JPS63299511A - ディジタルフィルタ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタルオーディオ機器等における外部
出力用の出力段に用いて好適なオーバーサンプリング機
能を有するディジタルフィルタ装置に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、オーバーサンプリング機能を有するディジ
タルフィルタ装置において、オーバーサンプリングを行
う手段により所定の周波数（ＭＸｋｘｆ、）までオーバ
ーサンプリングした後に、（Ｎ×ｋ）個毎にサンプルデ
ータを抽出すると共に、Ｄ／Ａ変換するようにして、サ
ンプリング周波数ｆ　ｔ　　（＝Ｍ−ｆ　ｌ／　Ｎ）の
ディジタル信号と高品質なアナログ信号との両者を簡単
な構成で得るようにしたものである。

〔従来の技術〕

最近では、オーディオ機器のディジタル化が進められ、
例えば、高音質なディジタルオーディオ機器として、Ｃ
Ｄ（コンパクトディスク）プレーヤやＤＡＴ　（ディジ
タルオーディオテープレコ−ダ）などが一般的に知られ
ている。

これらのディジタルオーディオ機器においては、用途や
技術的な背景によってサンプリング周波数が統一されて
おらず、異なるサンプリング周波数のものが、数多く提
案されている。例えば、ＣＤプレーヤにおいては、サン
プリング周波数が４４．１ＫＨｚとされ、ＤＡＴにおい
ては、−Ｍにサンプリング周波数が４８．０ＫＨｚ　と
されている。

このため、サンプリング周波数の異なるディジタルオー
ディオ機器間において信号の授受が必要とされる場合に
は、アナログ信号用の入出力端子が用いられて信号の授
受がなされる。つまり、一方の機器側において、ディジ
タルオーディオ信号をＤ／Ａ変換してローパスフィルタ
に供給し、アナログのオーディオ信号に一度戻した後に
、他方の機器に伝送し、他方側において再度、所定のサ
ンプリング周波数でＡ／Ｄ変換して所望のサンプリング
周波数のディジタルオーディオ信号を得るようにしてい
る。

〔問題点を解決するための手段〕 しかしながら、前述したように一度アナログ信号に戻し
て伝送し、再度Ａ／Ｄ変換する処理を行うと、量子化雑
音や歪が信号中に累積し、音質を劣化させる問題が生じ
る。このため、量子化ノイズや歪をより低減した形で出
力することができる外部出力用の出力装置が要望されて
いる。

また、このような問題を解決するために、アナログ信号
に戻すことな（、ディジタル信号のままでサンプリング
周波数を変換して伝送するサンプリング周波数変換装置
が提案されているが、このような装置においては、補間
フィルタ等を用いたり、任意のサンプリング周波数に変
換するため、回路が複雑となるばかりか、高価なものと
なる欠点を有するものであった。

従って、この発明の目的は、簡単な構成で特性を劣化さ
せることなく、入力ディジタル信号のサンプリング周波
数を所望のものに変換することができると共に、量子化
ノイズが低減された高品質なアナログ信号を得ることが
できるディジタルフィルタ装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明では、サンプリング周波数ｆ、の入力ディジタ
ル信号をオーバーサンプリングして（Ｍ×ｋ×ｆ１）の
サンプリング周波数に変換する手段１．２と、（Ｍ×ｋ
）倍とされたディジタル信号をＤ／Ａ変換してアナログ
信号を得る手段４と、（Ｍ×ｋ）倍とされたディジタル
信号のサンプルデータから（Ｎ×ｋ）個毎にサンプルデ
ータを抽出し、入力ディジタル信号のサンプリング周波
数１、に対して（ｆ＋　　：　ｆｚ　＝Ｎ：Ｍ）の比と
なるサンプリング周波数ｆ２のディジタル信号を得る手
段５とが設けられる。

〔作用〕

オーバーサンプリングを行う手段としてＦＩＲフィルタ
１と直線補間フィルタ２とが設けられ、ＦＩＲフィルタ
１において、サンプリング周波数ｆ　＋　　（＝４４．
１ＫＨｚ　）のディジタル信号が直線補間処理によって
特性の劣化が生じない程度のサンプリング周波数５　（
＝Ｍｔ　）　ｆ　＋までオーバーサンプリングされる。

ＦＩＲフィルタ１の出力が直線補間フィルタ２に供給さ
れ、直線補間フィルタ２において、更に、所定のサンプ
リング周波数１６０（−Ｍ、ｘＭ、−Ｍ×ｋ）ｆ、とな
ルマテオーハーサンプリングされる。直線補間フィルタ
２の出力がレート変換回路５に供給されると共に、ノイ
ズシェーパ３を介してｌピッ）Ｄ／Ａ変換器４に供給さ
れる。レート変換回路５において、直線補間フィルタ２
からのディジタルオーディオ信号のサンプルデータから
１４７（＝Ｎ×ｋ）個毎にサンプルデータが抽出されて
サンプリング周波数が所望のｆ　ｔ　　（”　Ｍ　ｆ　
＋　／　Ｎ　−４８，０ＫＨ２）に変換され、このディ
ジタルオーディオ信号が出力端子１０から取り出される
。一方、１ビツトＤ／Ａ変換器４において、直流電圧が
ノイズシェーパ３からのＭＳＢで変調されることにより
、高品質なアナログオーディオ信号が形成され、このア
ナログオーディオ信号が出力端子７から取り出される。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図面を参照して説明する。

第１図は、この発明の一実施例を示すもので、第１図に
おいてｌで示されるのがオーバーサンプリング用のＦ　
Ｉ　Ｒ（Ｆｉｎｉｔｅ　Ｉｍｐｕｌｓｅ　Ｒｅ５ｐ。

ｎｓ　：　有限長インパルス応答）フィルタであり、２
で示されるのが直線補間フィルタである。

第１図において、７で示される入力端子には、例えば、
サンプリング周波数ｆ、で標本化されて１６ビツトで量
子化されたディジタルオーディオ信号が供給される。入
力端子７からのディジタルの入力信号がＦＩＲフィルタ
１に供給される。

ＦＩＲフィルタ１は、入力されたディジタル信号の各サ
ンプルデータ間に所定個の０点を等間隔に挿入してオー
バーサンプリングを行い、サンプリング周波数を（ＭＩ
Ｘｆｌ）に変換する。ＦＩＲフィルタ１におけるオーバ
ーサンプリング処理により、１６ビツトのディジタルオ
ーディオ信号が例えば２０ビツトとされ、このＦＩＲフ
ィルタ１の出力が直線補間フィルタ２に供給される。

直線補間フィルタ２は、端子９から供給される所定の周
波数のクロック信号に基づいて連続するサンプルデータ
間を結ぶ直線上に補間データを等間隔に挿入し、ＦＩＲ
フィルタ１でオーバーサンプリングされたディジタルオ
ーディオ信号に対して更にオーバーサンプリングを行い
、サンプリング周波数を（ＭＩ　ＸＭ！　Ｘ　ｆ　１　
＝ＭＸ　ｋ　Ｘ　ｆ　＋　）に変換する。

即ち、連続する２個のサンプルデータの値をＡ及びＢと
し、挿入される補間データの値をＹとすると、 Ｙ＝　（１−ａ）Ａ＋ａＢ の関係を満足する直線上の値が補間値として順次算出さ
れ、求められた補間データが連続する２個のサンプルデ
ータの間に等間隔で以て新たに挿入される。

尚、直線補間処理は、インパルス応答が三角形となり、
周波数特性を劣化させるものであるが、ＦＩＲフィルタ
１により予め所定の周波数まで（例えば５倍）オーバー
サンプリングされているため、使用帯域内における特性
の劣化が殆ど問題とならない。

例えば、−例として直線補間フィルタ２の具体的な構成
を第３図に示す。尚、こ２の第３図に示す例の場合には
、直線補間フィルタ２におけるオーバーサンプリングの
倍率が（Ｍ、＝２”）に選定されているものとする。

第３図に示すように、直線補間フィルタ２が１ワ一ド分
の容量を有する２個のメモリ２１．２２、減算器２３、
ｍビットシフト回路２４．２個の加算器２５．２７及び
Ｄ型のフリップフロップ２６により構成されている。

ＦＩＲフィルタ１においてＭ１倍にオーバーサンプリン
グされたディジタルオーディオ信号が１ワ一ド分の容量
を有するメモリ２１に供給される。

メモリ２１にサンプルデータがワード単位で順次書き込
まれ、１ワ一ド分だけ遅延されて読み出される。メモリ
２１の出力がメモリに２２に供給されると共に、減算器
２３に供給される。メモリ２２においても同様にディジ
タル信号が１ワ一ド分だけ遅延され、メモリ２２の出力
が減算器２３に供給されると共に、加算器２７に供給さ
れる。

減算器２３において、メモリ２１からの出力からメモリ
２２の出力が減算され、この減算出力がｍビットシフト
回路２４に供給される。

ｍビットシフト回路２４は、連続するサンプルデータ間
を等分割する各点に対応した差分値をピントシフトによ
る除算処理で求めるもので、減算器２３からの減算出力
が高速に然も丸め誤差等を伴うことなく　１／２”とさ
れる、つまり、サンプルデータをｍビット下位にシフト
することで減算器２３からの出力が除算され、各等分割
点に対応した差分値が求められる。この差分値が加算器
２５に供給される。

加算器２５には、Ｄ型のフリップフロップ２６の出力が
供給されるように構成されており、加算器２５において
、ｍビットシフト回路２４から出力された差分値が所定
のタイミングで繰り返し加算されて累算される。つまり
、フリフプフロップ２６のクロック入力端子には、端子
９から（Ｍ。

ＸＭｔ　）　　ｆ　ｒ　　（＝Ｍ１　ｘ　２″ｘ　ｆ　
（）のクロック信号が供給されているため、ｍビットシ
フト回路２４から出力される差分値が変化する次のサン
プルデータが供給されるまでの間に、加算器２５におい
て、２°回にわたって操り返し差分値が加算される。順
次求められる累算出力がフリップフロップ２６を介して
加算器２７に供給される。

加算器２７には、メモリ２２からの出力が供給されてい
るため、加算器２７においてメモリ２２の出力とフリッ
プフロップ２６の出力とが加算される。つまり、順次求
められる累算出力にメモリ２２の出力が加算されること
により補間値が算出され、この補間値が出力される。

従って、加算器２７から得られる出力には、連続するサ
ンプルデータ間に新たに（２”−１）個の補間データが
等間隔に挿入されたものとされ、サンプリング周波数が
２′″倍に変換されたものとなる。加算器２７から出力
されるサンプリング周波数（Ｍ＋　ｘＭ、）ｆｔ　　（
＝？ｌ／Ｌ　Ｘ２”　ｘｆ、）のディジタルオーディオ
信号が５の破線で囲んで示すレート変換回路のサンプリ
ング回路５２に供給されると共に、３の破線で囲んで示
すノイズシェーパと称される２次のＩＩＲフィルタの加
減算器３１に供給される。

ノイズシェーパ３は、直線補間フィルタ２から供給され
るディジタルオーディオ信号の量子化ノイズのスペクト
ル分布を変換するもので、２個の遅延回路３２．３３及
び加減算器３１がら成り、加減算器３１の出力を遅延回
路３３及び３２を介して再び加減算器３１に供給して処
理する構成とされている。

遅延回路３３には、端子９から周波数（Ｍ、ＸＭｔ　）
ｆｔ　　（＝ＭＩ　　Ｘ２”　ｘｆ、）のクロック信号
が供給されているため、遅延回路３３において、加減算
器３１の出力が１サンプル周期だけ遅延されて、加減算
器３１に供給されると共に、遅延回路３２に供給される
。また、遅延回路３２にも同様に端子９から周波数（Ｍ
＋　ＸＭｚ　）ｆｔ　　（＝Ｍ１×２′″ｘｒ＋）のク
ロック信号が供給されているため、遅延回路３２におい
て、遅延回路３２の出力が１サンプル周期だけ遅延され
て、加減算器３１に供給される。加減算器３１において
、直線補間フィルタ２０の出力と遅延回路３３の出力と
が加算されると共に、遅延回路３２の出力が減算される
。

この上述した処理により、直線補間フィルタ２からのデ
ィジタルオーディオ信号の量子化ノイズのスペクトルが
使用帯域において減少し、許容される伝送帯域の高域側
にその量子化ノイズのスペクトルが集中するようにスペ
クトル分布が変換される。

例えば、第４図にノイズシェーパ３の周波数特性を示す
。直線補間フィルタ２からのディジタルオーディオ信号
の量子化ノイズは、第４図において破線６１で示すよう
に周波数帯域に一様に分布しているもので、このような
量子化ノイズのスペクトルがＦＩＲフィルタ３によるノ
イズシェープ処理により、第４図において６２で示す実
線で示すように使用帯域から温かに離れた高域側に集中
するように変換される。加減算器３１から得られるノイ
ズシェープされた２０ビツトのディジタルオーディオ信
号のＭＳＢ　（最上位ビット）が１ビン）Ｄ／Ａ変換器
４に供給される。

１ビツトＤ／Ａ変換器４は、例えば、スイッチドキャパ
シタ（Ｓｗｉｔｃｈｅｄ　Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）回路で
構成されており、サンプル周期の前後半において２個の
コンデンサを交互に充放電させて、直流電圧をノイズシ
ェーパ３からの１ビツト（ＭＳＢ）データ列で変調する
。この１ビツトＤ／Ａ変換４の処理によりアナログオー
ディオ信号が形成され、このアナログオーディオ信号が
出力端子８がら取り出される。

また、レート変換回路５は、直線補間フィルタ２から供
給されるディジタルオーディオ信号のサンプルデータを
所定個毎に抽出して最終的な所望のサンプリング周波数
に変換するもので、１／（Ｎ×ｋ）分周回路５１及びサ
ンプリング回路５２により構成されている。

サンプリング回路５２のクロック入力端子には、端子９
から周波数（Ｍ＋　ｘＭ、＝Ｍ×ｋ）ｘｆ。

のクロック信号を１／（Ｎ×ｋ）分周回路５１に供給し
て得られるＭｆ、／Ｎのクロック信号が供給される構成
とされている。このため、直線補間フィルタ２の加算器
２７からのディジタルオーディオ信号の所定のタイミン
グのものがサンプリング回路５２により保持されて出力
される。つまり、加算器２７からのディジタルオーディ
オ信号のサンプルデータが（Ｎ×ｋ）個毎に１個の割合
で抽出され、残りの（ＮＸｋ−１）個のサンプルデータ
が間引かれることにより、サンプリング周波数が所望の
ｆ　ｔ　　（＝Ｍ　ｒ　ｌ／　Ｎ）に変換される。サン
プリング回路５２の出力として得られるサンプリング周
波数ｆｔのディジタルオーディオ信号が出力端子１０を
介して取り出される。

例えば、サンプリング周波数（ｆ　＋　＝４４．１ＫＨ
ｚ）のディジタルオーディオ信号が入力端子７に供給さ
れ、最終的に出力端子１０からサンプリング周波数（ｆ
　ｚ　＝４８．０ＫＨ２）のディジタルオーディオ信号
を得ると共に、出力端子８から高品質なアナログオーデ
ィオ信号を得る場合について説明する。尚、この場合に
おいては、（ｆ、：ｆ、−Ｎ：Ｍ−１４７：１６０　）
の整数比となるもので、（ｋ−１）として（１４７：　
１６０　’）とする場合について説明する。

サンプリング周波数（ｆ　＋　””４４．１ＫＨｚ　）
のディジタルオーディオ信号がＦＩＲフィルタ１に供給
される。また、端子９には、１６０　ｆ　＋のクロック
信号が供給される。

ＦＩＲフィルタｌにおいて、各サンプルデータ間に４個
の０点が等間隔に挿入されて、サンプリング周波数ｆ１
のディジタル信号が５　（＝Ｍ＋　）倍にオーバーサン
プリングされる。つまり、ＦＩＲフィルタ１においてデ
ィジクルオーディオ信号のサンプリング周波数が５ｆ、
に変換される。５ｆ、にオーバーサンプリングされたデ
ィジタルオーディオ信号が直線補間フィルタ２に供給さ
れる。

直線補間フィルタ２において、直線補間により更に、オ
ーバーサンプリングがなされ、サンプリング周波数が３
２　＜＝Ｍｔ　＝２’　）倍に変換される。直線補間フ
ィルタ２から出力される１６０　Ｆ　。

にオーバーサンプリングされたディジタルオーディオ信
号がレート変換回路５に供給されると共に、ノイズシェ
ーパ３を介して１ビフ）Ｄ／Ａ変換器４に供給される。

レート変換回路５において、直線補間フィルタ２から供
給される１６０　ｆ　Ｉにオーバーサンプリングされた
ディジタルオーディオ信号から１４７個のサンプルデー
タ毎に１個の割合でサンプルデータの抽出処理がなされ
、残りの１４６個のサンプルデータが間引かれる。

従って、レート変換回路５から出力されるディジタルオ
ーディオ信号は、サンプリング周波数がｆ　ｚ　　（−
１６Ｏｆ　＋　／　１４７　＝４８．０ＫＨｚ　）とさ
れ、出力端子１０から取り出される。一方、ｌピッ）Ｄ
／Ａ変換器４において、直流電圧がノイズシェーパ３か
らのＭＳＢで変調されることにより、高品質なアナログ
オーディオ信号が形成され、このアナログオーディオ信
号が出力端子８から取り出される。

第２図は、この発明の一実施例の具体的な適用例を示す
もので、第２図において、１１で示されるのが、ＣＤプ
レーヤであり、ＣＤプレーヤに適用された場合について
説明する。

ＣＤプレーヤ１１の再生信号処理回路１３から出力され
るサンプリング周波数（４４，１ＫＨｚ　）のディジタ
ルオーディオ信号が外部出力用の出力端子１４に供給さ
れると共に、ディジタルフィルタ装置１２に供給される
。

ディジタルフィルタ装置１２において、前述した処理が
なされ、外部出力用の出力端子８から高品質なアナログ
オーディオ信号が取り出されると共に、外部出力用の出
力端子１０からサンプリング周波数が４８．０ＫＨｚに
変換されたディジタルオーディオ信号が取り出される。

外部出力用の出力端子８．１０．１４のうちで必要に応
じて所定のものが用いられ、他のオーディオ機器と接続
コードにより接続される。例えば、第２図において１５
で示されるのがＤＡＴ　（サンプリング周波数４８．０
にＨｚ　）とすると、外部出力用の出力端子８とＤＡＴ
の外部入力用の入力端子１６とが接続されるか、若しく
は、外部出力用の出力端子１０と外部入力用の入力端子
１７とが接続される。

外部出力用の出力端子８が用いられた場合には、ＣＤプ
レーヤ１１からの再生アナログオーディオ信号がＡ／Ｄ
変換器１８によりディジタルオーディオ信号とされた後
に、記録信号処理回路１９に供給されて処理される。ま
た、外部出力用の出力端子１０が用いられた場合には、
ＣＤプレーヤ１１からの再生ディジタルオーディオ信号
がＡ／Ｄ変換器１８を介されることなく、直接記録信号
処理回路に供給されて処理される。

尚、この発明の一実施例においては、−例としてサンプ
リング周波数が（ｆ＋　　：　ｆｚ　−Ｎ：Ｍ＝１４７
　：　１６０）の整数比で表され、然も、（ｋ−１）と
して（１６０：　１４７　）とする場合について説明し
たが、（Ｍ＋　Ｘ　Ｍｚ　＝　Ｍ　Ｘ　ｋ　）　ニおけ
るｋ（７）値を他の値として（Ｎ　：　Ｍ）をに倍とす
るようにしても良い。例えば、（ｋ−２）として、例え
ば、（Ｍ＋−５）、（Ｍ！　＝６４）とする場合には、
端子９に供給するクロック信号の周波数を３２０　ｆ　
１として直線補間フィルタ２を動作させ、直線補間フィ
ルタ２において６４倍にオーバーサンプリングしてサン
プリング周波数を３２０ｆ＋　とし、分周回路３１の分
周比を１　／２９４として２９４個毎にサンプルデータ
を抽出するようにすれば良い。

また、この発明の一実施例においては、端子９からの周
波数（Ｍ　ＩＸ　Ｍ　ｚ　Ｘ　ｆ　Ｉ）のクロック信号
を１／（Ｎ×ｋ）分周回路５１にて分周し、得られたク
ロック信号を用いてサンプリング用のサンプリング回路
５２を動作させる構成について説明したが、端子９以外
に別の端子を設け、端子９のクロック信号と非同期な任
意な周波数のクロック信号を供給してサンプリング回路
５２を動作させ、任意のサンプリング周波数に変換する
ようにしても良い、また、この場合においては、複数の
クロック信号を合成してなる不等間隔のクロック信号を
用いてサンプリング回路５２を動作させ、サンプリング
周波数を変換することも可能である。

〔発明の効果〕

この発明では、オーバーサンプリングを行う手段として
ＦＩＲフィルタと直線補間フィルタとが設けられ、ＦＩ
Ｒフィルタにおいて、サンプリング周波数ｆ、のディジ
タル信号が直線補間処理によって特性の劣化が生じない
程度のサンプリング周波数（Ｍ＋　Ｘ　ｆ　ｔ　）まで
オーバーサンプリングされる。ＦＩＲフィルタの出力が
直線補間フィルタに供給され、直線補間フィルタにおい
て、更に、所定のサンプリング周波数（Ｍ＋　ｘＭｔ　
ｘｆ、−Ｍｘｋｘｒｌ）となるまでオーバーサンプリン
グされる。直線補間フィルタ２の出力がレート変換回路
に供給されると共に、ノイズシェーパを介して１ピッｌ
−Ｄ／Ａ変換器に供給される。レート変換回路において
、直線補間フィルタからのディジタルオーディオ信号の
サンプルデータから（Ｎ×ｋ）個毎にサンプルデータが
抽出されてサンプリング周波数が所望のｆ　！　　（＝
Ｍ　ｆ　Ｉ／　Ｎ）に変換され、このディジタルオーデ
ィオ信号が一方の出力端子から取り出される。一方、１
ピツ）　Ａ／Ｄ変換器において、直流電圧がノイズシェ
ーパからのＭＳＢで変調されることにより、高品質なア
ナログオーディオ信号が形成され、このアナログオーデ
ィオ信号が他方の出力端子から取り出される。

従って、この発明に依れば、特性を劣化させることな（
、入力ディジタル信号のサンプリング周波数を任意のも
のに変換して所望のサンプリング周波数のディジタル信
号を得ることができると共に、ノイズシェープ処理して
量子化ノイズを低減させた形でＤ／Ａ変換し、高品質な
アナログ信号を得ることができる。

また、この発明に依れば、オーバーサンプリング部が共
用される構成とされているため、回路規模や価格の点で
有利であり、この発明のディジタルフィルタ装置をディ
ジタルオーディオ機器に容易に適用することができ、デ
ィジタルオーディオ機器の機能性や有用性を向上させる
ことができる。

更に、この発明の一実施例においては、直線補間フィル
タにおけるオーバーサンプリングの倍数が（Ｍｚ＝２’
″）に選定され、（Ｍ　：　Ｎ）で表される比率が所定
の固定値とされているため、単純な補間処理を用いて精
度良く高速にオーバーサンプリングすることができ、容
易にサンプリング周波数を所望のものに変換することが
ことができると共に、簡単な構成の回路により量子化ノ
イズを低減することができる。このため、ＬＳＩ化が容
易となり、安価なディジタルフィルタ装置を提供するこ
とが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例のブロック図、第２図はこ
の発明の一実施例の具体的な適用例を示すブロック図、
第３図はこの発明の一実施例における直線補間フィルタ
の具体的な構成の一例としてのブロック図、第４図はこ
の発明の一実施例におけるノイズシェーパの周波数特性
を示す路線図である。 図面における主要な符号の説明 １：ＦＩＲフィルタ、　　２：直線補間フィルタ。 ３：ノイズシェーパ、　　４：１ビットＤ／ＡｉｔＡ器
、　　５：レート変換回路、　　７：入力端子。 ８：アナログ信号用の出力端子、９：クロソク信号供給
用の端子、　　１０：ディジタル信号用の出力端子。 代理人　　　弁理士　杉　浦　正　知 −実施料 貝４Ｉ的４゛ａ吊例 第２図 五線補間フィルタの具体的りａ成 第３図 ／イス゛°シェーバ゛の周Ｘａ竹ｌＩｉ第４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 サンプリング周波数ｆ＿１の入力ディジタル信号をオー
   バーサンプリングして、（Ｍ×ｋ×ｆ＿１）のサンプリ
   ング周波数に変換する手段と、 上記（Ｍ×ｋ）倍とされたディジタル信号をＤ／Ａ変換
   してアナログ信号を得る手段と、 上記（Ｍ×ｋ）倍とされたディジタル信号のサンプルデ
   ータから（Ｎ×ｋ）個毎にサンプルデータを抽出し、上
   記入力ディジタル信号のサンプリング周波数ｆ＿１に対
   して（ｆ＿１：ｆ＿２＝Ｎ：Ｍ）の比となるサンプリン
   グ周波数ｆ＿２のディジタル信号を得る手段と を備えたことを特徴とするディジタルフィルタ装置。