JPS63296511A - サンプリング周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ディジタルオーディオ機器に用いて好適な
サンプリング周波数変換装置に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、ディジタルオーディオ機器に用いられるサ
ンプリング周波数変換装置において、オーバーサンプリ
ングを行う手段としてＦＩＲフィルタと直線補間フィル
タとを設け、入力されるサンプリング周波数ｆ１のディ
ジタル信号を先ずＦＩＲフィルタにてオーバーサンプリ
ングし、更に、直線補間フィルタにより所定の周波数（
Ｍｘｋ×ｒ＋）までオーバーサンプリングした後に、（
Ｎｘｋ）個毎にサンプルデータを抽出するようにして、
サンプリング周波数ｆ　！　　（−Ｍ−ｆ　ｌ／　Ｎ）
のディジタル信号を間車な構成で、然も、音質を劣化さ
せることなく得るようにしたものである。

〔従来の技術〕

最近では、オーディオ機器のディジタル化が進められ、
例えば、高音質なディジタルオーディオ機器として、Ｃ
Ｄ（コンパクトディスク）プレーヤやＤＡＴ　（ディジ
タルオーディオチーブレコーダ）などが一般的に知られ
ている。

これらのディジタルオーディオ機器においては、用途や
技術的な背景によってサンプリング周波数が統一されて
おらず、異なるサンプリング周波数のものが、数多く提
案されている。例えば、ＣＤプレーヤにおいては、サン
プリング周波数が４４．１に’ｒＩｚとされ、ＤＡＴに
おいては、一般にサンプリング周波数が４８．０ＫＨｚ
とされている。

このため、サンプリング周波数の異なるディジタルオー
ディオ機器間において信号の授受が必要とされる場合に
は、アナログ信号用の入出力端子が用いられて信号の授
受がなされる。つまり、一方の機器側において、ディジ
タルオーディオ信号をＤ／Ａ変換してローパスフィルタ
に供給し、アナログのオーディオ信号に一度戻した後に
、他方の機器に伝送し、他方側において再度、所定のサ
ンプリング周波数でＡ／Ｄ変換して所望のサンプリング
周波数のディジタルオーディオ信号を得るようにしてい
る。

〔問題点を解決するための手段〕

しかしながら、前述したように一度アナログ信号に戻し
て伝送し、再度Ａ／Ｄ変換する処理を行うと、量子化雑
音や歪が信号中に累積し、音質を劣化させる問題が生じ
る。このため、ディジタルオーディオ信号としての特徴
を損なうことがないサンプリング周波数変換装置が要望
されている。

そこで、このような問題を解決するために、アナログ信
号に戻すことなく、ディジタル信号のままでサンプリン
グ周波数を変換するサンプリング周波数変換装置が提案
されているが、このような装置においては、複雑な処理
を要する補間フィルタ等を用いて任意のサンプリング周
波数に変換するため、回路が複雑となるばかりか、高価
なものとなる欠点を存するものであった。

従って、この発明の目的は、簡単な構成で音質を劣化さ
せることなく、入力ディジタル信号のサンプリング周波
数を変換することができ、然も、安価なサンプリング周
波数変換装置を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明では、サンプリング周波数ｆ、の入力ディジタ
ル信号をオーバーサンプリングして（Ｍ＋　ｘｒ、）の
サンプリング周波数に変換する手段１と、オーバーサン
プリングにより得られたディジタル信号に直線補間を行
い、更にＭ２倍にオーバーサンプリングして、（Ｍｌｘ
Ｍ！×ｆＩ）のサンプリング周波数に変換する手段２と
、（ＭＩＸＭ、＝Ｍｘｋ）倍とされたディジタル信号の
サンプルデータから（Ｎｘｋ）個毎にサンプルデータを
抽出し、入力ディジタル信号のサンプリング周波数ｆ、
に対して（ｆ＋　　：　Ｉｔ　−Ｎ　：Ｍ）の比となる
サンプリング周波数ｆｔのディジタル信号を得る手段３
とが設けられる。

〔作用〕

オーバーサンプリングを行う手段としてＦＩＲフィルタ
１と直線補間フィルタ２とが設けられ、ＦＩＲフィルタ
１において、サンプリング周波数ｆ　＋　　（＝４４．
１ＫＨｚ　）のディジタル信号が直線補間処理によって
特性の劣化が生じない程度のサンプリング周波数５　（
＝Ｍｌ　）　　［１までオーバーサンプリングされる。

ＦＩＲフィルタ１の出力が直線補間フィルタ２に供給さ
れ、直線補間フィルタ２において、更に、所定のサンプ
リング周波数１６０（”　Ｍ＋　Ｘ　Ｍｚ　−Ｍ　Ｘ　
ｋ　）　ｆ　ｌ　となるまでオーバーサンプリングされ
る。直線補間フィルタ２の出力がレート変換回路３に供
給され、レート変換回路３において、直線補間フィルタ
２からのディジタルオーディオ信号のサンプルデータか
ら１４７（−Ｎｘｋ）個毎にサンプルデータが抽出され
てサンプリング周波数が所望のｆｔ　　（−Ｍｆ＋　／
Ｎ−４８，０にＨｚ　）に変換される。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図面を参照して説明する。

第１図は、この発明の一実施例の全体的な構成を示すも
ので、第１図に示すようにサンプリング周波数変換装置
がＦ　Ｉ　Ｒ（Ｆｉｎｉｔｅ　ＩｍｐｕｌｓｅＲｅｓｐ
ｏｎｓ　：有限長インパルス応答）フィルタ１゜直線補
間フィルタ２．レート変換回路３により構成されている
。

第１図において、５で示される入力端子には、例えば、
ディジタルオーディオ機器からサンプリング周波数ｆ、
のディジタルオーディオ信号が供給される。入力端子１
からのディジタルの入力信号がＦＩＲフィルタ１に供給
される。

ＦＩＲフィルタ１は、入力されたディジタル信号の各サ
ンプルデータ間に所定個の０点を等間隔に挿入してオー
バーサンプリングを行い、サンプリング周波数を（Ｍｔ
Ｘｆ＋）に変換するもので、ＦＩＲフィルタ１の出力が
直線補間フィルタ２に供給される。

直線補間フィルタ２は、連続するサンプルデータ間を結
ぶ直線上に補間データを等間隔に挿入し、ＦＩＲフィル
タ１でオーバーサンプリングされたディジタルオーディ
オ信号に対して更にオーバーサンプリングを行い、サン
プリング周波数を（Ｍ、ＸＭ、Ｘｆ、−＝ＭＸｋＸｆｌ
　）に変換する。直線補間フィルタ２の出力がレート変
換回路３に供給される。

レート変換回路３は、所定のサンプルデータ毎にサンプ
ルデータの抽出処理を行って、直線補間フィルタ２から
供給されるディジタルオーディオ信号を最終的に所望の
サンプリング周波数ｆｔに変換する。このレート変換回
路３の出力が出力端子６から取り出される。

例えば、サンプリング周波数（ｆ　＋　−４４，１ＫＨ
ｚ）のディジタルオーディオ信号が入力端子に供給され
、最終的に出力端子６からサンプリング周波数（ｆ　ｚ
　−４８，０ＫＨｚ　）のディジタルオーディオ信号を
得る場合について第３図及び第４図を参照して説明する
。尚、この場合においては、（ｆｌ　：ｆ！−Ｎ：Ｍ−
１４７：１６０　’Ｊの整数比となるもので、（ｋ−１
）として（１４７：　１６０　）とする場合について説
明する。

サンプリング周波数（ｆ　、　−４４，１ＫＨ２）のデ
ィジタルオーディオ信号は、第４図Ａに示す周波数帯域
特性を存するもので、このディジタルオーディオ信号が
ＦＩＲフィルタ１に供給される。

ＦＩＲフィルタ１において、各サンプルデータ間に４個
の０点が等間隔に挿入されて、サンプリング周波数ｆ１
のディジタル信号が５　（−Ｍｌ　）倍にオーバーサン
プリングされる。つまり、ＦＩＲフィルタ１においてデ
ィジタルオーディオ信号のサンプリング周波数が５ｆ、
に変換され、第４図Ｂに示す周波数帯域特性とされる。

５ｆ１にオーバーサンプリングされたディジタルオーデ
ィオ信号が直線補間フィルタ２に供給される。

直線補間フィルタ２において、直線補間により更に、オ
ーバーサンプリングがなされ、サンプリング周波数が３
２（＝Ｍｓ）倍に変換される。例えば、第３図に示す連
続する２個のサンプルデータ４１．４２の値をＡ（４１
で示す）及びＢ（４２で示す）とし、挿入される補間デ
ータの値をＹ（４３で示す）とすると、 Ｙ＝　　（１−ａ）Ａ＋ａＢ の関係を満足するサンプルデータ４１及び４２を結ぶ一
点鎖線４４上の３１個の値が補間値として順次算出され
る。求められた３１個の補間データが２個のサンプルデ
ータ４１及び４２の間に等間隔で以て新たに挿入される
。

従って、直線補間フィルタ２から出力されるディジタル
オーディオ信号は、サンプリング周波数が更に３２倍と
されてｘ６０ｆ＋　とされ、第４図Ｃに示す周波数帯域
特性とされる。直線補間フィルタ２から出力される１６
０　ｆ　＋にオーバーサンプリングされたディジタルオ
ーディオ信号がレート変換回路３に供給される。尚、直
線補間処理は、インパルス応答が三角形となり、周波数
特性を劣化させるものであるが、ＦＩＲフィルタ１によ
り予め所定のサンプリング周波数（例えば５ｆ、）まで
オーバーサンプリングされているため、使用帯域内にお
ける特性の劣化が殆ど問題とならない。

レート変換回路３において、直線補間フィルタ２から供
給される１６０ｆ＋にオーバーサンプリングされたディ
ジタルオーディオ信号から１４７個のサンプルデータ毎
に１個の割合でサンプルデータの抽出処理がなされ、残
りの１４６個のサンプルデータが間引かれる。

従って、レート変換回路３から出力されるディジタル信
号は、サンプリング周波数がｒｔ（＝ｉ６０　ｆ　＋　
／　１４７　＝４８．０ＫＨｚ　）とされて第４図りに
示す周波数帯域特性とされる。この所望のサンプリング
周波数とされたディジタルオーディオ信号が出力端子６
から取り出される。

第２図は、前述した一実施例における直線補間フィルタ
２及びレート変換回路３の具体的な構成の一例を示すも
ので、第１図における各部と同一の部分には、対応する
ように同一の符号が付されている。

第２図示すように、直線補間フィルタ２が１ワ一ド分の
容量を有する２個のメモリ２１，２２、減算器２３、ｍ
ビットシフト回路２４．２個の加算器２５．２７及びＤ
型のフリップフロップ２６により構成されている。また
、レート変換回路３が１　／１４７分周回路３１及びサ
ンプリング用のＤ型のフリップフロップ３２により構成
されている。

ＦＩＲフィルタ１において５　（＝Ｍｌ　）倍にオーバ
ーサンプリングされたディジタルオーディオ信号が１ワ
一ド分の容量を有するメモリ２１に供給される。メモリ
２１にサンプルデータがワード単位で順次書き込まれ、
１ワ一ド分だけ遅延されて読み出される。メモリ２１の
出力がメモリに２２に供給されると共に、減算器２３に
供給される。

メモリ２２においても同様にディジタル信号が１ワ一ド
分だけ遅延され、メモリ２２の出力が減算器２３に供給
されると共に、加算器２７に供給される。

減算器２３において、メモリ２１からの出力からメモリ
２２の出力が減算され、この減算出力がｍビットシフト
回路２４に供給される。例えば、第３図において４１で
示すＡの値のサンプルデータがメモリ２１から読み出さ
れ、第３図において４２で示すＢの値のサンプルデータ
がメモリ２２から読み出されたものとすると、減算器２
３において、（Ａ−Ｂ）の減算処理がなされて差分値Δ
１　（第３図参照）が求められる。得られた差分値Δｉ
が出力され、ｍビットシフト回路２４に供給される。

ｍビットシフト回路２４は、連続するサンプルデータ間
を等分割する各点に対応した差分値をビットシフトによ
る除算処理で求めるもので、減算器２３からの減算出力
が高速に然も丸め誤差等を伴うことなく１／２烏とされ
る。例えば、前述したように（Ｍｚ　＝　３２　）に選
定されている場合には、（ｍ＝５）とされてサンプルデ
ータが５ビット下位にシフトされる。減算器２３からの
差分値Δ１を１／３２とすることで各等分割点に対応し
た差分値が求められ、この差分値が加算器２５に供給さ
れる。

加算器２５には、Ｄ型のフリップフロップ２６の出力が
供給されるように構成されており、加算器２５において
、ｍビットシフト回路２４から出力された差分値が所定
のタイミングで繰り返し加算されて累算される。つまり
、フリップフロップ２６のクロック入力端子には、端子
７から１６０（−Ｍ＋　ＸＭｚ　＝５Ｘ２’　）ｆｌの
クロック信号が供給されているため、ｍビットシフト回
路２４から出力される差分値が変化する次のサンプルデ
ータが供給されるまでの間に、加算器２５において、３
２回にわたって繰り返し差分値が加算される。順次求め
られる累算出力がフリップフロップ２６を介して加算器
２７に供給される。

加算器２７には、メモリ２２からの出力が供給されてい
るため、加算器２７においてメモリ２２の出力とフリッ
プフロップ２６の出力とが加算される。例えば、第３図
において４２で示すＢの値のサンプルデータがメモリ２
２から読み出されたものとすると、順次求められる累算
出力にＢの値（第３図におけるΔ２）が加算されること
により補間値が算出され、この補間値が出力される。

従って、加算器２７から得られる出力には、連続するサ
ンプルデータ間に新たに３１個の補間データが等間隔に
挿入されたものとされ、サンプリング周波数が３２倍に
変換されたものとなる。加算器２７から出力されるサン
プリング周波数１６０ｒＩのディジタルオーディオ信号
がレート変換回路３を構成するＤ型のフリップフロップ
３２に供給される。

サンプリング用のフリップフロップ３２のクロック入力
端子には、端子７からの１６Ｏｆ＋のクロック信号を１
／１４７分周回路３１に供給して得られる１６０　ｆ　
、　／１４７のクロック信号が供給される構成とされて
いる。このため、加算器２７からのディジタルオーディ
オ信号の所定のタイミングのものがフリップフロップ３
２により保持されて出力される。つまり、加算器２７か
らのディジタルオーディオ信号のサンプルデータが１４
７個毎に１個の割合で抽出され、残りの１４６個のサン
プルデータが間引かれることにより、サンプリング周波
数がｆ２に変換される。フリップフロップ３２の出力と
して得られるサンプリング周波数ｒ！のディジタルオー
ディオ信号が出力端子６を介して取り出される。

尚、この発明の一実施例においては、サンブリンク周波
数Ｍ　（ｆ、　　：　ｒ、　５ａｉｊＪ　：　Ｍ＝　１
４７：１６０）の整数比で表され、然も、（ｋ＝１）と
して（１６０：１４７）とする場合について説明したが
、（Ｍ、ｘＭ！−Ｍｘｋ）におけるｋの値を他の値とし
て（Ｎ　：　Ｍ）をに倍とするようにしても良い。例え
ば、（ｋ−２）として、例えば、（Ｍ、＝５）。

（ＭＩ”６４）とする場合には、端子７に供給するクロ
ック信号の周波数を３２０　ｆ　ｌ　として直線補間フ
ィルタ２を動作させ、直線補間フィルタ２において６４
倍にオーバーサンプリングしてサンプリング周波数を３
２Ｏｆ　＋　とし、分周回路３１の分周比を１　／２９
４として２９４個毎にサンプルデータを抽出するように
すれば良い。

また、この発明の一実施例においては、端子７からの周
波数（ＭＩ　ＸＭｚ　Ｘ　ｆ　＋　）のクロック信号を
分周回路３１にて分周し、得られたクロックｆ言号を用
いてサンプリング用のフリップフロップ３２を動作させ
る構成について説明したが、端子７以外に別の端子を設
け、端子７のクロック信号と非同期な任意な周波数のク
ロック信号を供給してフリップフロップ３２を動作させ
、任意のサンプリング周波数に変換するようにしても良
い、また、この場合においては、複数のクロック信号を
合成してなる不等間隔のクロック信号を用いてフリップ
フロップ３２を動作させ、サンプリング周波数を変換す
ることも可能である。

〔発明の効果〕

この発明では、オーバーサンプリングを行う手段として
ＦＩＲフィルタと直線補間フィルタとが設けられ、ＦＩ
Ｒフィ“ルタにおいて、サンプリング周波数「、のディ
ジタル信号が直線補間処理によって特性の劣化が生じな
い程度のサンプリング周波数Ｍｌ　ｆｌまでオーバーサ
ンプリングされる。

ＦＩＲフィルタの出力が直線補間フィルタに供給され、
直線補間フィルタにおいて、更に、所定のサンプリング
周波数（Ｍ＋　ＸＭｔ　Ｘ　ｆ　、−Ｍｘに×ｒ１）と
なるまでオーバーサンプリングされる。

直線補間フィルタ２の出力がレート変換回路に供給され
、レート変換回路において、（Ｎ×ｋ）個毎にサンプル
データが抽出されてサンプリング周波数が所望のｆ　ｚ
　　（＝Ｍ　ｆ　＋　／　Ｎ）に変換される。

従って、この発明に依れば、アナログ信号に戻すことな
く、然も、直線補間による特性の劣化が影響しないよう
に処理されるため、入力ディジタル信号のサンプリング
周波数を音質を劣化させることなく、任意のサンプリン
グ周波数に変換することができる。

また、この発明の一実施例においては、直線補間フィル
タにおけるオーバーサンプリングの倍率が（Ｍｘ　−２
”　）　に選定され、（Ｍ　：　Ｎ）　テ表すれる比率
が所定の固定値とされているため、単純な補間処理を用
いて精度良く高速にオーバーサンプリングすることがで
き、容易にサンプリング周波数を所望のものに変換する
ことがことができる。

このため、ＬＳＩ化が容易となり、安価なサンプリング
周波数変換装置を提供することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の全体的な構成を示すブロ
ック図、第２図はこの発明の一実施例の具体的な構成を
示すブロック図、第３図はこの発明の一実施例における
直線補間フィルタの動作説明に用いる路線図、第４図Ａ
−Ｄはこの発明の一実施例における各部の周波数帯域特
性を示す路線図である。 図面における主要な符号の説明 １：ＦＩＲフィルタ、　　２：直線補間フィルタ。 ３：レート変換回路、　　５：入力端子、　　６：出力
端子、　　　２１，２２：メモリ、　　２３：減算器。 ２４：ｍビットシフト回路、　　　２５．２’７：加算
器、　　　２６．３２：Ｄ型のフリップフロップ。 ３１　：　１／１４７分周回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 サンプリング周波数ｆ＿１の入力ディジタル信号をオー
   バーサンプリングして、（Ｍ＿１×ｆ＿１）のサンプリ
   ング周波数に変換する手段と、 オーバーサンプリングにより得られたディジタル信号に
   直線補間を行い、更にＭ＿２倍にオーバーサンプリング
   して、（Ｍ＿１×Ｍ＿２×ｆ＿１）のサンプリング周波
   数に変換する手段と、 上記（Ｍ＿１×Ｍ＿２＝Ｍ×ｋ）倍とされたディジタル
   信号のサンプルデータから（Ｎ×ｋ）個毎にサンプルデ
   ータを抽出し、上記入力ディジタル信号のサンプリング
   周波数ｆ＿１に対して（ｆ＿１：ｆ＿２＝Ｎ：Ｍ）の比
   となるサンプリング周波数ｆ＿２のディジタル信号を得
   る手段と を備えたことを特徴とするサンプリング周波数変換装置
   。