表の各乗算係数K₀〜K₃と対応しており、逆予
測フイルタ８０の特性は予測フイルタ７０の逆特
性となる。 このような第２の実施例によれば、ｔ＝t₀＋
2T以降の各乗算係数K₀，K₁，K₀′，K₁′を固定
でき、係数バンク等の容量が少なくて済み、切り
替え制御操作も少なくて済むという利点がある。
これは、４次の予測フイルタの伝達関数を２次の
多項式１−2z^-1＋z^-2（＝（１−z^-1）²）の積の形 （１−2z^-1＋z^-2）² で表現したのと等価な回路構成を用いているから
である。 ところで、現実に予測フイルタ７０や逆予測フ
イルタ８０を構成する場合には、デコーダ側の動
作を安定化させるために、フイルタ特性が完全な
積分特性とならないように、すなわちリーキーな
積分特性となるように、各乗算係数を設定するこ
とが好ましい。また、フイルタ特性の零点を実軸
上にとる必要もなく、上記乗算係数K₀〜K₃，
K₀′〜K₃′のより好ましい（より実際的な）数値
の一例を第３表に示す。

〔発明の効果〕

本発明に係る信号伝送装置によれば、ブロツク
単位の予測フイルタ処理を行う場合に、予測フイ
ルタのブロツク毎の切り替えの過渡部で過渡的な
フイルタ係数に切り替え、最終的に定常的なフイ
ルタ係数としているため、所定ブロツクに対して
高次のフイルタ特性が選択された場合でも上記過
渡部での類性を低次に抑えることにより、オーバ
ーシユートの発生を防止でき、ノイズ発生や圧縮
効率の低下を有効に防止できる。 また、過渡部におけるフイルタ特性の零点や極
の位置は、上記定常状態におけるフイルタの零点
や極の位置に近似して配しているため、ブロツク
毎に選択された実施例定常状態のフイルタ特性に
近似した処理が行える。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例の要部となる予
測フイルタの具体例を示すブロツク回路図、第２
図は第１図の予測フイルタが用いられる信号伝送
装置の一例となるオーデイオ・ビツトレート・リ
ダクシヨン・システムを示すブロツク回路図、第
３図は従来の予測フイルタの単位ステツプ応答を
説明するためのタイムチヤート、第４図Ａ〜Ｅは
第１図の予測フイルタについてブロツク先頭から
１サンプル周期経過毎の乗算係数の変化を説明す
るためのブロツク回路図、第５図は第１図の予測
フイルタの単位ステツプ応答を説明するためのタ
イムチヤート、第６図は第１図の予測フイルタの
伝達関数の零点と極を示す図であり、第７図およ
び第８図は本発明の第２の実施例の要部となる予
測フイルタおよび逆予測フイルタをそれぞれ示す
図、第９図ないし第１２図は上記第２の実施例の
要部となる予測フイルタの伝達関数の零点と極を
示す図、第１３図ないし第１６図は予測フイルタ
の周波数特性を示すグラフであり、第１７図ない
し第１９図は本発明の第３の実施例を示し、第１
７図はエンコーダを示すブロツク回路図、第１８
図は予測器の一例を示すブロツク回路図、第１９
図はデコーダを示すブロツク回路図である。 １０……予測フイルタ、１２，３２，３９，５
６……予測器、１３，２９……加算器、２１〜２
４……遅延素子、２５〜２８……係数乗算器。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ デイジタル入力信号を時間軸に沿つて複数サ
   ンプル毎にブロツク化し、各ブロツク毎に予測処
   理を行う予測フイルタによりエンコードしてデイ
   ジタル信号を出力し、この出力信号を上記予測フ
   イルタに対応する逆予測フイルタによりデコード
   する信号伝送装置において、 上記予測フイルタ及び逆予測フイルタの係数と
   して、定常状態用の係数と共に過渡状態用の係数
   を備え、上記ブロツクの先端あるいは後端の数サ
   ンプルにて上記予測フイルタの係数を上記過渡状
   態用のものに切り替えることを特徴とする信号伝
   送装置。