JP2002300007A

JP2002300007A - サンプリング周波数変換装置

Info

Publication number: JP2002300007A
Application number: JP2001100649A
Authority: JP
Inventors: Masahito Adachi; 雅人足立; Hideki Omori; 秀樹大森
Original assignee: Korg Inc
Current assignee: Korg Inc
Priority date: 2001-03-30
Filing date: 2001-03-30
Publication date: 2002-10-11

Abstract

(57)【要約】【課題】サンプリング周波数変換装置に関し、特に複
数のサンプリング周波数に対応し、演算量やデータ量に
制約のある用途に適したサンプリング周波数変換装置を
提供する。【解決手段】デジタル音響信号データのサンプリング
周波数変換装置であって、デジタル音響信号データの帯
域制限を行なうＩＩＲ型フィルタと、デジタル音響信号
データのサンプリング周波数を多項式補間によって所定
のサンプリング周波数に変換する多項式補間部と、サン
プリング周波数変換による入出力位相間の対応関係を維
持すべく、変換前のサンプリング周波数と変換後のサン
プリング周波数とにより定まる所定周期毎に前記入出力
位相を初期化する位相管理部と、を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はサンプリング周波数
変換装置に関し、特にサンプリング周波数が異なる複数
の変換対象の間において、雑音の発生を低減し且つ演算
量や保持するデータ量が制約される用途に利用されるサ
ンプリング周波数変換装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】音声信号をデジタルデータ化する際、サ
ンプリング周波数を上げで帯域を広げることで高音質化
が可能であるが、その一方でサンプリングによるデータ
量が増加する。そのため、例えば音楽用ＣＤは４４．１
ＫＨｚ、ＤＡＴは４８ＫＨｚ、携帯電話の通話用音声コ
ーデックは８ＫＨｚというように、それぞれの音声信号
に要求される用途や品質等に応じてサンプリング周波数
を変えることが一般的に行われている。

【０００３】ところで、上記のような複数のサンプリン
グ周波数の再生系を各別に用意することなく、一つの再
生系で再生したり又は別の再生系に合わせたデータへ再
編成するために、従来から「サンプリングレートコンバ
ータ」と呼ばれる音声信号のサンプリング周波数変換装
置が用いられてきた。

【０００４】サンプリング周波数変換装置は、あるサン
プリング周波数でデジタルデータ化された音声信号デー
タ列を、再生側のサンプリング周波数の１／２の周波数
（ナイキスト周波数）で帯域制限し、さらに補間や間引
き（デシメーション）等の処理を行なって再生側のサン
プリング周波数に応じた音声信号データ列を生成する装
置である。

【０００５】なお、サンプリング周波数変換装置は単体
の装置としても実現されているが、他の機能を持つ装置
の一機能として、例えばパーソナルコンピュータのアプ
リケーションプログラムの一部や音声録音機器の機能の
一部としても実現されている。

【０００６】サンプリング周波数の変換（以下「Ｆｓ変
換」と言う）における基本的な手法としては、アップサ
ンプリングの際にインターポーレータ等を用いて「０」
値補間と平滑フィルタリングとによりｍ倍のサンプリン
グ周波数に変換することや、ダウンサンプリングの際に
はデシメータ等を用いた帯域制限及び間引き処理によっ
てｎ分の１のサンプリング周波数に変換することが行な
われる。

【０００７】例えば、入出力周波数の比が簡単な整数比
（１：ｎ）からなるアップサンプリングの場合には、各
元データ（入力データ）の間にｎ−１個の「０」値を挿
入した後に入力サンプリング周波数（Ｆｓ）のナイキス
ト周波数でローパスフィルタをかけることでＦｓ変換を
行なう。

【０００８】一方、入出力周波数の比が簡単な整数比
（ｎ：１）からなるダウンサンプリングの場合には、ロ
ーパスフィルタをかけた後の入力データからｎ個おきに
サンプルを採取することでＦｓ変換が行なわれる。一例
として、Ｆｓ＝４８ＫＨｚから２４ＫＨｚへの変換で
は帯域を１／２に制限するローパスフィルタをかけた後
に１／２にデシメーションすればよい。

【０００９】また、上記手法を多段に組み合わせること
によってｍ：ｎの有理数比でサンプリング周波数の変換
を行うことも可能である。この場合のフィルタとして
は、一般に線形位相特性に優れることや間引きに対応す
るサンプルの演算を省略できるという特徴を備えたＦＩ
Ｒフィルタが用いられる。

【００１０】図１は、４８ＫＨｚから４４．１ＫＨｚへ
Ｆｓ変換する一例を示したものである。図１において、
先ずインターポーレータ１０によりサンプリング周波数
を２１倍にオーバーサンプリングして（４８×２１＝１
００８ＫＨｚ）、それをローパスフィルタ１１及びデシ
メータ１２によって２０分の１にデシメーションする
（１００８÷２０＝５０．４ＫＨｚ）。

【００１１】さらに、インターポーレータ１３によりサ
ンプリング周波数を７倍にオーバーサンプリングして
（５０．４×７＝３５２．８ＫＨｚ）、それをローパス
フィルタ１４及びデシメータ１５によって８分の１にデ
シメーションする（３５２．８÷８＝４４．１ＫＨｚ）
ことで所望のサンプリング周波数４４．１ＫＨｚのデー
タ列に変換される。

【００１２】また、アップサンプリングの手法として、
オーバーサンプリングしたＦＩＲフィルタと直線補間と
を用いる手法がある。図２には、その一例として６４倍
にオーバーサンプリングしたＦＩＲフィルタと直線補間
とを用いた場合を示している。図２の（ａ）の右側に示
すように、入力データ列ｉ４（ｎ＝０）の近傍を拡大す
ると、その前後にオーバーサンプリングされて入力サン
プリング周期Ｔの６４分の１の時間間隔を有する２つの
ＦＩＲ係数ｆｋ（ｋ＝６４×４＋ｘ、ｋ＝６４×４＋ｘ
＋１）が存在する。

【００１３】ここで、ｘは前記ずれτを６４で除算した
整数部の値であり、入力データ列ｉ４に直接対応するＦ
ＩＲ係数ｆｋ（ｋ＝６４×４）からｘ番目のＦＩＲ係数
ｆｋ（ｋ＝６４×４＋ｘ）であることを示す。また、ｍ
は前記ずれτを６４で除算した少数部の値（０＜ｍ＜
１）である。

【００１４】図示するように、入力データ列ｉ４は、２
つのＦＩＲ係数値ｆｋ（ｋ＝６４×４＋ｘ、ｋ＝６４×
４＋ｘ＋１）の間にあり、その正確な位置はそれらを内
分する比（ｍ：１−ｍ）で与えられることから、入力デ
ータ列ｉ４のＦＩＲ係数値（ｋ４で示す）は前記２つの
ＦＩＲ係数値ｆｋを値ｍに応じて直線補間することによ
り求められる。図２の（ｂ）には、上記手法により入力
データ列ｉｎと直線補間により求めた対応するＦＩＲ係
数とを用いて正確な出力Ｑｎを得る式を示している。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図１の
手法によれば、４８ＫＨｚから４４．１ＫＨｚへ変換す
る際に、２１倍→１／２０倍→７倍→１／８倍というオ
ーバーサンプリングとデシメーションが必要となり、ロ
ーパスフィルタもそれらの各段において用いなければな
らなかった。

【００１６】その結果、変換比を多種類用意し、デシメ
ートの間引き数やインターポレートの「０」値挿入個数
を決定し、必要ならそれらの順序を変える、等の係数設
計に要する時間が増大し、またそれを実現する回路規模
も大きくなる等、処理コストが上昇するという問題があ
った。

【００１７】この場合、１回のオーバーサンプリング
（４４１倍）と１回のデシメーション（４８０分の１）
で処理することも考えられるが、本例のように変換比が
有理数であってその分子及び分母の値が大きくなると、
処理の途中でＦｓが非常に高くなってそれを処理するＤ
ＳＰ等の時間当たりの演算量が大幅に増大するという問
題があった。これを回避するため、結局は図１の例で示
したように多段階のインターポレートとデシメートの処
理を繰り返す必要があった。

【００１８】また、図２の手法によるＦＩＲフィルタを
用いた補間では、次数×オーバーサンプリング比だけの
係数を必要とするため、非常に多くの係数メモリを必要
とし、入出力Ｆｓ比が異なればそのたびに係数を計算し
なおす必要がある等の問題があった。図２の例でいえ
ば、ＦＩＲの点数が７でオーバーサンプリングが６４倍
であるため、４４８点もの係数を算出して保持する必要
があった。

【００１９】図８には、代表的なオーディオ信号のサン
プリング周波数（Ｈｚ）とそれら任意の組合せによる入
出力サンプリング周波数の変換比ｒ＝入力Ｆｓ／出力Ｆ
ｓを示している。例えば、入力サンプリング周波数が９
６００Ｈｚで出力サンプリング周波数が４８００Ｈｚの
場合の変換比はｒ＝２である。なお、図中で各太線枠内
の各々の変換比ｒの値は、隣接する斜め下方の太線枠内
の各々の値と同じくなる。従って、変換を行わないｒ＝
１の場合を除いて全ての組合せにおいて４８種類もの変
換比ｒの値が存在する。

【００２０】オーディオデータを処理し再生する際に
は、１種類のサンプリング周波数のみに対応して入力が
固定されており、それに使用するＤＡコンバータも決ま
っているような場合には、従来のオーバーサンプリング
とＦＩＲフィルタを用いた処理で実行可能である。

【００２１】すなわち、特定のサンプリング周波数に対
応したＤＡ変換器、帯域制限フィルタ等を用いてＡＤ変
換を行いアナログ信号を介してデータ変換を行うか、固
定された係数を有するＦＩＲ型フィルタを用いて帯域制
限及び補間を行うか、さらには直線補間を施す等の処理
が可能である。

【００２２】しかしながら、オーディオデータ再生処理
を行うＤＳＰなどでソフトウェア的に信号を処理する場
合は、図８に示したように入力として受け付けるフォー
マットを出来るだけ広範囲なものとし、入力データのサ
ンプリング周波数を固定しない方が望ましい。特に、こ
のようなＤＳＰはＭＰ３プレーヤーや携帯電話等のさま
ざまな機器に搭載される場合がある。

【００２３】このような機器では、一般に音質に対する
要求の差や目的の差に応じて、さまざまなサンプリング
周波数のＤＡコンバータが使用されており、上記ＤＳＰ
をこれらの機器に搭載できるようにするためにも、種々
の入出力サンプリング周波数の比に対応でき、プログラ
ムの構造や係数の変更が少なくて済むサンプリング周波
数変換装置を低演算量で実現することが望ましい。

【００２４】なお、ＦＩＲ型フィルタを用いて帯域制限
と補間を行う方法は例えば、パーソナルコンピュータや
ワークステーションでデータ変換を行う場合など、計算
資源の制約が少ない場合や変換すべきサンプリング周波
数の種類が少ない場合には依然有効である。

【００２５】そこで本発明の目的は、上記種々の問題点
に鑑み、異なるサンプリング周波数のデータ変換を全て
ＤＳＰ等を用いたデジタル形式で処理するサンプリング
周波数変換装置を提供することを目的とする。これによ
り、アナログ信号を介してデータ変換を行う場合の外来
雑音の影響を除去し、複数のサンプリング周波数に対応
させた場合の部品点数の増加が防止される。従って、携
帯電話機等の小型化が要求される機器への組み込む用途
にも適用し得る。

【００２６】また本発明の目的は、ＩＩＲ型フィルタを
用いて帯域制限を行い且つ多項式補間を行なうサンプリ
ング周波数変換装置を提供することを目的とする。これ
により、ＦＩＲ型フィルタと「０」値挿入とを用いた畳
み込み演算による補間方式における演算量や係数データ
数の増大が防止される。

【００２７】さらに本発明の目的は、位相データが有限
語長であるために生ずる変換前と変換後のサンプリング
周波数比に基づく位相誤差の累積加算を防止したサンプ
リング周波数変換装置を提供することを目的とする。こ
れにより、位相加算を繰り返すことで発生するノイズが
低減される。

【００２８】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、デジタ
ル音響信号データのサンプリング周波数変換装置であっ
て、デジタル音響信号データの帯域制限を行なうＩＩＲ
型フィルタと、デジタル音響信号データのサンプリング
周波数を多項式補間によって所定のサンプリング周波数
に変換する多項式補間部と、を備えるサンプリング周波
数変換装置が提供される。

【００２９】前記サンプリング周波数変換装置は、サン
プリング周波数変換による入出力位相の誤差を所定範囲
内に収めるために、変換前のサンプリング周波数と変換
後のサンプリング周波数とにより定まる所定周期毎に前
記入出力位相を初期化する位相管理部を有し、前記位相
管理部は前記入出力位相の初期化において前記出力位相
に対応する隣接入力位相間の位置を示す位相データを初
期化する。

【００３０】また、本発明によれば、デジタル音響信号
データのサンプリング周波数変換における位相管理装置
であって、デジタル音響信号データのサンプリング周波
数変換による入出力位相間の対応関係を維持すべく、変
換前のサンプリング周波数と変換後のサンプリング周波
数とにより定まる所定周期毎に、前記入出力位相間の累
積位相誤差であって所定値以下のものを初期化する位相
管理装置が提供される。

【００３１】

【発明の実施の形態】図３は、本発明によるサンプリン
グ周波数変換装置の基本構成を示したものである。図３
の（ａ）はダウンサンプリングの構成例を、そして図３
の（ｂ）はアップサンプリングの構成例をそれぞれ示し
ている。ダウンサンプリングとアップサンプリングとで
は、ＩＩＲフィルタ２０、２３と２次多項式補間部２
１，２３との位置が逆転している。これは前者が高いサ
ンプリング周波数の入力データ列から事前に高周波雑音
成分を除去することで、ダウンサンプリングの際に発生
する折り返し雑音を未然に防止しておく必要があるから
である。一方、後者は低いサンプリング周波数の入力デ
ータ列をアップサンプリングした後の高いサンプリング
周波数の出力データ列により発生する折り返し雑音を防
止する必要があるからである。

【００３２】本発明によるサンプリング周波数変換装置
では、ＩＩＲ型フィルタ２０、２４を帯域制限フィルタ
として使用し、且つ畳み込み演算ではなく２次多項式補
間部２１、２３で多項式補間を行う。これにより、演算
量や係数データの数が従来例に比して顕著に減少し、そ
の結果携帯電話や玩具等の演算量や保持するデータ量に
制約のある用途にも十分適用し得るサンプリング周波数
変換装置が実現できる。

【００３３】図４には、４次のバイカッド（Ｂｉｑｕａ
ｄ）型フィルタで構成したＩＩＲフィルタ２０、２４の
例を示している。このように、ＩＩＲフィルタ２０、２
４としては一般に２次のバイカッド型ＩＩＲフィルタを
基本単位としてそれを多段に縦続接続（本例では２段縦
続接続）することで任意の次数のＩＩＲフィルタが構成
される。一例として、従来のＦＩＲフィルタで構成され
た７次のローパスフィルタと同等の特性を４次のＩＩＲ
フィルタで構成することができる。なお、図示したＩＩ
Ｒフィルタの構成自体は公知のものであり、ここではそ
の動作について説明しない。

【００３４】帯域制限にＩＩＲフィルタを使用すること
で、比較的少ないフィルタの次数で急峻な帯域制限特性
が得られ、また種々の用途に応じてフィルタの次数を容
易に増減可能となる。なお、ＩＩＲフィルタは線形位相
を有しないという理由から従来はサンプリングレートコ
ンバータに用いられることは少なかったが、一般のユー
ザがオーディオデータを聴取する場合に、ＩＩＲフィル
タによって信号波形に位相歪みが生じても、人間の聴覚
は位相遅延に敏感でないため問題とならない場合が多
い。また、電子楽器、携帯電話、玩具、簡易な音楽プレ
ーヤ等には厳密な特性を要求しない商品も多数存在して
おり、それらにＩＩＲフィルタを用いる実益は大きいと
考えられる。

【００３５】図５は、本発明による２次多項式補間部２
１、２３の動作説明図である。図５において、入力タイ
ミングがｎ、ｎ＋１、及びｎ＋２番目の３つのサンプル
値をそれぞれＡ，Ｂ，Ｃとした場合に、出力すべきタイ
ミングが入力タイミングｎとｎ＋１番目の間でそれを
ｍ：１−ｍに内分する２次多項式補間の例を示してい
る。この時の出力値Ｙは、下記に示すｍに関する２次式
多項式で求まる。Ｙ＝Ａ＋（Ｂ−Ａ）ｍ＋（Ａ／２−Ｂ＋Ｃ／２）（ｍ−
１）ｍ

【００３６】図６には、直線補間、２次補間、及び３次
補間の各周波数特性の比較例を示している。Ｆｓの変換
に際しては元のサンプルになかった点が補間されるた
め、それによる周波数成分の折り返し雑音が発生する。
以下では、１次補間（直線補間）、２次補間、及び３次
補間の各周波数特性を比較する。

【００３７】図６において、従来の直線補間を用いる１
次補間（点線で示す）では、ナイキスト周波数のかなり
手前から減衰が開始され、通過帯域の平坦特性が満足で
きない。また、３次補間（細い実線で示す）の場合に
は、ナイキスト周波数までの周波数特性はフラットに近
く原音を損なわないが、図中の１０ラジアン近傍特性の
ようにナイキスト周波数以上での減衰が十分とれなくな
り、折り返し雑音に対して不利となる。さらに、図から
は明確でないが通過帯域の肩近傍でゲインが１以上のオ
ーバーシュートが生ずる点にも注意する必要がある。

【００３８】これらに対して、本発明による２次補間
（太い実線で示す）では、ナイキスト周波数付近の肩特
性は１次補間と３次補間との中間値となるが、３次補間
と比較してナイキスト周波数以上での減衰量（例えば、
１０ラジアン近傍の減衰特性、等）が最も大きく、全体
としては原音の周波数特性を損なうことなく、折り返し
雑音を最小に設定することができる。また、当然に２次
補間処理に要するハードウェア資源や演算量は３次補間
処理のものより有利である。

【００３９】このように、２次補間によれば、１次補間
及び３次補間よりも望ましい結果が得られる。すなわ
ち、２次多項式を用いたインターポレートを用いること
で、折り返し雑音の発生を最小限に押さえることがで
き、しかも原音の周波数特性を損なう程度が少ないとい
う効果が得られる。さらに、以降で説明する本発明の位
相管理を併用することで、多項式補間により任意の有理
数比の入出力サンプルレートに容易に対応できるという
顕著な効果も生ずる。

【００４０】図７は、本発明による位相管理部２２、２
５の動作原理を説明したものである。一般に、出力しよ
うとするサンプルの値を算出するためには、現在の出力
が入力サンプルのどの位置を補間して得られるのかを常
に把握しておく必要がある。そのため、本例では算出す
べき出力サンプルが処理の開始から何番めであるかを
「出力位相」と、そして入力サンプルが開始から何番め
であるかを「入力位相」と呼ぶ。

【００４１】出力位相は整数を考えればよいが、ある出
力位相に対応する入力位相はサンプル周波数比によって
は小数となり得る。ここでは、入力位相が小数になった
場合にその整数部を「入力インデクス」、小数部を「内
分比」と呼ぶことにする。さらに、サンプリング周波数
変換比「ｒ」をｒ＝入力Ｆｓ／出力Ｆｓと定義する。こ
れにより、入力位相は出力位相から入力位相＝出力位相
×ｒで求まり、出力位相が１づつインクリメントして行
くに連れて、入力位相も単純な掛け算又は出力位相まで
のｒの累積加算で求まることになる。

【００４２】しかしながら、実際にはハードウェア資源
の制限等からサンプリング周波数変換比ｒは有限語長と
なり、出力位相の累積値が大きくなるにつれてｒの誤差
が出力位相の値分だけ拡大される場合が生じ得る。後述
する出力巡回数が大きい場合の入力位相の算出において
は、この誤差が累積して行くと入力サンプル位置と出力
サンプル位置との間の正しい対応関係が取れなくなる場
合が生じる。

【００４３】このような場合を回避するため、一般に入
力サンプリング周期と出力サンプリング周期の最小公倍
数（ＬＣＭ）から成る周期毎に入出力位相値をリセット
する。それに対して本発明の位相管理では、前記最小公
倍数から成る周期を用いるよりも出力サンプル数によっ
てリセット時刻を管理する方が容易であるため、次の通
り「入力巡回数」と「出力巡回数」という概念を新に導
入する。

【００４４】すなわち、入力Ｆｓと出力Ｆｓの最大公約
数（ＧＣＭ）を求め、それにより入力巡回数＝入力Ｆｓ
／ＧＣＭ、そして出力巡回数＝出力Ｆｓ／ＧＣＭと定義
する。この定義により、ある入力と出力のサンプルが同
時刻にスタートしたならば、出力サンプルが出力巡回数
に達した時点で入力サンプルが入力巡回数に達すること
になる。

【００４５】語長制限の無い有理数のサンプル周波数変
換比ｒを用いた場合には、この時点で入力位相の値も整
数になる。しかしながら、実際にはサンプル周波数変換
比ｒの語長制限によって端数が生じるため、本発明では
入力位相の小数部が０．５を越えていなければこれを四
捨五入することにより誤差を排除する。

【００４６】以降では、図７を参照して上述した本発明
による位相管理の一例について説明する。先ず、同時に
出力位相と入力位相を０にリセットして入出力位相を同
時刻にスタートさせる。ここでは、サンプル周波数変換
比ｒ＝０．６６６・・・、そして入力巡回数＝３、及び
出力巡回数＝２の場合を示している。

【００４７】この場合、入力位相の誤差±αが最大にな
るのは出力が出力巡回数に達する時である。従って、誤
差の最大値｜α｜はサンプル周波数変換比ｒに含まれる
誤差×出力巡回数で与えられ、この場合の最大誤差は２
｜α｜となる。この誤差の値の絶対値が入力位相におい
て０．５未満であれば、入力サンプル位置と出力サンプ
ル位置との間の対応関係が崩れることはなく、それ以前
のリセットによって誤差の蓄積が回避できる。

【００４８】例えば、先に示した図８のＦｓ変換比の中
で、出力巡回数が最も大きいのは入力Ｆｓ＝１１０２５
Ｈｚ及び出力Ｆｓ＝３２０００Ｈｚのときである。この
時には前述した定義式からＧＣＭ＝２５、ｒ＝４４１／
１２８０であり、出力巡回数は１２８０となる。ここ
で、サンプル周波数変換比ｒを１６ビット符号無し固定
小数点で表すと、その最下位ビットが誤差範囲となる。
一方、２¹⁰＜１２８０＜２¹¹という関係から、誤差は最
下位から１２ビット目までに収まることになる。

【００４９】その結果、サンプル周波数変換比ｒを累積
加算して行く場合に、各小数部と整数部とをそれぞれ別
の変数として保持して各々の加算を１６ビットの演算精
度で行い、且つそれに本発明によるリセット処理を併用
することによって、誤差の無い補間演算が保証される。
従って、出力巡回数が１２８０以下のＦｓ変換、すなわ
ち図８の全てのＦｓ変換、について、入出力バッファの
サイズの制約等や演算誤差の累積を考慮する必要がなく
なる。

【００５０】このように、本発明による位相管理を用い
れば、サンプリング周波数変換前後のサンプリング周波
数に応じた周期で、位相データのうち少なくとも下位ビ
ットをリセットする機能によりノイズの発生が抑制さ
れ、入出力巡回数という概念の導入により入出力バッフ
ァのサイズによる制約のすくない位相管理が可能にな
る。

【００５１】

【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば、入
出力周波数比が変更された場合でも、ＩＩＲフィルタ係
数及び入出力巡回数のみを設定すればよく、各種製品へ
のサンプリング周波数変換器の導入が容易に実現され
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来のＦｓ変換の一例を示した図である。

【図２】従来の別のＦｓ変換の一例を示した図である。

【図３】本発明によるサンプリング周波数変換器の基本
構成を示した図である。

【図４】本発明によるＩＩＲフィルタの一構成例を示し
た図である。

【図５】本発明による２次多項式補間の説明図である。

【図６】１次補間、２次補間及び３次補間の各周波数特
性比較を示した図である。

【図７】本発明による位相管理の動作説明図である。

【図８】代表的なオーディオ信号の入出力サンプリング
周波数の変換比を示した図である。

【符号の説明】

１０、１３…インターポーレータ１２、１５…デシメータ１１、１４…ローパスフィルタ２０、２４…ＩＩＲフィルタ２１、２３…２次多項式補間部２２、２５…位相管理部

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5J022 AA01 BA02 CA08 CA10 CB06 CC03 CG01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】デジタル音響信号データのサンプリング
周波数変換装置であって、デジタル音響信号データの帯域制限を行なうＩＩＲ型フ
ィルタと、デジタル音響信号データのサンプリング周波数を多項式
補間によって所定のサンプリング周波数に変換する多項
式補間部と、を備えることを特徴とするサンプリング周
波数変換装置。
【請求項２】さらに、デジタル音響信号データのサン
プリング周波数変換による入出力位相間の対応関係を維
持すべく、変換前のサンプリング周波数と変換後のサン
プリング周波数とにより定まる所定周期毎に前記入出力
位相を初期化する位相管理部を有する、請求項１記載の
サンプリング周波数変換装置。
【請求項３】前記位相管理部は、前記入出力位相の初
期化において、出力位相に対応する隣接入力位相間の位
置を示し出力位相に応じて累積加算される位相データを
初期化する、請求項２記載のサンプリング周波数変換装
置。
【請求項４】前記多項式補間部は２次の多項式補間を
行なう、請求項１又は２記載のサンプリング周波数変換
装置。
【請求項５】デジタル音響信号データのサンプリング
周波数変換における位相管理装置であって、デジタル音響信号データのサンプリング周波数変換によ
る入出力位相間の対応関係を維持すべく、変換前のサン
プリング周波数と変換後のサンプリング周波数とにより
定まる所定周期毎に、前記入出力位相間の累積位相誤差
であって所定値以下のものを初期化することを特徴とす
る位相管理装置。