DE68927483T2

DE68927483T2 - Verfahren und Einrichtung zur Digitalsignalverarbeitung

Info

Publication number: DE68927483T2
Application number: DE68927483T
Authority: DE
Inventors: Kenzo Akagiri; Naoto Iwahashi; Hiromi Setoguchi
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1988-02-29
Filing date: 1989-02-27
Publication date: 1997-04-03
Anticipated expiration: 2009-02-28
Also published as: EP0331405B1; US5070515A; DE68927483D1; KR890013877A; KR0171397B1; ATE145775T1; EP0331405A2; EP0331405A3

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Verarbeitung eines digitalen Signals, insbesondere auf ein Verfahren und eine Vorrichtung, die zur Verwendung bei der Aufzeichnung, Wiedergabe und Übertragung eines Audiosignals oder dergleichen mit einer hohen Qualität geeignet ist.
Bei dem digitalen Signalverarbeitungsgerät der oben erwähnten Art sind einige konventionelle Beispiele bekannt, die das Verfahren zur adaptiven Vorhersagecodierung (APC) verwenden, um ein Audiosignal zu übertragen, um damit eine hohe Wirksamkeit bei der Übertragung zu erzielen, wobei eine Verschlechterung des Signal-Rausch-Verhältnisses und der Verständlichkeit vermieden wird, wie dies in den japanischen offengelegten Patentschriften Nr. 59-223033, 60-223034, 61- 158217 und 61-158218 offenbart ist.
Bei einem digitalen Mitkopplungs-und Rückkopplungs- Signalverarbeitungsgerät, welches zur Übertragung eines digitalen Eingangssignals bestimmt ist, wird bei Verwendung einer solchen adaptiven Vorhersagecodierung das digitale Eingangssignal durch das Verfahren der linearen Vorhersagecodierung (LPC) requantisiert.
Wenn das Signal auf der Übertragungsseite im digitalen Signalverarbeitungsgerät der oben erwähnten Art requantisiert wird, ist es unmöglich, die Erzeugung von Rauschen (anschließend als Requantisierungs-Rauschen bezeichnet) zu vermeiden. Um dieses Problem zu lösen, sind Vorrichtungen vorgeschlagen worden, um das hörbare Signal-Quantisierungs- Rausch-Verhältnis (SNR) durch Anwendung des Rausch-Formungs- Verfahrens zu verbessern. (IEEE Transcation on Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol ASSP- 27, No. 3, June 1979, pp. 247-254; Journal of Electronic Data Communication Society, April 1987, Vol 70, No. 4, pp. 392-400; japanisches offengelegtes Patent Nr. 59-223032, 60-103746 und 61-158220).
Die US-A 4 133 976, auf der der Oberbegriff der unabhängigen Patentansprüche basiert, offenbart ein adaptives Filter, welches ein Quantisierungs-Fehler-Rauschen in Spektralspitzen entsprechend den Zeitänderungsformatbereichen eines Eingangssignalsprachspektrums konzentriert.
Bei dem digitalen Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgerät, wo lediglich ein einzelnes Vorhersagefilter verwendet wird, kann der Gesamtaufbau verglichen mit dem digitalen Mitkopplungs-Signalverarbeitungsgerät vereinfacht werden.
Daher wird ähnlich wie bei dem Fall, wo Rausch-Formungsmittel für das digitale Mitkopplungs-Signalverarbeitungsgerät verwendet werden, die Anwendung dieser Rausch-Formungsmittel auf das digitale Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgerät als effektiv angesehen, um den Gesamt-Geräteaufbau zu vereinfachen.
Bei der Anwendung der Rausch-Fornungsmittel auf das digitale Rückkopplungs-Verarbeitungsgerät tritt jedoch die Notwendigkeit auf, ein kompliziertes, selektives Umschalten der Rauschfilter-Charakteristik simultan mit den Vorhersagefilter konform mit dem digitalen Eingangssignal durchzuführen, wodurch ein anderes Problem auftritt, welches den Gesamtaufbau kompliziert macht und die erforderliche Verarbeitungszeit verlängert.
Darüber hinaus ist es sowohl bein Mitkopplungs- als auch beim Rückkopplungs-Typus unmöglich, ausreichende Verbesserungen zu erzielen, wenn lediglich die Rausch-Formungscharakteristik so eingestellt wird, daß sie mit der Eingangssignal-Frequenz-Charakteristik übereinstimmt.
Da der Ausblendungsseffekt eine unsymmetrische Charakteristik in bezug auf die Frequenz hat, ist ein zufriedenstellender Effekt in dem Fall erzielbar, wo die Rauschfrequenz höher ist als die Frequenz des Audiosignals. Wenn im Gegensatz dazu die Rauschfrequenz niedriger ist als die Frequenz des Audiosignals, wird der Ausblendungseffekt verringert, so daß somit ein Problem verursacht wird, daß eine Verschlechterung des hörbaren Signal-Quantisierungs-Rausch-Verhältnisses verursacht wird.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein digitales Signalverarbeitungsverfahren und eine Vorrichtung bereitzustellen, mit der die oben erwähnten Nachteile, die beim Stand der Technik beobachtet werden, beseitigt werden können.
Insbesondere ist es eine Hauptaufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes digitales Signalverarbeitungsverfahren und eine Vorrichtung bereitzustellen, die einen vereinfachten Gesamtaufbau mit einer effektiven Rauschformungs-Funktion besitzt.
Eine andere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein digitales Rückkopplungs-Signalverarbeitungsverfahren und eine Vorrichtung mit einem vereinfachten Aufbau bereitzustellen, die mit einer Rauschformungs-Funktion ausgerüstet ist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein digitales Signalverarbeitungsverfahren und eine Vorrichtung bereitzustellen, die in der Lage ist, das hörbare Signal- Quantisierungs-Rausch-Verhältnis zu verbessern.
Erfindungsgemäß wird ein Gerät zur Verarbeitung eines digitalen Eingangssignals bereitgestellt, mit:
einem Vorhersagefilter;
einer Vorhersage-Fehlerermittlungseinrichtung zur Ausgabe eines Differenzsignals zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Vorhersagefilters;
einer Requantisier-Einrichtung zur Requantisierung des Differenzsignals; und
einer Rauschformungs-Einrichtung zur Korrektur der Spektralform des Requantisierungsrauschens, welches beim Requantisieren des Ausgangssignals erzeugt wird, und die ein Rauschfilter besitzt, um das Requantisierungs-Fehlersignal, welches während der Requantisierung erzeugt wird, zur Requantisier-Einrichtung zurückzuführen;
dadurch gekennzeichnet, daß
das Vorhersagefilter und die Rauschformungs-Einrichtung eingerichtet sind, die Spektralform des Requantisierungsrauschens an die des Eingangssignals anzunähern, wobei es im unteren Frequenzband unterdrückt wird;
das Vorhersagefilter eingerichtet ist, um selektiv seine Filterungscharakteristik gemäß der Spektralform des Eingangssignals zu schalten; und
wenn die Charakteristik des Vorhersagefilters auf eine Charakteristik geschaltet ist, die einen kleinen Vorhersagegewinn im mittleren und unteren Frequenzband hat, die Charakteristik des Rauschfilters auch geschaltet wird, um die Verteilung des Requantisierungs-Fehlersignals auf das höhere Frequenzband anzuheben.
Erfindungsgemäß wird außerdem ein Verfahren zur Verarbeitung eines digitalen Eingangssignals bereitgestellt, welches die Schritte aufweist:
vorhersagendes Filtern des Eingangssignals;
Berechnen eines Vorhersagefehlers;
Requantisieren des Vorhersagefehlers; und
Korrigieren der Spektralform des Requantisierungsrauschens, welches bei der Requantisierung des Vorhersagefehlers erzeugt wird;
dadurch gekennzeichnet, daß
beim Korrigieren der Spektralform die Spektralform des Requantisierungsrauschens der des Eingangssignals angenähert wird, wobei es in seinem unteren Frequenzband unter drückt wird, und, wenn die Charakteristik der Vorhersagefilterung eine Charakteristik mit einem kleinen Vorhersagegewinn im mittleren und unteren Frequenzband hat, die Spektralform des Requantisierungsrauschens im höheren Frequenzband liegt.
Fig. 1 ist eine Blockdarstellung eines konventionellen digitalen Mitkopplungs-Signalverarbeitungsgeräts;
Fig. 2 ist eine Blockdarstellung eines herkömmlichen digitalen Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgeräts;
Fig. 3 ist eine Blockdarstellung eines Beispiels eines Schaltungsaufbaus des in Fig. 2 gezeigten Geräts;
Fig. 4 ist eine charakteristische Kurvendarstellung, die graphisch die Spektralformen des Requantisierungs-Rauschens darstellt;
Fig. 5 ist eine Blockdarstellung, die ein digitales Signalverarbeitungsgerät zeigt;
Fig. 6 bis 10 sind Blockdarstellungen, die äquivalente Schaltungen des Geräts von Fig. 5 zeigen;
Fig. 11 und 12 sind charakteristische Kurvendarstellungen, die graphisch den Ausblendungseffekt darstellen;
Fig. 13A und 13B sind charakteristische Kurvendar stellungen, die graphisch die Spektralform des Requantisierungs-Rauschens darstellen;
Fig. 14 zeigt eine Blockdarstellung, die ein anderes Gerät zeigt;
Fig. 15 bis 17 sind Blockdarstellungen, die äquivalente Schaltungen des Geräts von Fig. 14 zeigen;
Fig. 18, 19A und 19B sind charakteristische Kurvendarstellungen, die graphisch die Spektralform des Requantisierungs-Rauschens darstellen;
Fig. 20 ist eine Blockdarstellung, welche eine andere Ausführungsform zeigt;
Fig. 21 ist eine Blockdarstellung, welche eine Ausführungsform des digitalen Signalverarbeitungsverfahrens und des Geräts der Erfindung zeigt;
Fig. 22 ist ein charakteristisches Kurvendiagramm eines Vorhersagefilters, welches bei der Ausführungsform nach Fig. 21 verwendet wird; und
Fig. 23 ist eine Blockdarstellung eines anderen Rauschformungs-Filters, welches bei der Ausführungsform verwendet wird.
Zunächst wird nun allgemein das digitale Mitkopplungs- und Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgerät mit Hilfe von Fig. 1 und 2 beschrieben.
Bei dem in Fig. 1 gezeigten digitalen Mitkopplungs- Signalverarbeitungsgerät wird ein digitales Eingangssignal 81 über ein Vorhersagefilter 1 zu einem Subtrahierglied 2 geliefert, so daß ein resultierendes Signal SZ1 erhalten wird, welches der Abweichung des Ausgangssignals des Vorhersagefilters 1 vom digitalen Eingangssignal SI entspricht.
Wenn man die Tatsache nutzt, daß das Audiosignal als Zeitfunktion eine Beziehung zwischen leicht beabstandeten Abtastungspunkten wie auch zwischen benachbarten beibehält, teilt das Vorhersagefilter 1 das digitale Eingangssignal SI in vorgegebene Segmentperioden und ermittelt die Eigenschaft des Signals SI in jeder Segmentperiode durch lineare Vorhersagecodierung, wobei die Filtercharakteristik selektiv gemäß der ermittelten Signaleigenschaft geschaltet wird.
Es ist daher möglich, vom Subtrahierglied 2 das resultierende Signal SZ1 zu erhalten, welches dem linearen Vorhersagerest des digitalen Eingangssignals SI in bezug auf diese Eigenschaft entspricht.
Außerdem wird bei dem digitalen Signalverarbeitungsgerät das Restsignal SZ1 an eine Übertragungsleitung L1 über ein Subtrahierglied 3 und einen Requantisierer 4 ausgegeben, und sein Ausgangssignal wird zusammen mit dem Eingangssignal, welches zum Requantisierer 4 geliefert wird, zu einem Subtrahierglied 5 über einen inversen Requantisierer 6 geliefert, welcher eine Charakteristik besitzt, die invers zu der des Requantisierers 4 ist, so daß ein Differenzsignal SZ2 vom Subtrahierglied 5 erhalten wird. Das Signal SZ2 wird dann an das Subtrahierglied 3 über ein Vorhersagefilter 7 ausgegeben, welches die gleiche Charakteristik wie die des Vorhersagefilters 1 hat.
Somit wird in der Übertragungsleitung L1 das Restsignal SZ1, welches dem linearen Vorhersagerest des digitalen Eingangssignals SI entspricht, requantisiert und übertragen, wodurch das digitale Eingangssignal SI mit einer Datenkompression einer Höhe übertragen werden kann, die von der Übertragung des digitalen Eingangssignals SI in der Form des Restsignals SZ1 hergeleitet ist.
Daher wird auf der Empfangsseite das übertragene Signal SL1 durch ein Vorhersagefilter 8 decodiert, welches die gleiche Charakteristik hat wie die des Vorhersagefilters 1, durch einen inversen Requantisierer 9, der die gleiche Charakteristik hat wie die des inversen Requantisierers 6, und durch einen Addierer 10, so das digitale Eingangssignal SI mit einer hohen Wirksamkeit übertragen werden kann.
Bei dem digitalen Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgerät nach Fig. 2 wird das digitale Eingangssignal SI über ein Subtrahierglied 12 und einen Requantisierer 14 ausgegeben, wobei dessen Ausgangssignal SL1 zu einem Vorhersagefilter 11 über einen inversen Requantisierer 15 und ein Addierglied 13 geführt wird.
Somit wird das Ausgangssignal des Vorhersagefilters 11 sowohl zum Subtrahierglied 12 als auch zum Addierglied 13 geliefert, wodurch eine Rückführungsschleife in bezug auf das Vorhersagefilter 11 gebildet wird, und das übertragene Signal SL wird über das Vorhersagefilter 11 zurückgeführt, so daß das digitale Eingamgssignal SI durch das Verfahren der adaptiven Vorhersagecodierung codiert wird. Die Empfangsseite ist in ähnlicher Weise wie der Aufbau nach Fig. 1 aufgebaut.
Somit kann bei dem digitalen Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgerät das digitale Eingangssignal SI ebenfalls mit einer hohen Wirksamkeit wie bei dem digitalen Mitkopplungs- Verarbeitungsgerät übertragen werden.
Insbesondere wird, wie in Fig. 3 gezeigt ist, die ein Schaltungsbeispiel eines digitalen Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgeräts darstellt, ein digitales Eingangssignal SI zu einem linearen Vorhersageanalysator 16 geliefert, der dann die Spektralform des digitalen Eingangssignals 51 für eine vorgegebene Periode ermittelt.
Der lineare Vorhersageanalysator 16 erzeugt in Abhängigkeit von dem Ergebnis einer solchen Ermittlung ein Vorhersagefilter-Parameter-Signal SP, welches als Schaltsignal für die Koeffizienten der Vorhersagefilter 17 und 11 dient, so daß das übertragene Signal SL1 gemäß der Spektralform des digitalen Eingangssignals 81 durch einen Auswahlmodus mit der höchsten Kompressionswirksamkeit aus der Direkt-PCM (Pulscodemodulation), Summen-PCM und Differenz-PCM codiert wird.
Ein Maximalwert-Detektor 18 empfängt ein Restsignal SZ3, welches der Differenz zwischen dem digitalen Eingangssignal SI und dem Ausgangssignal des Vorhersagefilters 17 entspricht, welches über ein Subtrahierglied 19 erhalten wird, ermittelt dann den Maximalwert des Restsignals SZ3 und liefert das Ermittlungsausgangssignal zu einem Gleitkoeffizienten-Detektor 20.
Im Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Maxinalwert- Detektors 18 liefert der Gleitkoeffizienten-Dektektor 20 ein Gleitkoeffizientensignal SF zu einem Multiplizierer 21, der zwischen dem Subtrahierglied 12 und dem Requantisierer 14 eingefügt ist, wodurch ein Eingangssignal, welches auf einen vorgegebenen dynamischen Bereich korrigiert ist, zum Requantisierer 14 geführt wird.
Außerdem ist ein Multiplizierer 22, der eine inverse Charakteristik gegenüber dem Multiplizierer 21 besitzt, zwischen dem Requantisierer 14 und Addierglied 13 eingefügt, so daß Ausgangssignal des Requantisierers 14 invers um einen Betrag gleitet, der dem Gleiten entspricht, welches im Eingangssignal des Requantisierers 14 durch den Multiplizierer 21 verursacht wird.
Damit wird das Vorhersagefilter-Parametersignal SP und das Gleitkoeffizientensignal SF zusammen mit dem Signal SL1 zur Empfangsseite übertragen und dann durch ein Vorhersagefilter 8 und einen Multiplizierer 23 decodiert, die entsprechend die gleiche Gleitcharakteristik haben wie die des Vorhersagefilters 11 und des Multiplizierers 22, wodurch das digitale Eingangssignal SI mit einer Datenkompression übertragen werden kann.
Außerdem wird in Fig. 1 ein Rauschfilter anstelle des Vorhersagefilters 17 verwendet, und das Differenzsignal SZ2 (d.h. das Requantisierungs-Fehlersignal, welches aus der Requantisierung resultiert) zwischen dem Eingangssignal des Requantisierers 4, welches vom Subtrahierer 5 erhalten wird, und dem Ausgangssignal des inversen Requantisierers 6 wird zurückgeführt, so daß die flache Spektralform des Restsignals SZ1 in Abhängigkeit von der Spektralform des digitalen Eingangs-Audiosignals SI geändert wird, wodurch die Spektralform des Requantisierungsrauschens der des Audiosignals angenähert wird.
Es sei nun angenommen, daß das Vorhersagefilter 1 und das Rauschfilter 7 die gleiche Frequenzcharakteristik P(z) und F(z) in bezug auf einen Vergleich mit der flachen Frequenzcharakteristik Δ hat, wobei z durch die folgende Gleichung angegeben wird:
z = ejωt (1)
Dann kann die Frequenzcharakteristik Ss in bezug auf das Audiosignal, d.h., das digitale Eingangssignal SI so ausgedrückt werden
Ss=Δ [1/1-P(z) ..... (2)
Die Frequenzcharakteristik Ns in bezug auf das Requantisierungsrauschen, welches im Stadium der Requantisierung erzeugt wird, wird so ausgedrückt:
Ns=Δ (1-F(z)/1-P(z) ..... (3)
Wenn daher die Frequenzcharakteristik F(z) des Rauschfilters 7 in der folgenden Beziehung durch Verwendung einer Konstanten α in bezug auf die Frequenzcharakteristik P(z) des Vorhersagefilters 1 beibehalten wird,
F(z) = P (z/α) (4)
kann, wenn man diese in die Gleichung (3) einsetzt, die Frequenzcharakteristik Ns des Requantisierungsrauschens so ausgedrückt werden:
Ns=Δ [1-P(z/α/1-P(z) ..... (5)
Somit ist, wie in Fig. 4 gezeigt ist, es möglich, die Spektralform LNs des Requantisierungsrauschens der Spektralform LSs des Audiosignals gemäß dem Wert der Konstanten α anzunähern, wodurch das hörbare Signal-Quantisierungs-Rausch- Verhältnis (SNR) durch Verwendung des Ausblendungseffekts verbessert wird.
Damit ist eine weitere Datenkompression entsprechend der Verbesserung des Signal-Quantisierungs-Rausch-Verhältnisses bei der Übertragung des digitalen Eingangssignals SI erzielbar.
Anschließend wird nun ein Beispiel eines digitalen Signalverarbeitungsverfahrens und eines Geräts ausführlich mit Hilfe von Fig. 5 beschrieben.
In Fig. 5, wo Komponenten, die denen entsprechen, die in Fig. 2 verwendet werden, mit den gleichen Bezugszeichen und Symbolen versehen sind, ist ein digitales Rückführungs- Signalverarbeitungsgerät mit einer Rauschformungsfunktion ausgerüstet und erzeugt mittels eines Subtrahierers 24 ein Quantisierungs-Fehlersignal SE1, welches die Differenz zwi schen dem Eingangssignal eines Requantisierers 14 und dem Ausgangssignal eines inversen Requantisierers 15 darstellt. Weiter wird bei diesem digitalen Signalverarbeitungsgerät das Quantisierungs-Fehlersignal SE1 mit einem Wert γ (0 < γ < 1) durch einen Multiplizierer 25 gewichtet und dann zu einem Addierglied 26 geliefert, so daß es zum Eingangssignal des Requantisierers 14 addiert wird, und das resultierende Signal wird zu einem Addierglied 13 und einem Vorhersagefilter 11 zurückgeführt.
Somit empfängt das Addierglied 13 das Quantisierungs- Fehlersignal SE1, welches durch einen Wert (1-γ) gewichtet ist, zusätzlich zum Ausgangssignal des inversen Requantisierers 15, wodurch das Eingangssignal des Requantisierers 14 und das Ausgangssignal des inversen Requantisierers 151 die jeweils um einen vorgegebenen Wert individuell gewichtet sind, zum Requantisierer 14 über das Vorhersagefilter 11 zurückgeführt werden.
Somit können, wie in einer äquivalenten Schaltung nach Fig. 6 gezeigt ist, das Addierglied 13 und Vorhersagefilter 11, welches die Frequenzcharakteristik P(z) hat, durch ein äquivalentes Filter 27 ersetzt werden, das eine Frequenzcharakteristik P(z)/(1-P(z)) hat.
Weiter können, wie in einer äquivalenten Schaltung von Fig. 7 gezeigt ist, wo die Eingangssignale, die zum Addierglied 26 geliefert werden, separat dargestellt sind, das Filter 27 und das Addierglied 26 durch ein Filter 28, welches eine Frequenzcharakteristik P(z)/(1-P(z)) hat, ein Filter 29, welches eine Frequenzcharakteristik 1/(1-P(z)) hat, und ein Addierglied 30 ersetzt werden.
Daher kann, wie in Fig. 8 gezeigt ist, das Filter 28 und der Multiplizierer 25 durch ein Filter 32 ersetzt werden, welches eine Frequenzcharakteristik yP(z)/(1-P(z)) hat; das Addierglied 30 kann außerdem durch einen Subtrahierer 31 ersetzt werden.
Darüber hinaus können, wie in den äquivalenten Schaltungen nach Fig. 9 und 10 gezeigt ist, das Filter 29 und das Subtrahierglied 14 durch ein einzelnes Filter 33 ersetzt werden, welches eine Frequenzcharakteristik (1-P(z)) hat. Wenn ein solches Filter 33 auf die Eingangsseite des Subtrahierers 31 verschoben wird, wie durch eine äquivalente Schaltung gezeigt ist, ist das Filter 32, welches die Frequenzcharakteristik yP(z)/1-P(z)) hat, durch ein Filter 34 ersetzbar, welches eine Frequenzcharakteristik yP(z) hat, und es kann durch eine äquivalente Schaltung, die den Aufbau nach Fig. 10 hat, dargestellt werden.
Wenn man daher die Frequenzcharakteristik yP(z) des Filters 34 durch die Frequenzcharakteristik F(z) des Rauschfilters 7 in Gleichung (3) ersetzt, kann die Frequenzcharakteristik Ns in bezug auf das Requantisierungsrauschen so ausgedrückt werden:
Ns=Δ (1-γ P(z)/1-P(z) ...... (6)
Somit kann, wie graphisch in Fig. 4 gezeigt ist, die Spektralform LNs des Requantisierungsrauschens der Spektralform LSs des Audiosignals gemäß dem Wert des Wichtungskoeffizienten γ angenähert werden, wodurch eine Rauschformungsfunktion erzielt wird, um eine Verbesserung des hörbaren Signal- Quantisierungs-Rausch-Verhältnisses (SNR) durch Verwendung des Ausblendungseffekts zu realisieren.
Damit kann ohne die Notwendigkeit der Verwendung eines Rauschfilters, welches den Betrieb in komplizierter Weise mit dem Vorhersagefilter 11, welches in den Fig. 2 und 5 gezeigt ist, schaltet, die Rauschformungsfunktion mit einem vereinfachten Aufbau erzielt werden, wo das Quantisierungs- Fehlersignal SE1 lediglich gewichtet wird und zum Vorhersagefilter 11 zusammen mit dem Eingangssignal des Requantisierers 14 zurückgeführt wird, wodurch der Gesamtgeräteaufbau vereinfacht wird, wodurch somit die erforderliche Verarbeitungszeit abgekürzt wird.
Wenn der Wichtungskoeffizient γ auf einen Wert 1 eingestellt wird, kann das Ausgangssignal des inversen Requantisierers 15 alleine zum Vorhersagefilter 11 zurückgeführt werden, wie beim Betrieb des herkömmlichen digitalen Rückkopplungssignalverarbeitungsgeräts, welches nicht mit einer Rauschformungsfunktion ausgerüstet ist.
Beim Aufbau nach Fig. 5 wird das Quantisierungs-Fehlersignal SE1, welches über den Subtrahierer 24 erhalten wird, mit einen Wert 7 über den Multiplizierer 25 gewichtet und dann über das Addierglied 26 zum Vorhersagefilter 11 zusammen mit dem Eingangssignal des Requantisierers 14 ausgegeben, wodurch sowohl das Ausgangssignal des inversen Requantisierers 15 als auch das Eingangssignal des Requantisierers 14 um einen vorgegebenen Wert individuell über das Vorhersagefilter 11 gewichtet und dann zum Requantisierer 14 zurückgeführt werden.
Gemäß dem oben erwähnten Aufbau werden das Eingangssignal des Requantisierers 14 und das Ausgangssignal des inversen Requantisierers 14, die individuell mit einem vorgegebenen Wert gewichtet werden, zum Vorhersagefilter 11 zurückgeführt, so daß die Spektralform LNs des Quantisierungsrauschens der Spektralform LSs des Audiosignals angenähert wird, während das digitale Eingangssignal 8£ mit einer Datenkompression übertragen werden kann.
Damit wird es möglich, ein verbessertes digitales Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgerät, welches einen vereinfachten Gesamtaufbau hat, mit einer Rauschformungsfunktion zu liefern, und welches in der Lage ist, den Betrieb in einer kurzen Verarbeitungszeit durchzuführen.
Es wird nun eine Beschreibung für ein digitales Signalverarbeitungsverfahren und -Gerät angegeben, die für ein Verständnis der vorliegenden Erfindung nützlich ist. Zunächst wird die besondere Charakteristik des Ausblendungseffekts erklärt.
Es ist allgemein bekannt, daß die akustische Empfindung in einem Frequenzband über 9 kHz weniger durchdringend wird verglichen mit der in einem unteren Frequenzband. Daher kann das hörbare Signal-Quantisierungs-Rausch-Verhältnis dadurch verbessert werden, wenn das Requantisierungsrauschen im unteren Frequenzband bei einer Anhebung eines solchen Rauschens in einem höheren Frequenzband unterdrückt wird.
Nach Fig. 11 und 12, die graphisch die Ausblendungswirkungen für reine Töne der Frequenzen 400 bzw. 2400 kHz zeigen, besitzt die Ausblendungswirkung eine unsymmetrische Charakteristik in bezug auf die Frequenzen, und eine zufriedenstellende Wirkung ist dann erzielbar, wenn die Rauschfrequenz höher ist als die Audiosignalfrequenz. Im Gegensatz dazu wird die Ausblendungswirkung vermindert, wenn die Rauschfrequenz niedriger ist als die Audiosignalfrequenz.
Wenn daher das Eingangsaudiosignal eine Spektralform hat, die in Fig. 13B gezeigt ist, dessen Komponenten auf die höhere Frequenzseite konzentriert sind, während die Spektralform des Requantisierungsrauschens in unteren Frequenzband angehoben wird, wird die Ausblendungswirkung verringert, so daß folglich das hörbare Signal-Quantisierungs-Rausch-Verhältnis verschlechtert wird.
Beim Sprachsignal wird dessen Frequenzspektrum auf die untere Frequenzseite verglichen mit dem Audiosignal konzentriert, so daß, wenn die Konstante α als ein Wert 1 eingestellt wird, wie in Fig. 13A gezeigt ist, die Spektralform des Quantisierungsrauschens im unteren Frequenzband unterdrückt wird, während sie im höheren Frequenzband angehoben wird, wodurch die Signalpegeldifferenz des Requantisierungsrauschens in bezug auf das Sprachsignal im unteren Frequenzband angehoben wird.
Wenn folglich die Konstante α auf einen Wert in der Nähe eines Werts 1 innerhalb eines Bereichs eingestellt wird, wo der Signalpegel des Requantisierungsrauschens unter einem vorgegebenen Wert auf dem Signalpegel des Sprachsignals beibehalten wird, ist es noch möglich, eine ausreichende Ausblendungswirkung zu erhalten.
Wenn die Konstante α auf einen Wert kleiner 1 eingestellt wird, wenn die Spektralform des Audiosignals so ist, daß sie im höheren Frequenzband angehoben ist, wird die Spektralform des Requantisierungsrauschens dann unterdrückt und invers gegenüber dem oben erwähnten Fall des Sprachsignals angehoben, wodurch die Signalpegeldifferenz des Requantisierungsrauschens gegenüber dem Audiosignal im unteren Frequenzband vermindert wird.
Wenn daher die Konstante α in der Nähe eines Werts 1 eingestellt wird innerhalb eines Bereichs, wo der Signalpegel des Requantisierungsrauschens unter einem vorgegebenen Wert gegenüber dem Signalpegel des Audiosignalpegels gehalten wird, folgt daraus, daß die Ausblendungswirkung auf das Gegenteil hin verschlechtert wird.
Nach Fig. 14 ist das digitale Rückkopplungs-Signal verarbeitungsgerät mit einer Rauschformungs-Funktion ausgerüstet, um die Spektralform des Requantisierungsrauschens der eines Audiosignals anzunähern, wobei dessen höhere Frequenzkomponente angehoben wird.
Beim digitalen Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgerät wird jedoch dessen Gesamtaufbau auf Grund des Verfahrens zur Annäherung der Spektralform des Requantisierungsrauschens an die des Audiosignals kompliziert, und wenn eine solche Anhebung der Spektralform des Requantisierungsrauschens im höheren Frequenzband zusätzlich zur obigen Annäherung ausgeführt wird, entsteht das Problem, daß der Gesamtaufbau bis zu einem extrem hohen Maße kompliziert wird.
Bei dieser Ausführungsform wird daher das Quantisierungs-Fehlersignal SE1, welches über ein Subtrahierglied 24 erhalten wird, mit einem Wert γ2 (0 < γ2 ≤ 1) durch einen Multiplizierer 35 gewichtet und anschließend wird ein Differenzsignal erhalten mittels eines Subtrahiergliedes 36 zwischen dem Quantisierungs-Fehlersignal SE1, welches durch einen Wert γ2 gewichtet wurde, und dem Signal, welches über ein Rauschfilter 37 erhalten wird.
Das Differenzsignal, welches vom Subtrahierglied 36 ausgegeben wird, wird mit einem Wert γ1 (0 < γ1 ≤ 1) in einem Multiplizierer 38 gewichtet und dann zu einem Addierglied 39 geliefert, wo das Quantisierungs-Fehlersignal SE1, welches mit einem vorgegebenen Wert gewichtet wurde, das Ausgangssignal des Rauschfilters 37 und das Eingangssignal des Requantisierers 14 miteinander addiert werden. Das Ausgangssignal des Addierers 39 wird zum Addierer 13 und zum Vorhersagefilter 11 geliefert.
Außerdem wird das Ausgangssignal des Rauschfilters 37 zu einem Addierer 40 geliefert, der zwischen dem Subtrahierer 12 und dem Vorhersagefilter 11 eingefügt ist.
Demzufolge werden das Eingangssignal des Requantisiereres 14 und das Ausgangssignal des inversen Requantisiereres 15 mit einem vorgegebenen Wert individuell gewichtet und dann zum Vorhersagefilter 11 geliefert, während das Quantisierungsfehlersignal, welches mit einem vorgegebenen Wert gewichtet wurde, über das Rauschfilter 37 sowohl zum Requantiserer 14 als auch zum Vorhersagefilter 11 geliefert wird.
Daher können in einer äquivalenten Schaltung, wo die Wichtungskoeffizienten 72 und γ1 der Multiplizierer 35 und 38 Werte 1 bzw. β haben, der Addierer 13 und das Vorhersagefilter 11, das die Frequenzcharakteristik P(z) hat, wie in Fig. 15 gezeigt ist, durch ein äquivaltentes Filter ersetzt wer den, das eine Frequenzcharakteristik von P(z)/(1-P(z))) hat.
Außerdem können bei einer äquivalenten Schaltung 39, wo die Eingangssignale, die zum Addierer 39 über das Rauschfilter 37 geliefert werden, separat dargestellt werden, das Filter 41 und der Addierer 39 durch wie in Fig. 16 gezeigt ist - ein Filter 42, das eine Frequenzcharakteristik von P(z)/(1-P(z)) hat, durch ein Filter 43, das eine Frequenzcharakteristik von 1/(1-P(z)hat, und durch Addierer 44 und 45 ersetzt werden.
Darüber hinaus kann bei einer äquivalenten Schaltung, wo die Eingangssignale, die zum Addierer 45 zum Subtrahierer 36 geliefert werden, separat dargestellt sind, der oben erwähnte Subtrahierer 36, das Rauschfilter 37, der Multiplizierer 38 und das Addierglied 45, wie in Fig. 17 gezeigt ist, durch die Filter 37A und 378, die die gleiche Frequenzcharakteristik F(z) wie die des Rauschfilters 37 haben, durch die Multiplizierer 38A und 38B, die den gleichen Wichtungskoeffizienten β wie den der Multiplizierer 38 haben, durch die Filter 42A und 42B und 42C, die gleiche Frequenzcharakteristik P(z)/(1-P(z)) wie des Filters 42 haben, durch ein Addierglied 45 und einen Subtrahierer 46 ersetzt werden.
Somit können, wie in einer äquivalenten Schaltung nach Fig. 8 gezeigt ist, in bezug auf das Quantisierungs-Fehlersignal SE1 die Filter 37A, 37B, 42B, 42C und 43, die Multiplizierer 38A und 38B, die Addierer 44 und 45 und der Subtrahierer 46 durch einen Subtrahierer 41 und ein Filter 47 ersetzt werden, das eine Frequenzcharakteristik Fl(z) hat, die so ausgedrückt wird:
F1(z)=β P(z)-β P(z) F(z)+F(z)/1-P(z) ...... (7)
Somit werden, wie in den Fig. 9 und 10 ähnlich wie im vorhergehenden Fall gezeigt ist, das Filter 42A und der Subtrahierer 12 miteinander kombiniert und können durch ein einzelnes Filter 33 ersetzt werden, welches eine Frequenzcharakteristik (1-P(z)) hat. Wenn ein solches Filter 33 auf die Eingangsseite des Subtrahierers 31 wie durch eine äquivalente Schaltung gezeigt verschoben wird, ist das Filter 47, welches die Frequenzcharakteristik F1(z) hat, durch ein Filter 48 ersetzbar, welches eine Frequenzcharakteristik F2(z) des Filters 48 in Gleichung (8) für die Frequenzcharakteristik F(z) in Gleichung (3) hat, wobei die Frequenzcharakteristik Ns in bezug auf das Requantisierungsrauschen so ausgedrückt wird:
F2(z) = β P(z) - β P(z) F(z) + F(z) ..... (8)
Wenn man daher die Frequenzcharakteristik F2(z) des Filters 48 in Gleichung (8) durch die Frequenzcharakteristik F(z) in Gleichung (3) ersetzt, wird die Frequenzcharakteristik Ns in bezug auf das Requantisierungsrauschen so ausgedrückt:
In Fig. 18, wo eine flache Frequenzcharakteristik durch eine Gerade LF mit dem Wert A dargestellt ist, kann die Frequenzcharakteristik entsprechend dem Ausdruck (1-F(z)) im rechten Teil der Gleichung (9) durch eine Kurve LH mit einer Anhebung des höheren Frequenzbandes aufgrund des selektiven Einstellens der Frequenzcharakteristik F(z) auf ein vorgegebenes Ansprechverhalten dargestellt werden.
Im Gegensatz zu oben stellt der restliche Ausdruck (1 - β P(z))/(1 - P(z)) im rechten Teil der Gleichung (9) die Frequenzcharakteristik dar, die an die Spektralform des Audiosignals wie in Gleichung (3) angenähert ist.
Daher ist, wie graphisch in den Fig. 19A und 19B gezeigt ist, wo die Requantisierungsrausch-Frequenzcharakteristik Ns, die durch die Gleichung (9) angegeben ist, durch eine Kurve LNs dargestellt ist, die Spektralform des Requantisierungsrauschens der des Audiosignals angenähert, wobei sie im höheren Frequenzband angehoben ist. Wenn demnach die Mittenfrequenz des Audiosignals in das untere Frequenzband, wie in Fig. 19A gezeigt ist, oder in das höhere Frequenzband, wie in Fig. 19B gezeigt ist, verteilt ist, kann die Mittenfrequenz des Requantisierungsrauschens in einem höheren Frequenzband verglichen mit der Mittenfrequenz in der obigen Verteilung positioniert sein.
Somit ist es in bezug auf ein solches Eingangssignal als Audiosignal, welches ein breites Frequenzband hat, auch noch möglich, eine ausreichende Ausblendwirkung durch die Verwendung eines Rauschfilters mit einer festen Frequenzcharakteristik zu erzielen.
Wenn die Wichtungskoeffizienten γ2 und γ1 der Multiplizierer 35 und 38 Werte β bzw. 1 haben, kann die Frequenzcharakteristik Ns in bezug auf das Requantisierungsrauschen so ausgedrückt werden:
Ns=Δ (β(1-F(z)+1-β/1-P(z) ..... (10)
so daß die Mittenfrequenz des Requantisierungsrauschens selektiv wie erforderlich in bezug auf die des Audiosignals eingestellt und eine genaue Rauschformungs-Charakteristik mit einer vergrößerten Leichtigkeit ausgewählt werden kann.
Bei dem Aufbau nach Fig. 14 wird das Quantisierungs- Fehlersignal SE1, welches über den Subtrahierer 24 erhalten wird, mit den Werten γ2 und γ1 durch die Multiplizierer 35 bzw. 38 gewichtet und dann an das Vorhersagefilter 11 ausgegeben, wobei es um einen vorgegebenen Betrag durch das Rauschfilter 37 gewichtet wird und sowohl an das Vorhersagefilter 11 als auch an den Requantisierer 14 ausgegeben wird.
Das Eingangssignal des Requantisierers 14 wird außerdem um einen vorgegebenen Betrag gewichtet und dann zum Vorhersagefilter 11 geliefert, wodurch dieses durch die äquivalente Schaltung von Fig. 6 ersetzt werden kann.
Wenn die Wichtungskoeffizienten γ2 und γ1 der Multiplizierer 35 und 38 Werte 1 bzw. 13 haben, wie durch die Gleichung (9) ausgedrückt wird, wird die Spektralform des Requantisierungsrauschens der des Audiosignals angenähert, wobei dessen höhere Frequenzkomponente angehoben wird, und das digitale Eingangssignal SE kann in einem solchen Zustand mit einer Datenkompression übertragen werden.
Wenn die Wichtungskoeffizienten γ2 und γ1 der Multiplizierer 35 und 38 die Werte β bzw. 1 haben, wie in Gleichung (10) ausgedrückt ist, kann das digitale Eingangssignal SI mit einer Datenkompression in einem Zustand übertragen werden, wo eine saubere Rauschformungs-Charakteristik mit einer verbesserten Wirkung ausgewählt werden kann.
Beim Aufbau von Fig. 14 wird das Eingangssignal des Requantisierers 14 und das Ausgangssignal des inversen Requantisierers 15, die durch einen vorgegebenen Betrag individuell gewichtet sind, zu einem Vorhersagefilter 11 geliefert, und das Quantisierungs-Fehlersignal SE1 wird über das Rauschfilter 37 sowohl zum Vorhersagefilter 11 als auch zum Requantisierer 14 geliefert, so daß das digitale Eingangssignal SI mit einer Datenkompression in einem Zustand übertragen werden kann, wo die Spektralform des Requantisierungsrauschens der des Audiosignals mit einer Anhebung der höheren Frequenz komponente angenähert ist.
Aufgrund der Verwendung des Rauschfilters, welches eine feste Frequenzcharakteristik hat, ist es möglich, eine Rauschformungs-Funktion mit einer weiter komplizierten Frequenzcharakteristik zu erzielen, wodurch ein verbessertes digitales Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgerät erzielbar ist, welches einen vereinfachten Aufbau insgesamt besitzt, mit einer verbesserten Rauschformungs-Funktion, und welches in der Lage ist, seinen Betrieb in einer kurzen Verarbeitungszeit durchzuführen.
Fig. 20 zeigt ein digitales Rückkopplungs-Signalverarbeitungsgerät, wo das Rauschfilter 37 (Fig. 14) durch eine Filtereinheit 49 ersetzt ist, die eine kompliziertere Frequenzcharakteristik hat, um eine verbesserte Rauschformungs Funktion mit einer komplizierten Frequenzcharakteristik zu erzielen.
In der Filtereinheit 49 wird das Ausgangssignal eines Korrekturfilters 50 und das gewichtete Quantisierungs- Fehlersignal SE1 zu einem Addierglied 51 geliefert, dessen Ausgangssignal dann sowohl zum Korrekturfilter 50 als auch zum Korrekturfilter 52 geliefert wird.
Außerdem werden die Ausgangssignale der Korrekturfilter 50 und 52 über einen Subtrahierer 53 sowohl zu einem Subtrahierer 36 als auch zu einem Addierer 39 geliefert.
Damit kann die Frequenzcharakteristik F2(z) der Filtereinheit 49 wie folgt in bezug auf die entsprechende Frequenzcharakteristik A(Z) und B(Z) der Korrekturfilter 50 und 52 so ausgedrückt werden:
F2(Z)=B(Z)-A(Z)/1-A(Z) ..... (11)
Wenn daher die Wichtungskoeffizienten γ2 und γ1 der Multiplizierer 35 und 38 die Werte 1 bzw. 13 wie im vorhergehenden Fall der zweiten Ausführungsform haben, kann die Frequenzcharakteristik Ns in bezug auf das Requantisierungsrauschen durch die folgende Gleichung durch Substitution des Werts F(z) in Gleichung (9) für den Wert F2(Z) in Gleichung (11) ausgedrückt werden:
Somit kann eine verbesserte Rauschformungs-Funktion bei einer weiter komplizierten Frequenzcharakteristik erzielt werden.
Wenn die Wichtungskoeffizienten γ2 und γ1 der Multiplizierer 35 und 38 die Werte 13 bzw. 1 haben, kann die Frequenzcharakteristik Ns in bezug auf das Requantisierungsrauschen wie folgt durch Substitution des Werts F2(Z) in Gleichung (11) für den Wert F(z) in Gleichung (10) ausgedrückt werden:
Als Folge davon wird es im Vergleich zum obigen Fall möglich, eine verbesserte Rauschformungs-Funktion bei einer noch komplizierteren Frequenzcharakteristik zu erzielen.
Gemäß dem Aufbau nach Fig. 20 wird das Eingangssignal des Requantisierers 14 und das Ausgangssignal des inversen Requantisierers 15, die individuell mit einem bestimmten Wert gewichtet sind, zum Vorhersagefilter 11 geliefert, und das Quantisierungs-Fehlersignal SE1, welches mit einem bestimmten Wert gewichtet ist, wird sowohl vom Vorhersagefilter 11 als auch zum Requantisierer 14 über die Filtereinheit 49 geliefert, die aus Korrekturfiltern 50 und 52 besteht und eine komplizierte Frequenzcharakteristik besitzt, wodurch eine verbesserte Rauschformungs-Funktion bei einer weiter komplizierteren Frequenzcharakteristik zusätzlich zu den Wirkungen des obigen Geräts erzielt werden kann.
Bei den oben erwähnten zweiten und dritten Ausführungsformen werden die Wichtungskoeffizienten γ2 und γ1 der Multiplizierer 35 und 38 auf die Werte 13 und 1 bzw. auf die Werte 1 und 13 eingestellt. Es ist jedoch klar, daß die Wichtungskoeffizienten γ2 und γ1 nicht auf diese Werte alleine beschränkt sind, und daß verschiedene geeignete Werte in Abhängigkeit von individuellen Erfordernissen ausgewählt werden können.
Obwohl die obigen Anordnungen im Hinblick auf einen beispielhaften Fall einer Übertragung eines Audiosignals beschrieben wurden, ist die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt und kann ebenfalls beispielsweise für eine Hochleistungsreproduktion eines Audiosignals wie in einem CD- Gerät, oder für eine Hochleistungsaufzeichnung und Wiedergabe eines Audiosignals wie in einem digitalen Bandrekorder angewandt werden.
Es wird nun eine Ausführungsform des digitalen Signalverarbeitungsverfahren und des Geräts nach der vorliegenden Erfindung mit Hilfe von Fig. 21 und 22 beschrieben. In Fig. 21 besitzt das digitale Signalverarbeitungsgerät Sekundär-Filterschaltungen, die Vorhersagefilter 61A, 61B, 61C, 61D umfassen, die jeweils aus Verzögerungsschaltungen 62A und 63A, 62B und 63B, 62C und 63C, 62D und 63D, Wichtungsschaltungen 64A und 65A, 64B und 65B, 64C und 65C, 64D und 65D und Addiergliedern 66A, 66B, 66C, 66D bestehen. Die Wichtungskoeffizienten K1A und K2A, K1B und K2B, K1C und K2C, K1D und K2D der Wichtungsschaltungen 64A und 65A, 64B und 65B, 64C und 65C, 64D und 65D werden auf Werte eingestellt, die durch die folgenden Gleichungen angegeben werden:
K1A = 0, K2A = 0 ..... (14)
K1B = 0,9375 K2B = 0 ..... (15)
K1C = 1,796875 K2C = -0,8125 ..... (16)
K1D = 1,53125 K2D = -0,859375 ..... (17)
Wenn ein digitales Eingangssignal SI über die Vorhersagefilter 61A, 61B, 61C und 61D an die Subtrahierglieder 67A, 67B, 67C und 67D geliefert wird, werden Differenzsignale SZA, SZ8, SZC und SZD zwischen dem digitalen Eingangssignal SI und den entsprechenden Ausgangssignalen der Vorhersagefilter 61A, 61B, 61C und 61D erhalten.
Daher bilden, wie in Fig. 22 gezeigt ist, die Vorhersagefilter 61A, 61B, 61C, 61D und die Subtrahierer 67A, 67B, 67C, 67D Filterschaltungen, die Frequenzcharakteristiken haben, die durch die Kurven LA, LB, LC bzw. LD dargestellt sind. Das digitale Fingangssignal SI wird mit einer solchen Frequenzcharakteristik korrigiert, daß es zu Vorhersage-Restsignalen SZA, SZB, SZC und SZD wird, die dann zu L-Wort-Verzögerungsschaltungen 68A, 68B, 68C, 68D bzw Maximal-Absolutwert-Halteschaltungen 69A, 69B, 69C und 69D geführt werden. Auf diese Weise bilden die Subtrahierglieder 67A - 67D eine Vorhersage-Fehlerermittlungseinrichtung, die Differenzsignale SZA - SZD zwischen dem digitalen Eingangssignal SI und den entsprechenden Ausgangssignalen der Vorhersagefilterschaltungen 61A - 61D erzeugt.
Die Maximal-Absolutwert-Halteschaltungen 69A, 69B, 69C und 69D teilen die digitalen Signale, die von den Addiergliedern 69A, 69B, 69C und 69D empfangen werden, in Blöcke einer vorgegebenen Periode und ermitteln die maximalen Absolutwerte in den einzelnen Blöcken.
Eine Vorhersagebereich-Adaptivschaltung 70D erzeugt ein Filterschaltsignal SC1 auf der Basis des ermittelten Ergebnisses und steuert dadurch die Umschaltung der Kontakte einer Auswahlschaltung 71 in jedem Block, so daß das Vorhersage-Restsignal SZA, SZB, SZC oder SZD, welches den kleinsten der gesamten Maximal-Absolutwerte hat, zu einem Addierglied 72 über die L-Wort-Verzögerungsschaltungen 68A, 68B, 68C und 68D und die Auswahlschaltung 71 ausgegeben wird.
Somit liefert das Addierglied pro Block das Vorhersage-Restsignal SZA, SZB, SZC oder SZD, welches den kleinsten der maximalen Absolutwerte hat (anschließend als optimales Vorhersage-Restsignal bezeichnet).
Damit wird durch Requantisierung und Aufzeichnung eines solchen optimalen Vorhersage-Restsignals es möglich, eine hochwirksame Aufzeichnung des digitalen Eingangssignals SI mit einer reduzierten Anzahl von Bits zu erzielen.
Die Vorhersagebereich-Adaptivschaltung 70D liefert weiter ein Gleitsignal SC2 zu einem Multiplizierer 73, damit das optimale Vorhersage-Restsignal gleitet, wodurch der Maximalwert des optimalen Vorhersage-Restsignals auf einen vorgegebenen Signalpegel pro Block gesteuert wird.
Ein Requantisierer 24 dient dazu, das optimale Vorhersage-Restsignal nach der obigen Gleitstufe zu requantisieren und gibt dann das requantisierte Signal aus.
Somit wird das optimale Vorhersage-Restsignal nach diesen Gleit- und Requantisierungsstufen aufgezeichnet, so daß das digitale Eingangssignal SI wirksam mit einer reduzierten Anzahl von Bits aufgezeichnet werden kann.
In der Rauschformungsschaltung 75 wird das Eingangsund Ausgangssignal des Requantisierers 74 zu einem Addierglied 76 geliefert, und ein Requantisierungs-Fehlersignal SE, welches als Folge davon erhalten wird, wird dann zu einem Rauschfilter 78 über einen Multiplizierer 77 geliefert, der eine Charakteristik hat, die invers zu der eines Multiplizierers 73 ist.
Ahnlich wie die Vorhersagefilter 61A - 61D umfaßt das Rauschfilter 78 Verzögerungsschaltungen 79, 80, Wichtungsschaltungen 81, 82 und ein Addierglied 83, und es liefert sein Ausgangssignal zu einem Addierglied 72. Als Reaktion auf das Filterschaltsignal SC1, welches von der Vorhersagebereich- Adaptivschaltung 70 ausgegeben wird, schaltet das Rauschfilter 78 die Wichtungskoeffizienten N1 und N2 der Wichtungsschaltungen 81 und 82 in Abhängigkeit von dem optimalen Vorhersage-Restsignal.
Wenn ein Vorhersage-Restsignal, welches über das Filter 61A erhalten wird, als ein optimales Vorhersage-Restsignal in einem Direkt-PCM (Pulscodemodulation)-Modus ausgewählt ist, wird bei dieser Ausführungsform zumindest einer der beiden Wichtungskoeffizienten N1 und N2 des Rauschfilters 78 auf einen Wert eingestellt, der anders als 0 ist, der bisher bei dem konventionellen Gerät ausgewählt wurde.
Wenn in der Praxis das digitale Eingangssignal 8£ so ist, daß seine Spektralform in seinem höheren Frequenzband angehoben ist, hat das Vorhersage-Restsignal, welches über den Subtrahierer 67A erhalten wird, den niedrigsten Pegel aus den gesamten Vorhersage-Restsignalen, die über die Subtrahierer 67A, 67B, 67C und 67D erhalten werden, so daß das Vorhersage-Restsignal SZA ausgewählt wird und zum Requantisierer 74 (d.h., ein Direkt-PCM-Modus ist ausgewählt) geliefert wird.
Daher wird durch Einstellen zumindest einer der Wichtungskoeffizienten N1 und N2 auf einen Wert, der anders als ist, ein großer Betrag der unteren Frequenzkomponente des Quantisierungs-Fehlersignals über das Rauschfilter 78 zurückgeführt, so daß das Requantisierungsrauschen, welches ursprünglich eine flache Spektralform aufgrund der Einstellung der Wichtungskoeffizienten N1 oder N2 auf einen Wert 0 hat, auf eine andere Spektralform umgeschaltet wird, die im unteren Frequenzband unterdrückt ist.
Als Folge davon wird das Requantisierungsrauschen, welches über den Requantisierer 74 ausgegeben wird, so verarbeitet, daß es eine Spektralform hat, die in seinem höheren Frequenzband entsprechend dem Betrag dieser Unterdrückung im unteren Frequenzband angehoben ist.
Damit wird es beim Direkt-PCM-Modus, wo die untere Frequenzkomponente in der Spektralform des Requantisierungsrauschens unterdrückt ist, möglich, das Signal-Quantisierung- Rauschverhältnis im Hörbereich zu verbessern, um wirksam eine Vermeidung einer eventuellen Erzeugung eines offensiven Requantisierungsrauschens um einen Betrag entsprechend dieser Unterdrückung zu erzielen. In jedem anderen Betriebsmodus wird dieses Fehlersignal zurückgeführt, nachdem es in Abhängigkeit von der Frequenzcharakteristik des entsprechenden Vorhersagefilters 61B, 61C oder 61D korrigiert wurde. Bei der obigen Ausführungsform sind die Vorhersagefilter 61A - 61D, die verwendet wurden, maximal von einer zweiten Ordnung. Jedoch ist es auch möglich, Primärfilter oder Filter erster Ordnung zu verwenden, wobei deren Koeffizienten K geändert sind. Bei einer solchen Modifikation wird der Koeffizient K gleich 0 im Direkt-PCM-Modus, wobei jedoch der gleiche Effekt wie oben erzielbar ist, wenn der Koeffizient N1 des Rauschfilters auf einen Wert eingestellt wird, der größer als 0 ist, beispielsweise auf 0,7.
In bezug auf das Rauschformungsfilter bei der fünften Ausführungsform können Tertiär- oder Filter dritter Ordnung anstelle der Vorhersagefilter 61A - 61D verwendet werden, welche maximal zweiter Ordnung sind. Bei einer solchen Spezifikation ist eine weitere Verbesserung im hörbaren Signal Rausch-Verhältnis erzielbar. Bei einem beispielhaften Aufbau wird das Requantisierungsrauschen Sn, welches im Ausgangssignal So enthalten ist, welches auf der Empfangsseite demoduliert wird, in Spektralformen geformt, was so ausgedrückt wird:
Sn = 1 - 1,33678Z&supmin;¹ + 0,64Z&supmin;² ...... (18)
Sn = 1 - 0,5Z&supmin;¹ ..... (19)
Sn = 1 - 0,32Z&supmin;¹ .... (20)
Dann kann im Primär-Differential-PCM-Modus und im Sekundär-Differential-PCM-Modus, wo das Spektrum des höheren Frequenzbandes wesentlich von dem des Direkt-PCM-Modus abnimmt, die Spektralform des Requantisierungsrauschens Sn sequentiell auf eine flache Spektralform in Abhängigkeit von einer solchen Abnahme des Spektrums korrigiert werden, so daß das Signal-Quantisierungs-Rauschverhältnis verbessert werden kann, indem man den hörbaren Ausblendungseffekt auch in einem anderen Modus als im Direkt-PCM-Modus verwendet.
Wenn man jetzt annimmt, daß ein jedes der Vorhersagefilter 61A - 61D eine Frequenzcharakteristik P(Z) und das Rauschfilter 78 eine Frequenzcharakteristik R(Z) hat, kann die Spektralform Sn des Requantisierungsrauschens so ausgedrückt werden:
Sn=Δ1-R(Z)/1-P(Z) ..... (21)
wobei Δ eine flache Frequenzcharakteristik bezeichnet.
Daher werden beim selektiven Bestimmen der Spektralform Snl des Requantisierungsrauschens die Werte von F(Z) wie folgt eingestellt:
F(Z) = 1,33678Z&supmin;¹ + 0,64Z&supmin;² ...... (22)
F(Z) = 0,5Z&supmin;¹ ..... (23)
F(Z) = 0,32Z&supmin;¹ ..... (24)
Wenn man die Gleichungen (18) bis (20) ordnet, wird die Spektralform Sn 50 angegeben:
Sn = Δ (1-F(Z)) ..... (25)
Folglich kann die Beziehung, die durch die folgende Gleichung dargestellt wird, aus der Gleichung (25) erhalten werden:
Δ1-R(Z)/1-P(Z)=Δ(1-F(Z) ..... (26)
Wenn man die Gleichung (26) auflöst, wird daher die folgende Beziehung erhalten:
R(F) = F(Z) + P(Z) - F(Z) P(Z) ..... (27)
Die Wichtungskoeffizienten im Direkt-PCM-Modus, im Primär-Differential-PCM-Modus und im Sekundär-Differential- PCM-Modus haben einen Wert 0, Werte 0,9375 und 0, bzw. Werte 1,796875 und -0,8125, so daß P(Z) so ausgedrückt werden kann:
P(Z) = 0 ..... (28)
P(Z) = 0,9375Z&supmin;¹ ..... (29)
P (Z) = 1, 796875Z&supmin;¹ - 0,8125Z&supmin;² ..... (30)
Dann kann folgendes durch Substitution der Gleichungen (22) - (24) und (28) - (30) für die Gleichung (27) erhalten werden:
R(Z) = 1,33678Z&supmin;¹ + 0,64Z&supmin;² ..... (31)
R(Z) = 1,4375Z&supmin;¹ + 0,46875Z&supmin;² ..... (32)
R(Z) = 2,096875Z&supmin;¹ - 1,3515632Z&supmin;² + 0,24375Z&supmin;³ ..... (33)
Man hat somit herausgefunden, daß im Direkt-PCM-Modus die Wichtungskoeffizienten N1 und N2 des ersten und zweiten Multiplizierers 81 und 82 auf Werte 1,33678 bzw. 0,64 eingestellt werden, und die Koeffizienten N3 usw. der dritten und nachfolgenden Multiplizierer auf einen Wert 0.
Man hat weiter herausgefunden, daß im Primär-Differential-PCM-Modus die Wichtungskoeffizienten N1 und N2 des ersten und zweiten Multiplizierers 81 und 82 auf die Werte 1,4375 bzw. 0,46875 eingestellt werden, und die Wichtungskoeffizienten N3 usw. der dritten und nachfolgenden Multiplizierer auf einen Wert 0; während im Sekundär-Differential- PCM-Modus die Wichtungskoeffizienten des ersten, zweiten und dritten Multipliziertes 81, 82 und 85 auf die Werte 2,096875, -1,351563 bzw. 0,24375 und diejenigen der vierten und nachfolgenden Multiplizierer auf einen Wert 0 einzustellen sind.
Damit kann im Direkt-PCM-Modus, im Primär-Differential-PCM-Modus oder im Sekundär-Differential-PCM-Modus die Filtercharakteristik des Rauschfilters 41 geändert werden, wobei selektiv die Wichtungskoeffizienten geschaltet werden, wodurch die Spektralform des Requantisierungsrauschens auf eine der Formen korrigiert wird, die durch die Gleichungen (18) - (20) angegeben wird.
Bei dem oben erwähnten Aufbau kann die Spektralform des Requantisierungsrauschens zu einer gewünschten Form geformt werden, wobei die Ordnung des Rauschfilters 41 so eingestellt wird, daß sie höher als die des Vorhersagefilters 3 ist und wobei die Filterungscharakteristik des Rauschfilters 41 in Abhängigkeit von dem des Vorhersagefilters 3 geschaltet wird, wobei eine Verbesserung bezüglich des Signals-Quantisierungs-Rauschverhältnisses erzielbar ist.
Schließlich wird nun ein Modifikationsbeispiel eines Rauschformungsfilters bei einer fünften Ausführungsform beschrieben.
Ein Rauschfilter 86, welches in Fig. 23 gezeigt ist, wird anstelle des Rauschfilters 78 beim digitalen Signalverarbeitungsgerät von Fig. 21 verwendet, welches mit einer Rauschformungs-Funktion ausgerüstet ist.
Das Rauschfilter 86 besitzt ein Rauschfilterteil 87 und ein Vorhersagefilterteil 88, dessen Filterungscharakteristik in ähnlicher Weise wie bei den oben erwähnten Vorhersagefiltern 61A - 61D umschaltbar ist. Diese Filterteile 87 und 88 sind in Reihe über ein Addierglied 89 miteinander verbunden, und das Ausgangssignal eines Multiplizierers 77 wird sowohl zum Rauschfilterteil 87 als auch zum Addierglied 89 geliefert.
Die Frequenzcharakteristik A(z) des Rauschfilterteils 87 wird so eingestellt:
A(z) = a z &supmin;¹ ..... (34)
wobei 0 < a < 1 ist
Aufgrund dieser Einstellung kann ein Ausgangssignal S1, welches auf die Frequenzcharakteristik korrigiert wurde, die durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird, über das Addierglied 89 erhalten werden:
S1 = 1 + A(z) ..... (35)
Ein Addierglied 90 dient dazu, die Ausgangssignale des Vorhersagefilterteils 88 und des Rauschfilterteils 87 miteinander zu addieren und liefert das Ergebnis zum Addierglied 72.
Da, wie oben erwähnt, das Ausgangssignal S1 durch die Gleichung (35) angegeben ist, wird, wenn das Vorhersagefilterteil 88 eine Frequenzcharakteristik P(z) hat, ein Ausgangssignal S2, welches bezüglich der Frequenzcharakteristik korrigiert wurde, die durch die folgende Gleichung ausgedrückt wird, aus dem Vorhersagefilterteil 88 erzielt.
S2 = (1 +A(z)) P(z) ..... (36)
Dieses Ausgangssignal 82 wird zum Ausgangssignal des Rauschfilterteils 87 addiert, so daß das Rauschfilter 36 als ganzes eine Filterungscharakteristik R(z) bekommt, die so ausgedrückt wird:
R(z) = A(z) * P(z) (1 +A(z)) ..... (37)
Demzufolge kann durch Substitution der Gleichung (37) durch die Gleichung (21), welche die Spektralform des Requantisierungsrauschens Sn darstellt, die Spektralform des Requantisierungsrauschens Sn beispielsweise so gefomt werden:
Sn = A (1 -A(z)) ..... (39)
Wenn der Sekundär-Differential-PCM-Modus, wo der Vorhersagegewinn ΔG im mittleren und unteren Frequenzband klein ist, bei dieser Ausführungsform über das Vorhersagefilter 61D ausgewählt wird, wird das hörbare Signal-Quantisierungs- Rauschverhältnis mittels der Rausch-Formungs-Technik so gut wie im Direkt-PCM-Modus verbessert.
Wie graphisch in Fig. 22 gezeigt ist, wird der Vorhersagegewinn ΔG mit einem positiven Vorzeichen in bezug auf den Gewinnverlust ausgedrückt. Im Sekundär-Differential-PCM2- Modus zeigt der Vorhersagegewinn AG jeder Filtercharakten stik im mittleren und unteren Frequenzband unter 2 kHz einen kleinen Wert von ungefähr 10 bis 12 dB. Beim Primär-Differential-PCM-Modus mit dem Vorhersagefilter 61B und beim Sekundär-Differential-PCML-Modus mit dem Vorhersagefilter 61C zeigt dieser Vorhersagegewinn AG einen großen Wert von 25 bis 13 dB bzw. 37 bis 23 dB.
Bei dem oben beschriebenen digitalen Signalverarbeitungsgerät wird, wenn der Sekundär-Differential-PCN2-Modus ausgewählt ist, wo der Vorhersagegewinn ΔG im relevanten Frequenzband klein ist, das Requantisierungsrauschen Sn für das Ohr offensiv. Man hat jedoch herausgefunden, daß das hörbare Requantisierungsrauschen bei der praktischen Verwendung ausreichend unterdrückt werden kann, wenn man das Rauschformungs-Verfahren im Direkt-PCM-Modus anwendet oder wenn man die Spektralform des Quantisierungsrauschens sowohl im Primär-Differential-PCM-Modus als auch im Sekundär-Differential- PCML-Modus abflacht.
Wenn daher der Sekundär-Differential-PCM2-Modus bei dieser Ausführungsform ausgewählt wird, wird die Verteilung des Requantisierungsrauschens Sn in das höhere Frequenzband wie bein Direkt-PCM-Modus angehoben, wobei man die Tatsache nutzt, daß die Spektralform des Eingangssignals SI im mittleren und höheren Frequenzband verteilt ist.
Als Folge davon kann im Sekundär-Differential-PCM2- Modus das Signal-Quantisierungsrausch-Verhältnis aufgrund des hörbaren Ausblendungseffekts verbessert werden, wodurch es möglich wird, ein zufriedenstellendes digitales Signalverarbeitungsgerät bereitzustellen, welches eine Verbesserung des Signal-Quantisierungs-Rausch-Verhältnisses verglichen gegenüber dem Stand der Technik sicherstellt.
Beim Direkt-PCM-Modus und beim Sekundär-Differential- PMC2-Modus wird die Filterungscharakteristik A(z) des Rauschfilterteils so eingestellt
A(z) = 0, 71875z&supmin;¹ ..... (40)
Beim Primär-Differential-PMC-Modus und beim Sekundär- Differential-PCM1-Modus wird die Filterungscharakteristik A(z) so eingestellt
A(z) = 0 ..... (41)
Aus Gleichung (39) folgt, daß im Direkt-PCM-Modus und 10 im Sekundär-Differential-PCM2-Modus die Verteilung des Requantisierungsrauschens Sn in das höhere Frequenzband, wie durch die folgende Gleichung dargestellt wird, angehoben wird:
Sn = A (1 - 0,71875z&supmin;¹) (42)
Beim Prirnär-Differential-PCM-Modus und beim Sekundär- Differential-PCML-Modus wird eine Korrektur so durchgeführt, daß die Verteilung des Requantisierungsrauschens Sn abgeflacht wird.
Mit dem obigen Aufbau wird es möglich, die Vorteile aufgrund der Vorrichtung zu erzielen, daß zusätzlich zum Direkt-PCM-Nodus die Verteilung des Requantisierungs-Fehlersignals auf ein höheres Frequenzband auch im Sekundär-Differential-PCM2-Modus angehoben wird, wo der Vorhersagegewinn ΔG im mittleren und unteren Frequenzband klein ist, so daß das Signal-Quantisierungs-Rauschverhältnis durch Verwendung des hörbaren Ausblendungseffekts im Sekundär-Differential-PCM2- Modus ebenfalls verbessert werden kann, wodurch ein hervorragendes digitales Signalverarbeitungsgerät realisiert werden kann, welches ein verbessertes Signal-Quantisierungs-Rausch-Verhältnis im Vergleich zu dem herkömmlichen Beispiel erzielt.
Die oben beschriebene Ausführungsform befaßt sich mit einem beispielhaften Fall, wo die vorliegende Erfindung auf ein digitales Signalverarbeitungsgerät angewandt wird, welches in der Lage ist, seinen Betrieb in einem Direkt-PCM-Modus, in einem Primär-Differential-PCM-Modus, in einem Sekundär-Differential-PCML-Modus und in einem Sekundär-Differential-PCM2-Modus durchzuführen.
Es ist jedoch klar, daß die vorliegende Erfindung nicht auf diese Ausführungsform alleine beschränkt ist, sondem daß sie in breiten Sinne auf verschiedene digitale Signalverarbeitungsgeräte anwendbar ist, die zur Übertragung eines digitalen Signals mit einer adaptiven Vorhersagecodierung bestimmt sind.
Außerdem ist die vorliegende Erfindung nicht lediglich auf das obige Beispiel beschränkt, wo die Verteilung des Requantisierungsrauschens Sn auf das höhere Frequenzband sowohl im Direkt-PCM-Modus als auch im Sekundär-Differential- PCM2-Modus angehoben wird. Bei jedem beliebigen digitalen Signalverarbeitungsgerät, welches mit einem anderen Modus als mit den obigen ausgerüstet ist, kann der Aufbau so erfolgen, daß die Verteilung des Requantisierungsrauschens Sn auf das höhere Frequenzband angehoben wird, wenn der Vorhersagegewinn ΔG im mittleren und unteren Frequenzband klein ist.

Claims

1. Gerät zur Verarbeitung eines digitalen Eingangssignals, mit:

einem Vorhersagefilter (61);

einer Vorhersage-Fehlerermittlungseinrichtung (67) zur Ausgabe eines Differenzsignals zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Vorhersagefilters (61);

einer Requantisier-Einrichtung (74) zur Requantisierung des Differenzsignals; und

einer Rauschformungs-Einrichtung (75) zur Korrektur der Spektralform des Requantisierungsrauschens, welches beim Requantisieren des Ausgangssignals erzeugt wird, und die ein Rauschfilter (78) besitzt, um das Requantisierungs-Fehlersignal, welches während der Requantisierung erzeugt wird, zur Requantisier-Einrichtung (74) zurückzuführen;

dadurch gekennzeichnet, daß

das Vorhersagefilter (61) und die Rauschformungs-Einrichtung (75) eingerichtet sind, die Spektralform des Requantisierungsrauschens an die des Eingangssignals anzunähern, wobei es im unteren Frequenzband unterdrückt wird;

das Vorhersagefilter (61) eingerichtet ist, um selektiv seine Filterungscharakteristik gemäß der Spektralform des Eingangssignals zu schalten; und

wenn die Charakteristik des Vorhersagefilters (61) auf eine Charakteristik geschaltet ist, die einen kleinen Vorhersagegewinn im mittleren und unteren Frequenzband hat, die Charakteristik des Rauschfilters (78) auch geschaltet wird, um die Verteilung des Requantisierungs-Fehlersignals auf das höhere Frequenzband anzuheben.

2. Gerät zur Verarbeitung eines digitalen Signals nach Anspruch 1, wobei die Ordnung des Rauschfilters (78) so festgesetzt ist, daß sie höher als die des Vorhersagefilters (61) ist.

3. Gerät zur Verarbeitung eines digitalen Signals nach Anspruch 1 oder 2, mit:

mehreren Vorhersagefiltern (61A - 61D); und wobei die Vorhersage-Fehlerermittlungseinrichtung (67A - 67D) dazu dient, Differenzsignale zwischen einem Eingangssignal und den individuellen Ausgangssignalen der mehreren Vorhersagefilter zu erzeugen, wobei das Eingangssignal zu den Vorhersagefiltern (61A - 61D) geliefert wird und durch selektive Requantisierung des Differenzsignals durch die Requantisier-Einrichtung (74) codiert wird; und

wobei die Vorhersagefilter (61A - 61D) so ausgebildet sind, eines der Differenzsignale, das bezüglich der Frequenzcharakteristik mit dem Eingangssignal gleich ist, zu liefern, und im Zustand der selektiven Requantisierung des Differenzsignals, welches vom relevanten Vorhersagefilter (61A - 61D) erhalten wird, die Rauschformungs-Einrichtung (75) die untere Frequenzkomponente des Requantisierungs-Fehlersignals unterdrückt, welches aufgrund dieser Requantisierung erzeugt ist.

4. Verfahren zur Verarbeitung eines digitalen Eingangssignals, welches die Schritte aufweist:

vorhersagendes Filtern des Eingangssignals;

Berechnen eines Vorhersagefehlers;

Requantisieren des Vorhersagefehlers; und

Korrigieren der Spektralform des Requantisierungsrauschens, welches bei der Requantisierung des Vorhersagefehlers erzeugt wird;

dadurch gekennzeichnet, daß

beim Korrigieren der Spektralform die Spektralform des Requantisierungsrauschens der des Eingangssignals angenähert wird, wobei es in seinem unteren Frequenzband unterdrückt wird, und, wenn die Charakteristik der Vorhersagefilterung eine Charakteristik mit einen kleinen Vorhersagegewinn im mittleren und unteren Frequenzband hat, die Spektralform des Requantisierungsrauschens im höheren Frequenzband liegt.