JPH01233823A - デイジタル信号処理方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。

Ａ産業上の利用分野 Ｂ発明の概要 Ｃ従来の技術（第１図及び第６図） Ｄ発明が解決しようとする問題点（第１図及び第６図） Ｅ問題点を解決するための手段（第１図）Ｆ作用 Ｇ実施例（第１図〜第５図） （Ｇ１）第１の実施例（第１図〜第３図）（Ｇ２）第２
の実施例（第４図及び第５図）（Ｇ３）他の実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明はディジタル信号処理装置に関し、例えばＣＤ　
−ＲＯＭ　（ｃｏｍｐａｃｔ　ｄｉｓｋ　ｒｅａｄ　ｏ
ｎｌｙ　ｍｅｍｏｒｙ）にオーディオ信号等を情報圧縮
して記録、再生するようになされたディジタル信号処理
装置に通用して好適なものである。

Ｂ発明の概要 本発明は、ディジタル信号処理装置において、ストレー
トＰＣＭモードで低い周波数帯域の再量子化雑音信号を
抑圧することにより、耳障りな再量子化雑音の発生を有
効に回避することができる。

Ｃ従来の技術 従来、光記録媒体でなるＣＤ−ＲＯＭにおいては、その
記録フォーマットの１つにオーディオ信号等の音声信号
を併せて記録するようになされたＣ　Ｄ　−１＜ＣＤ−
１ｎｔｅｒｒａｃｔｉｖｅ　ｍｅｄｉａ）がある。

この場合ＣＤ−１においては、適応予測符号化法（ａｄ
ａｐｔｉｖｅ　ｐｒｅｄｉｃｔ”＋ｖｅ　ｃｏｄｉｎｇ
　：　Ａ　Ｐ　Ｃ）の手法を用いてオーディオ信号を符
号化して情報圧縮することにより、Ｓ／Ｎ比、明瞭度等
の劣化を未然に防止して高い記録密度で記録するように
なされたディジタル信号処理装置が提案されている（特
開昭５９−２２３０３２号公報、特開昭６１−１５８２
１７号公報、特開昭６１−１５８２１８号公報、特開昭
６１−１５８２１９号公報、特開昭６１−１５８２２０
号公報）。

すなわち第１図において、１は全体としてディジタル信
号処理装置１を示し、入力ディジタル信号Ｓ、を予測化
フィルタ２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄを介して加算器３Ａ
、３Ｂ、３Ｃ及び３Ｄに与えることにより、入力ディジ
タル信号Ｓ、と予測化フィルタ２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２
Ｄの出力信号との差信号３２Ａ％　Ｓ　２１１、ＳＺＣ
及びＳ２゜を得る。

予測化フィルタ２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄは、それぞれ
遅延回路６Ａ及び７Ａ、６Ｂ及び７Ｂ、６Ｃ及び７Ｃ５
６Ｄ及び７Ｄと重み付は回路８Ａ及び９Ａ、８Ｂ及び９
Ｂ、８Ｃ及び９Ｃ，８Ｄ及び９Ｄとで構成された２次の
フィルタ回路でなり、各重み付は回路８Ａ及び９Ａ、８
Ｂ及び９Ｂ、８Ｃ及び９Ｃ，８Ｄ及び９Ｄの重み付は係
数ＫＩＡ及びに２ＡＳＫＩＢ及びに２Ｂ、ＫＩＧ及びに
２ＣＳＫＩＤ及びに２Ｄが次式、 Ｋ　Ｉ　Ａ　＝１．８４２６　　、　　　Ｋ　２　Ａ　
＝　−０，８６４９・・・・・・　（１） ＫＩＢ±０．８７５．　　　Ｋ２Ｂ＝０・・・・・・　
（２） Ｋ　Ｉ　Ｃ＝１．５１５５　　、　　　Ｋ　２　Ｇ　＝
　−０，８１・・・・・・　（３） ＫｉＤ＝０．　　　　　　Ｋ２Ｄ＝０ ・・・・・・　（４） で表される値に設定されている。

従って第６図に示すように、予測化フィルタ２Ａ、２Ｂ
、２Ｃ及び２Ｄと加算器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ及び３Ｄは、
それぞれ曲線ＬＡ、ＬＢ、ＬＣ及びＬＤで表されるよう
な周波数特性を備えたフィルタ回路を構成し、当該周波
数特性で補正された人力ディジタル信号Ｓ１が予測残差
信号Ｓｚ＾、５ＺＩＩ、ＳＺＣ及びＳ２゜としてそれぞ
れＬワード遅延回路４Ａ、４Ｂ、４Ｃ及び４Ｄと最大絶
対値ホールド回路５Ａ、５Ｂ、５Ｃ及び５Ｄに与えられ
る。

かくして、加算器３Ａ〜３Ｄは、入力デイジタル信号釦
と、各予測化フィルタ回路２Ａ〜２Ｄの出力信号との差
信号ＳＺＡ”’Ｓｉｌ＋を出力する予測誤差検出手段を
構成する。

最大絶対値ホールド回路５Ａ、５Ｂ、５Ｃ及び５Ｄは、
それぞれ加算器３Ａ、３Ｂ、３Ｃ及び３Ｄから得られる
ディジタル信号を所定期間ごとに区切ってブロック化し
、各ブロックごとに最大絶対値を検出する。

予測レンジ適応回路１０は、当該検出結果に基づいてフ
ィルタ切換信号ＳＣＩを出力して各ブロックごとに選択
回路１１の接点を切り換え制御することにより、上記最
大絶対値が最も小さな予測残差信号Ｓｚａ、、　Ｓｚｍ
ＳＳｚｃ及びＳＺＯがＬワード遅延回路４Ａ、４Ｂ、４
Ｃ及び４Ｄ、選択回路１１を介して加算器１４に出力さ
れるようになされている。

従って加算器１４においては、各ブロックごとに最大絶
対値が最も小さな予測残差信号ＳＺＡ％ＳＺｌ、Ｓｚｃ
又は５２１１（以下最適予測残差信号と呼ぶ）が得られ
、かくして当該最適予測残差信号を再量子化して記録す
れば、少ないビット量で効率良く入力ディジタル信号Ｓ
１を記録することができる。

さらに予測レンジ適応回路１０は、乗算器１５にフロー
ティング信号Ｓｃ！を出力して最適予測残差信号をフロ
ーティング処理することにより、各ブロックごとに最適
予測残差信号の最大値が所定の信号レベルになるように
信号処理する。

再量子化器１７は、フローティング処理された最適予測
残差信号を再量子化して出力する。

かくして最適予測残差信号をフローティング処理した後
、再量子化して記録することにより、少ないピッ＋量で
効率良く入力ディジタル信号Ｓ。

を記録することができる。

ところで、この種のディジタル信号処理装置においては
、記録側で再量子化する際に量子化雑音の発生を避は得
す（以下再量子化雑音と呼ぶ）、このためノイズシェー
ビング回路２ｏを用いて信号対量子化雑音比（ＳＮＲ）
を改善するようになされたものが提案されている（ＩＥ
ＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　　ＯＮ　　ＡＣＯＵ
ＳＴＩＣＳ、５ＰＥＥＣＨ，ＡＮＤ　　５ＩＧＮＡＬ　
　ＰＲＯＣＥＳＳＩＮＧ。

ＶＯＬ、ＡＳＳＰ−２７，ＮＯ，３，ＪＵＮＥ　１９７
９、電子情報通信学会誌　４°８７　ＶＯＬ、７０．Ｎ
Ｏ，４頁３９２〜４ｏｏ）。

すなわちノイズシェービング回路２ｏにおいては、加算
器２４に再量子化器１７の入出力信号を与え、その結果
得られる量子化誤差信号Ｓアを、乗算器１５の逆特性の
乗算器１６を介してノイズフィルタ２３に与える。

ノイズフィルタ２３は、予測化フィルタ２Ａ〜２Ｄと同
様に遅延回路２５Ａ及び２６Ａと重み付は回路２７Ａ及
び２８Ａ″？！構成され、その出方信号を加算器２９を
介して乗算器１５に出力するようになされている。さら
にノイズフィルタ２３は、予測レンジ適応回路１ｏから
出力されるフィルタ切換信号ＳＣＩに基づいて重み付は
回路２７Ａ及び２８Ａの重み付は係数ＫＡ及びＫＢを、
最適予測残差信号に応じて（１）弐〜（４）式の間で切
り換えるようになされている。

従って、当該ノイズフィルタ２３を介して最適予測残差
信号に対応して周波数特性が補正された量子化誤差信号
が得られ、再量子化器１７を介して再量子化雑音のスペ
クトラム形状を平坦にすることにより、再量子化雑音の
エネルギーを最も小さくしてなる記録信号ＳＬＩを得る
ことができる。

かくして、　記録信号ＳＬＩを、フィルタ切換信号Ｓｅ
ｔ及びフローティング信号Ｓｅｔと共に光記録媒体に記
録した後、光記録媒体から得られる再生信号を乗算器１
６と同一特性の乗算器３０、最適予測残差信号に対応し
て周波数特性が切り換わるフィルタ３１及び加算器３２
を用いて復号することにより、オーディオ信号でなる入
力ディジタル信号をＳ／Ｎ比、明瞭度等の劣化を未然に
防止して高い記録密度で記録することができる。

Ｄ発明が解決しようとする問題点 ところで、この種のディジタル信号処理装置においては
、信号対量子化雑音比の改善が未だ不十分な問題があっ
た。

すなわち、入力ディジタル信号ＳＩのスペクトラム形状
が高い周波数側で強調されている例えばトライアングル
の音や鈴虫の鳴き声が入力された場合、中低域の周波数
帯域で耳障りな再量子化雑音が出力される問題がある。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、耳障りな
信号対量子化雑音比の発生を有効に回避することができ
るディジタル信号処理装置を提案しようとするものであ
る。

Ｅ問題点を解決する手段 かかる問題点を解決するため本発明においては、複数の
予測化フィルタ２Ａ、２Ｂ、２Ｇ、２Ｄと、複数の予測
化フィルタ２Ａ、２Ｂ、２Ｃ，２Ｄの入力信号Ｓｔ及び
出力信号の差信号Ｓ　２Ａ％　Ｓ　ｚｌ−。

Ｓ２い５ＺＩＩを出力する予測誤差検出手段３Ａ、３Ｂ
、３Ｃ１３Ｄとを有し、差信号Ｓ２Ａ％　ＳＺ□、Ｓ２
いＳＡＤを選択して再量子化することにより、複数の予
測化フィルタ２Ａ、２Ｂ、２Ｇ、２Ｄの入力信号Ｓ、を
符号化して出力するようになされたディジタル信号処理
装置１において、差信号Ｓ　ＺＡ％　Ｓ　２１％　Ｓ　
ｚｃｚ　Ｓ　ｚｏの１つは・入力信号Ｓ。

と同じ周波数特性でなるように、予測化フィルタ２Ｄを
選定し、当該予測化フィルタ２Ｄから得られる差信号Ｓ
２゜を選択して再量子化する際に、再量子化の際に生じ
る再量子化誤差信号の低い周波数側を抑圧して出力する
ようにする。

Ｆ作用 入力信号Ｓ１と同じ周波数特性でなる差信号ＳＺＤが選
択された場合、再量子化の際に生じる再量子化誤差信号
の低い周波数側を抑圧するようにすれば、聴感上、信号
対量子化雑音比を改善することができ、耳障りな再量子
化雑音の発生を有効に回避することができる。

Ｇ実施例 以下図面について、本発明の一実施例を詳述する。

（Ｇ１）第１の実施例 第１図に示すように、この実施例においては、フィルタ
２Ｄを介して得られる予測残差信号が最適予測残差信号
として選択された場合（以下ストレー）　Ｐ　ＣＭ　（
ｐｕｌｓｅ　ｃｏｄｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）モード
と呼ぶ）、ノイズフィルタ２３の重み付は係数ＫＡ又は
ＫＢＯ値を従来の値Ｏに代えて、２つの内の少なくとも
１つをＯ以外の値に設定する。

実際上、スペクトラム形状が高い周波数側で強調された
入力ディジタル信号Ｓ１が入力された場合、各加算器２
Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄを介して得られる予測残差信号
においては、加算器２Ｄを介して得られる予測残差信号
の信号レベルが最も小さな信号レベルになり、その結果
当該予測残差信号Ｓ２゜が選択されて再量子化器１７に
入力される（すなわちストレートＰＣＭモードが選択さ
れる）。

従って、このとき重み付は係数ＫＡ又はＫＢの内の少な
くとも１つを０以外の値に設定することにより、ノイズ
フィルタ２３を介して量子化誤差信号のうち低い周波数
の信号成分が大きな帰還量で帰還されるようになり、こ
れにより重み付は係数ＫＡ又はＫＢが値０に設定されて
従来平坦なスペクトラム形状でなる再量子化雑音を、低
い周波数側を抑圧したスペクトラム形状に切り換えるこ
とができる。

その結果、再量子化器１７を介して出力される再量子化
雑音においては、低い周波数側が抑圧された分、高い周
波数側が強調されたスペクトラム形状で出力される。

実際上、第２図及び第３図において、それぞれ周波数４
００（ｋＨｚ）及び２４００　（ｋＨｚ）の純音のマス
キング効果を示すように、入力信号に対して雑音の周波
数が高い場合、聴感上雑音成分の知覚量を低下させるこ
とができる。

ところが、これとは逆に入力信号に対して、雑音の周波
数が低い場合、人力信号の知覚量が低下して再量子化雑
音が耳障りになる問題がある。

特に入力ディジタル信号Ｓｌのスペクトラム形状が高い
周波数側で強調された場合に選択されるストレートＰＣ
Ｍモードにおいては、再量子化雑音のスペクトラム形状
を平坦にして、そのエネルギーが最も小さくなるように
しても、入力ディジタル信号Ｓ＋に対する再量子化雑音
のレベル差が相対的に低い周波数側で低下する結果、耳
障りな再量子化雑音が発生する。

従ってこのようにストレートＰＣＭモードにおいて、再
量子化雑音のスペクトラム形状を、低い周波数側を抑圧
して高い周波数側を強調するようにすれば、その分聴感
上の信号対量子化雑音比を改善することができる。

かくして、ストレートＰＣＭモードにおいて、再量子化
雑音のスペクトラム形状を低い周波数側で抑圧すること
により、聴感上の信号対量子化雑音比を改善することが
でき、その分耳障りな再量子化雑音の発生を有効に回避
することができる。

以上の構成において、入力ディジタル信号ｓＩは、予測
化フィルタ２Ａ、２Ｂ、２Ｃ及び２Ｄと加算器３Ａ、３
Ｂ、３Ｃ及び３Ｄで構成されたフィルタを介して所定の
周波数特性に補正された予測残差信号５２Ａ−３Ｚ１１
が選択回路１１に入力される。

その結果選択回路１１を介して、所定期間ごとに当該期
間の間の最大絶対値が最も小さな予測残差信号ＳＺＡ”
ＳＺＤが選択されて最適予測残差信号として出力され、
再量子化器１７を介して再量子化される。

さらに、再量子化器１７の入出力信号から加算器２４を
介して量子化誤差信号Ｓえが得られ、当３９量子化誤差
信号Ｓ、がノイズフィルタ２３を介して再量子化器１７
に帰還される。

このとき、ストレートＰＣＭモードにおいては、ノイズ
フィルタ２３の重み付は係数ＫＡ又はＫＢの内の少なく
とも１つが０以外の値に設定されることにより、量子化
誤差信号のうち低い周波数の信号成分が大きな帰還量で
帰還されるのに対し、それ以外の動作モードにおいては
、対応する予測化フィルタ２Ａ〜２Ｃの周波数特性で補
正されて帰還される。

これにより、ストレートＰＣＭモードにおいて、再量子
化雑音を低い周波数側で抑圧して出力することができる
。

かくして最適予測残差信号をフローティング処理した後
、再量子化して記録することにより、少ないビット数で
効率良く入力ディジタル信号Ｓ。

を記録することができると共にストレートＰＣＭモード
において、再量子化雑音のスペクトラム形状を、低い周
波数側で抑圧して出力することにより、聴感上の信号対
量子化雑音比を改善することができる。

以上の構成によれば、ストレートＰＣＭモードにおいて
、再量子化雑音のスペクトラム形状を、低い周波数側で
抑圧して出力することにより、聴感上の信号対量子化雑
音比を改善することができ、その分耳障りな再量子化雑
音の発生を有効に回避することができる。

（Ｇ２）第２の実施例 第４図に示すように、ディジタル信号処理装置４０にお
いては、入力ディジタル信号Ｓ、をプリエンファシス回
路４１を介してブロック内最大値検出比較回路４２、和
分処理回路４３及び差分処理回路４４に与える。

和分処理回路４３は、入力ディジタル信号Ｓ。

を構成する各ディジタルデータについて、所定量だけ重
み付けした１サンプリング周期前のディジタルデータと
加算出力することにより、和分ＰＣＭモードに対応した
和分ディジタル信号Ｓ　ＭＤＩＩをブロック内最大値検
出比較回路４２に与える。

これに対して差分処理回路４４は、所定量だけ重み付け
した１サンプリング周期前のディジタルデータと減算出
力することにより、差分ＰＣＭモードに対応した差分デ
ィジタル信号Ｓ　ｓｕｍをブロック内最大値検出比較回
路４２及びブロックメモリ４６に与える。

ここで和分ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭモードは、入力
ディジタル信号ＳＩを構成するディジタルデータついて
、それぞれ隣接するサンプリング点における波高値の和
分値及び差分値を再量子化するもので、これに対してス
トレートＰＣＭモードは、入力ディジタル信号Ｓ、を直
接再量子化するモードでなることから、ブロック内最大
値検出比較回路４２に直接入力される入力ディジタル信
号Ｓ１がストレー）ＰＣＭモードに対応したディジタル
信号に相当する。

さらに第５図に示すように、例えばサンプリング周波数
ｆｓを２０　（ｋＨｚ）　、量子化ビット数を８ビツト
に設定した場合、それぞれストレー）ＰＣＭモード、和
分ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭモー・ドで得ることがで
きるダイナミックレンジは、直線ＬＢ、ＬＦ及びＬＧで
表される。

すなわち、入力信号の周波数ｆ１がサンプリング周波数
ＦＳに比して、次式、 ｆｌ＜ｆｓ／６　　　　　　　　　・・・・・・（５）
で表される範囲においては、差分ＰＣＭモードで最も大
きなダイナミックレンジを得ることができるのに対し、
それぞれ次式 ％式％（６） ｆ　ｓ／３＜　ｆ　　１　　　　　　　　　　　　−−
　　（７）で表される範囲においては、ストレートＰＣ
Ｍモード及び和分ＰＣＭモードで最も大きなダイナミッ
クレンジを得ることができる。

従って入力ディジタル信号ＳＩのスペクトラム形状が低
い周波数側が強調されている場合、高い周波数側が強調
されている場合、又は特に高い周波数側が強調されてい
る場合、それぞれ差分ＰＣＭモード、ストレートＰＣＭ
モード又は和分ＰＣＭモードに切り換えて入力ディジタ
ル信号Ｓ、を再量子化して出力すれば、少ないビットＩ
で高品質のディジタル信号を得ることができる。

かくして、この実施例においては、和分処理回路４３及
び差分処理回路４４が、それぞれ和分ＰＣＭモード及び
差分ＰＣＭモードの予測化フィルタ及び予測誤差検出手
段を構成するのに対し、入力ディジタル信号Ｓ、を直接
ブロック内最大値検出比較回路４２に入力することによ
り、ストレートＰＣＭモードの予測化フィルタ及び予測
誤差検出手段が構成されている。

ブロック内最大値検出比較回路４２は、入力ディジタル
信号ＳＩ、和分ディジタル信号５ＡＤＤ及び差分ディジ
タル信号ｓ　ｓａｗをそれぞれ所定期間ごとに分割する
ことにより、ブロック化し、各ディジタル信号Ｓ＋　、
５Ａｎｏ及びＳ　！０１１ごとに各ブロック内の最大絶
対値を検出する。

さらに、ブロック内最大値検出比較回路４２は、当該各
ブロック内の最大絶対値を各ディジタル信号３１．５Ａ
ＤＤ及びＳ３□間で、各ブロックごとに比較し、最大絶
対値が最も小さいディジタル信号Ｓ＋　ｓ　５ＡＤＤ又
はｓ　ｓｕｍを検出する。

従ってブロック内最大値検出比較回路４２においては、
ストレートＰＣＭモード、和分ＰＣＭモード及び差分Ｐ
ＣＭモードの中で、最も大きなダイナミックレンジで入
力ディジタル信号Ｓ、を再量子化することができる動作
モードを検出することができる。

モード選択アダプティブ情報算出回路４７は、ブロック
内最大値検出比較回路４２の検出結果に基づいてモード
切換信号ＯＳ＋をモード切換処理回路４８、マルチプレ
クサ４９及びノイズシェービング回路５０に出力すると
共にアダプティブ情報ＤＳＺを再量子器５２に出力する
。

モード切換処理回路４８は、ブロックメモリ４６を介し
て差分ディジタル信号Ｓ　３Ｕｌを受け、モード切換信
号Ｄｉ＋に応じてそれぞれ各ブロックごとに、当該差分
ディジタル信号ｓ　ｓｕｍからストレー　１−１）　Ｃ
Ｍモード、和分ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭモードのデ
ィジタル信号（すなわち、入力ディジタル信号ＳＩ、和
分ディジタル信号Ｓ　ＡＤＤ及び差分ディジタル信号ｓ
　ｓｕｍでなる）を合成して加算器５１を介して再量子
化器５２に出力する。

再量子化器５２は、アダプティブ情報り。に基づいて、
上記最大絶対値に応じた量子化ステップ幅でモード切換
処理回路４８から出力されるディジタル信号を再量子化
してマルチプレクサ４９に出力する。

これに対して逆再量子化器５３は、再量子化器５２とは
逆に再量子化器５２を介して得られるディジタル信号を
再量子化して加算器５４に出力する。

加算器５３は、当該出力信号を再量子化器５２の入力信
号と共に受け、その差信号を遅延回路５５及び係数乗算
器５６を介して加算器５１に帰還する。

従ってノイズシェービング回路５０においては、加算器
５４を介して再量子化器５２の再量子化誤差信号が得ら
れ、当該再量子化誤差信号が係数乗算器５６の重み付は
係数の値に応じた所定の周波数特性に補正されて再量子
化器５２に帰還されるようになされている。

系数乗算器５６は、アダプティブ情報Ｄ３□に基づいて
、重み付は係数の値Ｋを切り換え、これにより当該遅延
回路５５及び系数乗算器５６の周波数特性を当該ディジ
タル信号処理装置４０の動作モードに応じて切り換える
ようになされている。

すなわち、和分ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭモードにお
いては、それぞれ和分処理回路４３及び差分処理回路４
４の周波数特性と同じ周波数特性になるように重み付は
係数の値Ｋを切り換え、再量子化雑音が耳障りになるス
トレートＰＣＭモードにおいては、重み付は係数を値０
．７に切り換える。

その結果、和分ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭモードにお
いては、平坦なスペクトラム形状でなる再量子化雑音が
得られるのに対し、ストレートＰＣＭモードにおいては
、重み付は係数を値０．７に切り換えた分低い周波数帯
域が抑圧されて高い周波数帯域が強調されたスペクトラ
ム形状の再量子化雑音を得ることができる。

かくしてマルチプレクサ４９を介して、適応予測符号化
法の手法を用いてストレー）ＰＣＭモード、和分ＰＣＭ
モード及び差分ＰＣＭモードの間で、最も大きなダイナ
ミックレンジで入力ディジタル信号Ｓ、を再量子化する
動作モードを順次選択して、当該入力ディジタル信号Ｓ
、を再量子化してなる記録信号ＳＬＩを得ることができ
、その際再量子化雑音が耳障りになるストレー）ＰＣＭ
モードにおいて再量子化雑音のスペク（・ラム形状を低
い周波数帯域で抑圧することにより、耳障りな再量子化
雑音の発生を有効に回避することができる。

第２の実施例において、入力ディジタル信号Ｓ１が、ブ
ロック内最大値検出比較回路４２に直接入力されると共
に和分処理回路４３及び差分処理回路４４を介して入力
され、ストレートＰＣＭモード、和分ＰＣＭモード及び
差分ＰＣＭモードの内で、所定のブロックごとに最も大
きなダイナミックレンジを得ることができる動作モード
が検出される。

当該検出結果に応じてモード切換処理回路４８からスト
レー）ＰＣＭモード、和分ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭ
モードのディジタル信号が得られ、再量子化器５２を介
して再量子化される。

このとき、加算器５４を介して得られる再量子化誤差信
号が、和分ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭモードにおいて
は、それぞれ和分処理回路４３及び差分処理回路４４の
周波数特性と同じ周波数特性のノイズフィルタ５０を介
して再量子化器５２に帰還されるのに対し、ストレート
ＰＣＭモードにおいては、低い周波数帯域が強調されて
帰還される。

その結果、和分ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭモードにお
いては、平坦なスペクトラム形状でなる再量子化雑音が
得られるのに対し、ストレートＰＣＭモードにおいては
、低い周波数帯域で抑圧されたスペクトラム形状でなる
再量子化雑音が得られ、かくしてマルチプレクサ４９を
介して、適応予測符号化法の手法を用いてストレー）Ｐ
ＣＭモード、和分ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭモードの
間で、最も大きなダイナミックレンジで入力ディジタル
信号Ｓｌを再量子化した記録信号を得ることができると
共に、耳障りな再量子化雑音の発生を有効に回避するこ
とができる。

第２の実施例によれば、ストレートＰＣＭモード、和分
ＰＣＭモード及び差分ＰＣＭモードの間で、動作モード
を切り換えるような場合でも、再量子化雑音信号のスペ
クトラム形状をストレートＰＣＭモードで低い周波数帯
域で抑圧することにより、第１の実施例と同様の効果を
得ることができる。

（Ｇ３）他の実施例 なお上述の実施例においては、本発明をＣＤ−夏フオー
マットのディジタル信号処理装置に適用した場合及び和
分、差分及びストレートＰＣＭモードで適応予測化する
場合について述べたが、本発明はこれに限らず、要は入
力信号を適応予測化して記録、再生、伝送する場合にお
いて、このうちのストレー）ＰＣＭモードで再量子化雑
音を低減する場合に広く適用することができる。

Ｈ発明の効果 以上のように本発明によれば、再量子化雑音のスペクト
ラム形状をストレートＰＣＭモードで低い周波数帯域を
抑圧することにより、聴感上の信号対量子化雑音比を改
善することができ、かくして耳障りな再量子化雑音の発
生を有効に回避することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明によるディジタル信号処理装置の一実施
例を示すブロック図、第２図及び第３図は、その動作の
説明に供する特性曲線図、第４図はその第２の実施例を
示すブロック図、第５図はその動作の説明に供する特性
曲線図、第６図は従来のディジタル信号処理装置の動作
の説明に供する特性曲線図である。 １．４０・・・・・・ディジタル信号処理装置、２Ａ、
２Ｂ、２Ｃ２２Ｄ・・・・・・予測化フィルタ、１７．
５２・・・・・・再量子化器、２３．５０・・・・・・
ノイズフィルタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 複数の予測化フィルタと、 上記複数の予測化フィルタの入力信号及び出力信号の差
   信号を出力する予測誤差検出手段とを有し、上記差信号
   を選択して再量子化することにより、上記複数の予測化
   フィルタの入力信号を符号化して出力するようになされ
   たディジタル信号処理装置において、 上記差信号の１つは、上記入力信号と同じ周波数特性で
   なるように、上記予測化フィルタを選定し、 当該予測化フィルタから得られる差信号を選択して再量
   子化する際に、上記再量子化の際に生じる再量子化誤差
   信号の低い周波数側を抑圧して出力するようにした ことを特徴とするディジタル信号処理装置。