DE3315519A1

DE3315519A1 - Analog/digitale signaluebertragung

Info

Publication number: DE3315519A1
Application number: DE19833315519
Authority: DE
Inventors: Kenneth James San Francisco Calif. Gundry
Original assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Current assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Priority date: 1982-05-05
Filing date: 1983-04-29
Publication date: 1983-11-10
Also published as: GB2121253B; JPS58218245A; GB8312217D0; ES8500530A1; BR8302311A; DE3315519C2; DK200983A; KR840004991A; NL8301572A; US4493091A; FR2526608B1; DK200983D0; CH666585A5; BE896674A; CA1218157A; DK162911B; GB2121253A; ES522078A0; FR2526608A1

Description

Häufig ist es bei digitalen Tonfrequenzsysteraen nötig, einen breiteren Dynamikbereich zu erzielen als das bei Verwendung der zur Verfügung stehenden Übertragungs- und/oder Aufzeichnungsdaten und Fehlerraten möglich ist. Ein solcher breiterer Dynamikbereich kann bei Anwendung von Techniken geschaffen werden, durch die die Merkmale von Analog-Digital-Umsetzern (A/D-Umsetzer) und Digital-Analog-Umsetzern (D/A-Umsetzer) nicht festgelegt werden sondern sich an das Frogramm anpassen. Bei einer bestimmten Art eines adaptiven digitalen Audiosystems sind bereits Kompander logarithmischer Art (häufig als Breitband-Kompander bezeichnet) benutzt worden, um den Dynamikbereich zu erweitern. Andererseits sind auch digitale Techniken angewandt worden, um die Ädaptxerungsfunktion zu erreichen, beispielsweise durch nichtlineares Quantisieren oder variable Skalierungssysteme.

Bei Anwendung in digitalen Systemen besteht die Möglichkeit, daß sowohl analoge als auch digitale Kompandersysteme unter dem Mangel leiden, daß zwar der Dynamikbereich erweitert wird (das Verhältnis zwischen maximalen und minimalen Signalen, die aufnehmbar sind), jedoch das Niveau des Quantisierungsfehlers veränderlich wird, was zu einer wahrnehmbaren Modulation dieses Fehlers (meistens als Rauschen betrachtet) durch das Signal führt. Im Fall analoger Kompander können die hörbaren Effekte dieser Modulation durch Bandteilung oder "sliding-band"-Techniken reduziert werden, durch die die mit einem bestimmten Signal einhergehende Verschlechterung des Rauschabstandes auf den gleichen Spektrumsbereich beschränkt wird wie das Signal, während der Rauschpegel in anderen Teilen des Spektrums unbeeinflußt bleibt. Auf diese Weise wird das Zunehmen des Rauschens verdeckt. Beispiele für analoge Kompander mit Bandspaltung gehen aus US-PS 3 846 719, US-PS 3 903 485 und der Zeitschrift "Journal of the Audio Engineering Society", Bd. 15, Nr. 4, Oktober I967, 3. 383-388 hervor. Analoge Kompander mit "slidingband" -Techniken sind in US-PS Re 28 426, US-PS 3 757 254, US-PS

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4 072 914·, US-PS 3 93^ 190 und der japanischen Patentanmeldung 55529/71 beschrieben.

Bei digitalen Kompandern, bei denen nichtlineare Quantisierung oder variable Skalierung vorgesehen ist und die Programinadaptierung im digitalen Bereich erfolgt, ist ein Ausschalten der Rauschmodulation durch Bandaufspaltung oder "sliding" meistens praktisch nicht durchzuführen, so daß die Konstrukteure gezwungen sind, zur Formgebung Netzwerke mit fester Kennlinie (Prä- und De-emphase) zu verwenden, um die Hörbarkeit der Rauschänderung zu verringern. Bei diesen Verfahren wird die Rauschmodulation nicht in einem Bereich des Spektrums durch ein Signal in einem anderen verhindert sondern dadurch, daß das Spektrum des Rauschens geändert wird in der Hoffnung, daß das Rauschen in dem am stärksten hörbaren Bereich des Spektrums (meistens hohe Frequenzen) selbst dann unhörbar bleibt, wenn es auf den höchsten Pegel angestiegen ist, und zwar als Ergebnis der Adaptierung auf Grund eines Signals einer Frequenz, welche dieses am stärksten hörbare Rauschen nicht verdeckt. Leider ist die Hoffnung häufig vergeblich, und digitale Kompander mit Präemphase ergeben meistens eine hörbare Rauschmodulation bei kritischem Musikmaterial.

Die zulässige Kennlinie eines Formgebungsnetzwerkes stellt einen Kompromiß dar zwischen zwei an sich unverträglichen Anforderungen. Am Ausgang des D/A-Umsetzers ist es erwünscht, eine starke Dämpfung bei den Frequenzen einzuführen, bei denen Rauschen bzw. ein Fehler am stärksten hörbar ist; dann ist aber am Eingang des A/D-Umsetzers ein umgekehrtes Netzwerk nötig, welches bei diesen Frequenzen eine starke Verstärkung ergibt. Diese Verstärkung erhöht jedoch die Wahrscheinlichkeit, daß das System überlastet wird und reduziert infolgedessen den wirksamen Dynamikbereich des Systems gegenüber Breitbandsignalen. Mit anderen Worten, Prä- und Deemphase erweitern nicht notwendigerweise den Dynamikbereich.

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Gemäß der Lehre der Erfindung ist die Notwendigkeit für einen derartigen Kompromiß reduziert oder ganz ausgeschaltet und es wird gleichzeitig ein digitales Kodier/Dekodiersystem mit einem erweiterten Dynamikbereich geschaffen, das sich mit einfachen und preisgünstigen Bauelementen verwirklichen läßt.

Gemäß der Erfindung wird ein frequenzabhängiges Netzwerk mit variabler Kennlinie mit oder ohne zugehörige Verstärkung in Kombination mit einem A/D-Umsetzer und einem D/A-Umsetzer geschaffen. Das frequenzabhängige Netzwerk mit variabler Kennlinie ändert die Form seiner Kennlinie in Abhängigkeit von einem Steuersignal. Man kann die Erfindung als adaptive Prä- und De-emphase in Kombination mit dem A/D-Umsetzer und dem D/A-Umsetzer betrachten, bei der das am stärksten hörbare Rauschen durch das Kennlinienformungsnetzwerk immer dann reduziert wird, wenn die Amplituden des Eingangssignals nicht zu einer Überlastung des Systems führen. Wenn es aber zu einer Überlastung käme, adaptieren die Netzwerke, um eine Anhebung von vorherrschenden spektralen Komponenten zu vermeiden, aber gleichzeitig die Rauschreduzierung beizubehalten, wo Rauschen in Gegenwart der genannten spektralen Komponenten hörbar sein könnte. Ein solches System erlaubt eine ausgeprägtere Anhebung und Absenkung in Gegenwart vorherrschender Signale bei Frequenzen, bei denen das Rauschen kein Problem ist. Deshalb ist mit diesem System die Rauschmodulation unhörbar zu machen.

Natürlich sind analoge Kompander mit Bandaufspaltung und "sliding band", wie oben erwähnt, Beispiele adaptiver Prä- und De-emphase. Zusätzlich zu den frequenzabhängigen Netzwerken mit variabler Kennlinie (d.h. adaptivem Frequenzgang) umfassen sie normalerweise ihre eigenen Schaltungen zum Messen der Amplitude und des Spektrums der Tonfrequenzsignale, um die variable Kennlinie bzw. Adaptation verwirklichen zu

Können.

Bei adaptiven, digitalen Systemen mit veränderlicher Skalierung enthält der A/D-Umsetzer ein Steuersignal bzw. einen Skalierungsfaktor, der meistens digital abgeleitet ist und im D/A-Umsetzer wiederhergestellt werden muß. Es ist "bekannt, ein derartiges digital abgeleitetes Steuersignal zur Betätigung von frequenzunabhängigen Elementen mit variabler Verstärkung vor dem A/D-Umsetzer und hinter dem D/A-Umsetzer zu benutzen. Aus der vorstehenden Beschreibung geht jedoch hervor, daß ein solches Verfahren zu noch stärkerer Rauschmodulation führt. Allerdings kann das Steuersignal· dazu benutzt werden auf Netzwerke mit adaptiver Kennlinie zu operieren. Man kann das Steuersignal als eine digital abgeleitete Messung des Tonfrequenzsignals betrachten, welches ursprünglich im A/D-Umsetzer erzeugt wird und dann mit beliebiger Genauigkeit im D/A-Umsetzer wiederhergestellt werden kann. Eines der bei analogen Kompandern auftretenden Hauptprobleme, nämlich eine identische Messung des Signals am Sende- und am Empfangsende vorzunehmen, wird ausgeschaltet, und es ist leichter, ein exaktes "Nachlaufen" zwischen der variablen Prä- und De-emphase zu erreichen.

Im Folgenden ist die Erfindung mit weiteren vorteilhaften Einzelheiten anhand eines schematisch dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt:

Fig. 1 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Systems;

Fig. 2-4 verallgemeinerte Blockschaltbilder alternativer Netzwerke mit variabler Kennlinie und alternativer Formen von Steuersignalen für dieselben;

Fig. 5 ein Blockschaltbild eines spezielleren Systems gemäß der Erfindung»

Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Kodierers gemäß der Erfindung;

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Fig. 7 eine graphische Darstellung des Frequenzganges für ein Beispiel eines beim Kodierer gemäß Fig. 6 verwendeten Netzwerks;

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines Dekodierers gemäß der Erfindung.

In Fig. 1 ist ein stark verallgemeinertes Blockschaltbild eines digitalen Kodier/Dekodiersystems gemäß der Erfindung gezeigt, bei dem ein analoges Eingangssignal an ein frequenzabhängiges Netzwerk 2 mit variabler Kennlinie angelegt wird, welches das analoge Eingangssignal weiterverarbeitet, ehe es das Signal an einen A/D-Umsetzer k weitergibt. Der A/D-Ubsetzer 4 hat Charakteristiken, die an ein angelegtes Signal adaptieren und weist eine Einrichtung auf, die ein vom angelegten Signal abgeleitetes Steuersignal erzeugt, um diese Charakteristiken zu steuern. Es sind verschiedene Arten adaptiver A/D-Umsetzer und D/A-Umsetzer allgemein bekannt. Beispiele hierfür sind adaptive Pulscode-f>CM) und adaptive Delta-Modulationsvorrichtungen. Eine gemeinsame Form der Anpassung besteht in einer Änderung der Quantisierungsschrittgrößen als Funktion der Eingangssignalparameter. Das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers k wird an ein Übertragungsmedium 6 und dann an einen adaptiven D/A-Umsetzer 8 angelegt, dessen Ausgangssignal an ein frequenzabhängiges Netzwerk 10 mit variabler Kennlinie angelegt wird, dessen Kennwerte komplementär zu denen des Netzwerks 2 sind. Das Üb er trag ungs medi um 6 kann die verschiedensten Formen aufweisen. 2.B. ist ein Mitschnitt oder eine Übertragung durch Draht oder Raum oder im Wege weiterer Modulation oder Kodierung vor der Aufzeichnung oder Übertragung möglich. Der D/A-Umsetzer 8 entwickelt ein Steuersignal, welches dem Steuersignal des A/D-Umsetzers 4· im wesentlichen gleich sein kann. Das Netzwerk 10 wird vom Steuersignal des D/A-Umsetzers 8 so gesteuert, daß das analoge Signal im wesentlichen seine ursprüngliche Form wiedererhält.

In der praktischen Durchführung sind die frequenzabhängigen

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Netzwerke mit variabler Kennlinie häufig frequenzabhängige Vorrichtungen mit variabler Verstärkung, z.B. Kompressoren und Expander mit festem Band oder gleitendem Band (slidingband) (Kompander sys t eme), bei denen die frequenzabhängigen Charakteristiken auf das Steuersignal ansprechen, welches von dem an den A/D-Umsetzer angelegten Signal abgeleitet wurde.

Das digital abgeleitete Steuersignal bzw. der Skalierungsffiktor des adaptiven A/D-Umsetzers und D/A-Umsetzers kann auf verschiedenste Weise realisiert werden, je nach der Art des digitalen Kodiersystems. Wie Fig. 2 zeigt, besteht es in einem PCM-System mit momentaner oder nahezu momentaner automatischer Bereichsänderung (z.B."Gleitkomma") aus einem digitalen Wort von einigen Bits (typischerweise 2 oder 3), das die Abtastgrößen verhältnismäßig grob quantisiert dargestellt. Jede Größe kann benutzt werden, um die entsprechenden einzelnen Prä- und De-emphase-Netzwerkcharakteristiken einzuschalten, wobei steigende Größen abnehmender Anhebung und Absenkung in den diskreten Netzwerken 2· bzw. 10' entsprechen. Die A/D- und D/A-Umsetzer sind als Blöcke k' bzw. 8' gezeigt. Gemäß einer Alternative kann, wie Fig. 3 zeigt, die Größe in einem solchen PCM-System dekodiert und zu einer analogen Steuerspannung bzw. -strom geglättet werden, um kontinuierlich variable Netzwerke 2¹¹ und 10" über getrennte D/A-Umsetzer 12 und Glättungseinrichtungen 1*1- im Kodierer- und Dekodiererteil des Systems zu steuern.

Wie Fig. k zeigt, ist bei manchen Systemen, einschließlich der adaptiven Deltamodulationssysteme mit kontinuierlich variabler Neigung der Skalierungsfaktor bereits ein analoges Steuersignal, welches unmittelbar oder auf dem Weg über weitere Glättungseinrichtungen l4 zur Betätigung der kontinuierlich variablen Netzwerke 2¹' und 10'' benutzt werden kann. Die A/D- und D/A-Umsetzer sind als Blöcke ^¹¹ bzw. 8 ·' gezeigt.

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Bei herkömmlichen analogen Kompandern hängt die Hörbarkeit der Rauschmodulation vom Kompressionsverhältnis abj je höher das Verhältnis ist, umso größer kann die Signalamplitude sein, ehe der Rauschpegel so weit ansteigt, daß er hörbar wird. Leider führen hohe Kompressions- und folglich Expansionsverhältnisse zu Abtastfehlern wegen der Abweichungen zwischen den Messungen des Signals am Kompressor und am Expander. Bestehende analoge Kompander haben meistens Verhältnisse im Bereich von 1,5 bis 3· Die Präzision, mit der das digital abgeleitete Steuersignal wiederhergestellt werden kann, ermöglicht die Anwendung etwas höherer Verhältnisse. Mit der Erfindung wird also ein analogen Kompandern innewohnender Nachteil überwunden. Die Kombination aus adaptiver Präemphase und Ableitung des Skaliermngsfaktors innerhalb des A/D-Umsetzers ist als ein in seinem Ausgang gesteuerter Kompressor zu betrachten, dessen Kompressionsverhältnis von den Steuermerkmalen des variablen Netzwerks und den Eingabe/Ausgabe-Charakteristiken der digitalen Messung abhängt. Bei Kenntnis der zuletzt genannten Werte ist es möglich, die zuerst genannten Werte abzuleiten, die nötig sind, um ein gegebenes erforderliches Kompressionsverhältnis zu erreichen.

Bei digitalen Systemen stehen dxe auf das Kodieren zurückzuführenden Fehler in Beziehung zum Tonfrequenzsignal und sind infolgedessen nicht exakt gleichwertig mit statistischem oder weißem Rauschen. Allerdings ist bei Systemen, die für die Tonwiedergabe von hoher Qualität ausgelegt sind, die Bitrate meistens so hoch, daß der Fehler als Breitbandrauschen betrachtet werden kann. Sein Spektrum ist derart, daß nach der Bewertung der Frequenz unter Berücksichtigung der Empfindlichkeit des menschlichen Ohres hochfrequentes Rauschen vorherrscht. Deshalb sollte bei einer typischen adaptiven Formgebung des Frequenzganges eine hochfrequente Prä-emphase oder Änhebung mindestens beim Fehlen hochfrequenter Signale von hoher Amplitude angewandt werden. Das vom A/D-Umsetzer abgeleitete Steuersignal erfordert meistens eine gewisse Glättung,

m ♦ K ·* ν

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ehe es zum Steuern der adaptierenden Prä-emphase benutzt werden kann. Deshalb unterliegt die Bewegung der Prä-emphase einer Verzögerung gegenüber einera analogen Singangs-Tonfrequenzspannungsverlauf. Dies ist gleichwertig mit der Anstiegzeit bei einem analogen Kompressor und führt zu kurzfristigen Überschwingungen bei Einschwingvorgängen. Wie bei analogen Kompressoren erlaubt eine "Dual Path"-Ausführung, bei der ein Hauptweg feste Charakteristiken hat und ein weiterer paralleler Weg die der Prä-emphase unterzogenen Signale führtι die Anwendung einer Oberschwingungs-Unterdrückung. Dual Path-Schaltungen sind z.B. in US-PS 3 84-6 719, US-PS 3 903 ^85, US-PS Re 28 kz6_t US-PS 3 828 280, US-PS 3 875 537 und der veröffentlichten englischen Patentanmeldung 2 079 H^A beschrieben. Die Grenzschwellenwerte der ÜberschwingungsUnterdrücker sind so eingestellt_t daß eine Begrenzung nur während der kurzen Zeitspannen erfolgt, während der das an den variablen Hochpaßfilter angelegte Steuersignal hinter der Größe des eingegebenen Tonfrequenzsignals zurückhinkt.

Mit einem in die Praxis umgesetzten Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein verhältnismäßig einfaches, preisgünstiges digitales Kodier/Dekodier-Audiosystem oit hoher Leistung

geschaffen. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden die bekannten Vorteile der adaptiven Deltamodulation einschließlich der Einfachheit der dazu nötigen Bauelemente beibehalten und gleichzeitig der Dynamikbereich des Systems weiter vergrößert, ohne daß störende Nebenwirkungen, beispielsweise Rauschmodulation eingeführt werden. Das dabei entstehende System ist besonders gut geeignet zur Verwendung in preisgünstigen, durch die Datenrate begrenzten Systemen, bei denen ein großer Dynamikbereich ebenso wie ein hoher Rauschabstand erwünscht ist.

Verschiedene Deltamodulationsarten sind im Artikel "Delta Modulation" von H. R. Schindler, "IEEE Spectrum", Bd. 7,

S. 69-78, Oktober 1970 beschrieben. Dieser Aufsatz befaßt sich nicht nur mit der adaptiven Deltamodulation sondern enthält auch eine umfangreiche Bibliographie. Ein adaptives Deltamodulationssystem ist auch beschrieben in dem Aufsatz "High Performance Digital Audio Systems" von Robert I. Masta in "Electronic Products", S. 66, 20. April 1982. Ferner sind adaptive Deltamodulationssysteme offenbart in US-PS U- 190 801, US-PS U- 254 502, US-PS U- 305 050 und US-PS U- 313 2C&.

Fig. 5 zeigt ein verallgemeinertes Blockschaltbild des genannten Ausführungsbeispiels. Die gezeigten A/D- und D/A-Umsetzer 16 und I9 sind vorzugsweise von Typ adaptive Deltamodulation mit kontinuierlich variabler Neigung. Solche Vorrichtungen sind allgemein bekannt. Um hörbares Rauschen weiter zu verringern, ist in dem A/D-Umsetzer l6 vorzugsweise Fehlerrückkopplung vorgesehen. Solche Verfahren sind auch bekannt, siehe z.B. US-PS 2 927 962 oder U- 313 20^ und "Reduction of Quantizing Noise by Use of Feedback" von Spang und Schultheiss,. veröffentlicht in "IRE Trans.Commun. Syst.", Bd. CS-IO, S. 373-380, Dezember 1962. Ein "sliding-band"-Kompressor 18 und ein komplementärer "sliding-band"-Expander 20, die jeweils von dem zugehörigen Umsetzer gesteuert werden, ermöglichen eine weitere Rauschminderung durch das von ihnen dargestellte "sliding-band"-Rauschminderungssystem.

Das Ausmaß der vom "sliding-band"'System ermöglichten Rauschminderung und das Frequenzspektrum, in der das wirksam wird, kann so gewählt sein, daß es an das Rauschspektrum angepaßt ist, welches selbst bei Anwendung der Fehlerrückkopplung erhalten bleibt. So bleibt z.B., außer wenn die Taktfrequenz ausreichend hoch ist, noch nennenswertes Rauschen bei sehr hohen Tonfrequenzen erhalten, auch wenn Fehlerrückkopplungskorrektur angewandt wird. Wenn das "sliding-band"-Rauschmindersystem so gestaltet .wird, daß es in jenem Bereich des Tonfrequenzspektrums arbeitet, führt die Kombination der beiden zu einer Rauschminderung über das

ganze Tonfrequenzspektrum hinweg und arbeitet dabei bei Taktfrequenzen, die für Tonwiedergabe von hoher Qualität normalerweise nicht akzeptabel wären. Selbst wenn die Taktfrequenz ausreichend hoch ist, so daß das Fehlerkorrekturverfahren zu einem flachen Rauschpegel über die höchsten interessierenden Tonfrequenzen hinweg führt, ist ein "slidingband"-Rauschmindersystem, welches bis zu niedrigeren Frequenzen herab wirksam ist, zur weiteren Rauschminderung nützlich.

Wie aus den vorstehend genannten Vorveröffentlichungen hervorgeht, können die "sliding-band"-Vorrichtungen die verschiedenste Form haben. Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel sind diese Vorrichtungen Abwandlungen allgemein bekannter "sliding-band"-Vorrichtungen, die als Kompressoren und Expander der Type B bezeichnet sind, von der eine frühe Form in US-PS Re 28 kzG beschrieben ist. Beim vorliegenden Anwendungsfall ist keine Steuerschaltung nötig, da das Steuersignal von Umsetzern 16 und 20 abgeleitet wird. Darüberhinaus brauchen die Vorrichtungen nur bei höheren Frequenzen zu arbeiten, weil das Rauschspektrum in einen Deltainodulationssysteni, bei den FehlerrücTikopplungskorrektur angewandt v/ird, die das Pvauschspektrum nicht vollkommen aus dem nutzbaren Tonfrequenzband herausschiebt, weil die Taktfrequenz verhältnismäßig niedrig ist, sehr hochfrequente !Ta tür hat. Αεί Eingang des Systems band begrenzt ein einfaches iisfpaßfilterband 22 mit zwei Polen das eingegebene Hörfrequenzsignal. Im Gegensatz zu herkömmlichen PCM-Systemen mit niedrigen Abtastraten sind keine komplizierten "anti-aiiasing"-Filter (Spiegelfrequenzfilter) nötig. Ein ähnlicher Tiefpaßfilter 2^ ist nach dem D/A-Umsetzer 18 eingesetzt.

Der Kodierteil des Systems ist im einzelnen in Fig.6 gezeigt. Der "sliding-band"--Kompressor ist ein "Dual Path" Kompressor vom Typ I, ähnlich der in der veröffentlichten britischen

f. ft 4 * < t + *·

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Patentanmeldung 2 079 114Λ beschriebenen Vorrichtung. Der Hauptweg enthält ein festes, pegelunabhängiges Netzwerk 26 zur Kennlinienformung gemäß Fig. 7» welches die Übertragung hochfrequenter Signale hohen Pegels erlaubt.

Der weitere Weg enthält einen spannungsgesteuerten, Hochpaßfilter 28 mit einem Pol, dessen Grenzfrequenz im Ruhezustand ca. 10 kHz beträgt. Die Wirkung des variablen Filters kommt einem Kompressor gleich, dessen Kompressionsverhältnis:von der Form der Filter/Steuerkennlinie abhängt, wobei die genannte Kompression oberhalb eines Schwellenpegels erfolgt, der vom Schleifengev/inn des Steuersystems abhängt. Die Verstärkung vor der Summierung mit dem Hauptweg beträgt 14 dB, was eine Ruhe-Prä-emphase gibt, die mit 6 dB/Oktave von ca. 2 kHz bis ca. 10 kHz ansteigt. Oberhalb eines Schwellenwertes des Steuersignals bewegt sich diese Präemphase mit der Größe eines vom Bitstrom abgeleiteten Steuersignals in der Frequenz nach oben. Die (in US-PS Re 28 426 beschriebene)Unterdrückung von Überschwingungen 30 verhindert eine Verzerrung von Einschwingvorgängen A/D-Umsetzer. Der Hauptweg und der weitere Weg werden in einer Kombinierschaltung 3² summiert.

Das verarbeitete Tonfrequenzsignal des "sliding-band"-Kompressors 18 wird über eine Summierstufe 34 an eine Vergleichsschaltung 36 angelegt, deren anderer Eingang das Tonfrequenzsignal ist, welches aus den digitalen Bitstrom am Ausgang wiederhergestellt wurde. Der Ausgang der Vergleichsschaltung wird mittels eines Flipflops 38 niit der Taktfrequenz abgetastet und wird zum Bitstrom an Ausgang. Der Aus^angs-Bitstrom steuert die Polarität der Integration (Block 4o), so daß das wiederhergestellte Tonfrequenzsignal dem Singangs-Tonfrequenzsignal folgt. In einem Adaptierungs- Algorithmus 42 wird der Bitstrom zum Erzeugen einer analogen Steuerspannung benutzt, die zur Herstellung des Tonfrequenzsignals integriert (Block 44) wird. Das Steuersignal

dient auch zum Steuern des analogen Rauschmindersystems.

Der durch diesen Umsetzungsprozeß entstandene Fehler erscheint am Eingang der Vergleichsschaltung. Das Fehlersignal wird durch eine Fehlerrückkopplungsschleife 45 geführt, zu der ein Tiefpaßfilter 46 gehört, und wird dann mit dem Verarbeiteten Tonfrequenzsignal kombiniert. Durch diesen Prozeß wird das Spektrum des Fehlers in der Frequenz nach oben verlagert. Bei einer ausreichend hohen Abtastrate ist oberhalb der öbergrenze des Tonfrequenzbereichs und unterhalb der Taktfrequenz ausreichend Raum vorhanden, in den das Fehlerspektrum bewegt werden kann. Damit kann der größte Teil des Quantisierungsrauschens aus dem hörbaren Bereich heraus verlagert werden, wodurch viel weniger hörbares Rauschen übrigbleibt, als normalerweise beim herkömmlichen Deltamodulationssystem. Wenn eine niedrigere Abtastfrequenz angewandt wird, bleibt, wie schon gesagt, ein gewisses sehr hochfrequentes Restrauschen übrig.

Der grundlegende Ausgangsbitstrom wird dann weiterverarbeitet, wie es beispielsweise allein zum Anlegen an das Übertragungsmedium 6 nötig ist. Fig. 8 zeigt weitere Einzelheiten des in Fig. 5 dargestellten Dekodiererteils. Das Signal vom Übertragungsmedium 6 wird nach Bedarf weiterverarbeitet, um den grundlegenden Eingabebitstrom zu erzeugen. Zur Verarbeitungseinrichtung gehört eine Einrichtung zum Ableiten eines Taktsignals. Diese Verfahren sind allgemein bekannt.

Der D/A-Umsetzer 18 ist ein adaptiver Deltade-nodulator, der einem Teil des A/D-Umsetzers 16 identisch gleicht. Weder die Vergleichsschaltung 36 noch die Fehlerrückkopplungsschleife 45 ist für den Demodulator nötig. Die Blöcke 40, 42 und 44 sind bei beiden Umsetzern gleich. Das Tonfrequenzausgangssignal vom Ausgang des Integrators wird über einen zweipoligen Tiefpaßfilter an den "sliding-band".Expander 20 angelegt. Dieser hat auch eine Doppelwegausführung, bei der

der Hauptweg ein pegelunabhängiges Netzwerk 26' zur Formung der Kennlinie hat ( invers zu Fig. 7) und der weitere Weg eine negative Rückkopplung vom Ausgang zu einer summierenden Kombinationsschaltung 32 am Eingang über einen variablen Kochpaßfilter 28 und einen Überschwingungsunterdrücker 30 liefert. Der Filter 28 wird durch das Steuersignal betätigt, welches von dem Bitstrom im D/A-Umsetzer abgeleitet ist, und das Ergebnis ist ein Frequenzgang, der komplementär ist zu dem des aufzeichnenden Rauschminderprozessors.

Im Betrieb wird der Frequenzgang des Systems gemäß Fig. 5t 6 und 7 von den das Eingangs- und Ausgangsband begrenzenden Tiefpaßfiltern 22 und 2k und nicht vom Vermögen des A/D- und D/A-Umsetzers bestimmt. Bei einer Abtastfrequenz von 22*J· kHz (l/l6 NTSC-HiIfsträger ) und einer maximalen nominalen Tonfrequenz von 15 kHz sind "anti-aliasing"-Filter (Spiegelfrequenzfilter) sehr hoher Ordnung unnötig; Filter mit zwei Polen sind angemessen. Folglich kann ohne weiteres eine Kennlinie von + 0,5 dB bis 15 kHz erreicht werden.

Im Vergleich zu einem nominellen Bezugspegel ist der Rauschabstand 78 dB. Mit dem System können Signale bis zu 15 kHz 3iit Bezugspegel verarbextet werden. Der Pegel, bei dem die Neigungsübersteuerung bei 3 kHz beginnt (entsprechend der Überlastungscharakteristik eines Systems mit 50 Mikrosekunden Prä- und De-emphase) beträgt ca. + 10 dB zum Bezugspegel. Im Vergleich mit Rundfun'cübertragungssystemen beträgt der Dynamikbereich also ca. 88 dB.

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Claims

ANALOG/DIGITALE SIGNALÜBERTRAGUNG Priorität: 5. Mai 1982 -USA- Ser. No. 375 037

Patentansprüche

1. Analog-Digital-Umsetzungssystem,
gekennz eichnet durch

- eine A/D-Umsetzereinrichtung mit Charakteristiken, die an ein angelegtes Signal adaptieren und die eine Einrichtung zum Erzeugen eines von dem angelegten Signal abgeleiteten Steuersignals zum Steuern der Charakteristiken aufweist, und

- eine frequenzabhängige Einrichtung mit veränderlicher Kennlinie, die ein Signal vor dessen Anlegen an die Umsetzereinrichtung verarbeitet und deren Kennliniencharakteristik sich in der Form in Abhängigkeit von dem Steuersignal ändert.

2. System nach Anspruch 1,

dadurch gekennz eichnet, daß das Steuersignal die Form digitaler Wörter hat, und daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie eine endliche Anzahl von Frequenz/Verstärkungs-Kennliniencharakteristiken hat, die jeweils einzeln von den digitalen Wörtern wählbar sind.

•CG .

3. System nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal die Form digitaler Wörter hat, und daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie eine D/A-Umsetzereinrichtung zum Umsetzen der digitalen Wörter in ein analoges Signal sowie eine Einrichtung zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweist, und daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie eine Kennliniencharakteristik hat, die in Abhängigkeit von dem umgesetzten, geglätteten und geformten Steuersignal kontinuierlich veränderbar ist-

^. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennz ei c hnet, daß die Umsetzereinrichtung ein PCM-Ausgangssignal erzeugt.

5· System nach einem der Ansprüche 1 bis 3» dadurch gekennzeichnet, daß die Umsetzereinrichtung ein adaptiver Deltamodulator ist.

6. System nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die Umsetzereinrichtung ein adaptiver Deltamodulator ist und daß das Steuersignal die Form eines analogen Signals hat, und daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie eine Einrichtung zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweist, und daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie eine Kennliniencharakteristik hat, die in Abhängigkeit von dem geglätteten und geformten Steuersignal kontinuierlich veränderlich ist.

7. System nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale in demjenigen Teil des Spektrums anheben, in denen Rauschen oder Quantisierungsfehler am stärksten hörbar sind, wobei der Grad der relativen Anhebung von dem Steuersignal abhängig ist.

8. System nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale im oberen oder unteren Bereich des Tonfrequenzspektrums anheben, wobei die variable Frequenz, bei der die Anhebung beginnt, von dem Steuersignal abhängig ist, so daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie eine "sliding band"-Charakteristik hat.

9. System nach Anspruch 1,

dadurch gekennz eichne t, daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale in einem Bereich des Tonfrequenzspektrums anheben, wobei der Grad der Verstärkung von dem Steuersignal abhängig ist.

10. System nach Anspruch 7 oder 8,

dadurch gekennzeichnet, daß die Umsetzereinrichtung ein adaptiver Deltamodulator ist, der eine Fehlerrückkopplungseinrichtung aufweist, daß die Taktfrequenz des adaptiven Deltamodulators so gewählt ist, daß ein Teil des Rauschspektrums, der durch die Fehlerrückkopplungseinrichtung in der Frequenz nach oben verlagert ist, innerhalb des Tonfrequenzspektrums bleibt, und daß die Charakteristiken der Einrichtung mit variabler Kennlinie so gewählt sind, daß sie den restlichen Teil des verlagerten Rauschspektrums unterdrücken.

11. System nach Anspruch 1, 7» 8 oder 9t

dadurch gekennz e ichnet, daß die Einrichtung mit variabler Kennlinie eine Schaltkreiseinrichtung mit einem Hauptsignalweg und einem weiteren Signalweg aufweist, daß der Hauptsignalweg auf ein Eingangssignal anspricht und eine Einrichtung aufweist, die in einem Frequenzband ein erstes Signal liefert, welches zu dem Eingangssignal im wesent-

- Zj. _

lichen proportional ist, daß der weitere Signalweg mit dem Hauptsignalweg gekoppelt ist und auf ein von dem Hauptsignalweg abgeleitetes Signal unter Erzeugung eines zweiten Signals in dem Frequenzband anspricht, und daß eine Signalkombiniereinrichtung vorgesehen ist, die das erste und zweite Signal· vereinig^ und daß der weitere Signalweg eine Einrichtung aufweist, die die Amplitude des zweiten Signals in einem Bereich des Spektrums des Frequenzbandes ändert, und eine Einrichtung in dem weiteren Weg vorgesehen ist, die das zweite Signal nichtlinear begrenzt.

12. System nach Anspruch 1, 7, .8 oder 9, dadurch gekennz eichnet, daß die Einrichtung mit veränderlicher Kennlinie eine Schaltkreiseinrichtung aufweist, die einen Hauptsignalweg und einen weiteren Signalweg hat, daß der Hauptsignalweg auf ein Eingangssignal anspricht und eine Einrichtung aufweist, die in einem Frequenzband ein erstes Signal liefert, welches im wesentlichen proportional zu dem Eingangssignal ist, daß der Hauptsignalweg eine Einrichtung aufweist, die den Frequenzgang des Hauptsignalweges formt, daß der weitere Signalweg mit dem Hauptsignalweg gekoppelt ist und auf ein von dem Hauptsignalweg abgeleitetes Signal unter Erzeugung eines zweiten Signals in dem Frequenzband anspricht, und daß eine Signalkombiniereinrichtung vorgesehen ist, die das erste und zweite Signal kombiniert, daß der weitere Signalweg eine Einrichtung aufweist, die die Amplitude des zweiten Signals in einem Teil des Spektrums des Frequenzbandes ändert.

13· System nach Anspruch 12,

dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Weg eine Einrichtung aufweist, die das zweite Signal nichtlinear begrenzt.

Ik. Analog-Digital-Umsetzungssystem nach Anspruch 1 in Kombination mit einem Digital-Analog-Umsetzungssystem zum Wiederherstellen von Signalen in analoger Form, die durch das Ana-

log-Digital-Umsetzungssystem in digitale Form gebracht und über ein Übertragungsmedium empfangen wurden, wobei das Digital -Analog-Umsetzungssystem gekennzeichnet ist durch

- D/A-Umsetzereinrichtungen, die die in digitale Form gebrachten Signale empfangen und in analoge Form umsetzen und die Einrichtungen zur Wiedererzeugung des Steuersignals aufweisen, und

- komplementäre, frequenzabhängige Einrichtungen mit variabler Kennlinie, die die analogen Signale der D/A-Umsetzereinrichtungen weiterverarbeiten und deren Kennliniencharakteristik sich in der Form in Abhängigkeit von dem Steuersignal komplementär zur Kennliniencharakteristik der Einrichtung mit variabler Kennlinie in dem Analog-Digital-Umsetzungssystem ändert.

15. System nach Anspruch

dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal und das wiedererzeugte Steuersignal die Form digitaler Wörter hat_; und daß die Einrichtungen mit variabler Kennlinie je weils eine endliche Anzahl von Frequenz/Verstärker-Kennliniencharakteristiken haben, die jeweils einzeln von den digi talen Wörtern wählbar sind.

16. System nach Anspruch 14,

dadurch gekennzeichnet, daß das Steuersignal und das wiedererzeugte Steuersignal die Form digitaler Wörter hat, und daß die Einrichtungen mit variabler Kennlinie jeweils D/A-Umsetzereinrichtungen zum Umsetzen der digitalen Wörter in.ein analoges Signal und Einrichtungen zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweisen und daß die Einrichtungen mit variabler Kennlinie jeweils eine Kennliniencharakteristik haben, die in Abhängigkeit von dem umgewandel ten, geglätteten und geformten Steuersignal kontinuierlich veränderlich ist.

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17. System nach Anspruch 14, 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß die D/A-Umsetzereinrichtung ein PCM-Eingangssignal empfängt.

18. System nach Anspruch 1^·, 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß die D/A-Umsetzereinrichtung ein adaptiver Deltademodulator ist.

19» System nach Anspruch 14,

dadurch gekennzeichnet, daß die D/A-Umsetzereinrichtung ein adaptiver Deltademodulator ist, und daß das Steuersignal und das wiedererzeugte Steuersignal die Form eines analogen Signals hat, und daß die Einrichtungen mit veränderlicher Kennlinie jeweils eine Einrichtung zum Glätten und Formen des analogen Signals aufweisen und jeweils eine Kennliniencharakteristik haben, die in Abhängigkeit von dem geglätteten und geformten Steuersignal kontinuierlich veränderbar ist.

20. System nach Anspruch 1^-,

dadurch gekennz eic hne t, daß jede Einrichtung mit variabler Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale in demjenigen Teil des Spektrums anheben, in dem Rauschen oder Quantisierungsfehler am stärksten hörbar sind, wobei der Grad der relativen Anhebung von dem Steuersignal abhängig ist.

21. System nach Anspruch
dadurch gekennzeichnet, daß jede Einrichtung mit veränderlicher Verstärkung Charakteristiken hat, die im Vergleich zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale im oberen oder unteren Teil des Tonfrequenzspektrums anheben, wobei die veränderliche Frequenz, bei der die Anhebung beginnt, von dem Steuersignal abhängig ist, wodurch die Einrichtungen mit veränderlicher Kennlinie jeweils eine "sliding band"-Charakteristik haben.

22. System nach Anspruch Ik,

dadurch gekennzeichnet, daß jede Einrichtung mit variabler Kennlinie Charakteristiken hat, die im Verhältnis zu anderen Teilen des Tonfrequenzspektrums Signale in einem Teil des Tonfrequenzspektrums anheben, wobei der Grad der Anhebung von dem Steuersignal bzw. dem wiedererzeugten Steuersignal abhängig ist.

23. System nach Anspruch Ik, 20, 21 oder 22,

dadurch gekennzeichnet, daß jede Einrichtung mit variabler Kennlinie eine Stihaltkreiseinrichtung aufweist, die einen Hauptsignalweg und einen weiteren Signalweg hat, daß der Hauptsignalweg auf ein Eingangssignal anspricht und eine Einrichtung aufweist, die in einem Frequenzband ein erstes Signal liefert, welches zu dem Eingangssignal im wesentlichen proportional ist, daß der weitere Signalweg mit dem Hauptsignalweg gekoppelt ist und auf ein von dem Hauptsignalweg abgeleitetes Signal unter Erzeugung eines zweiten Signals in dem Frequenzband anspricht, und daß eine Signalkombiniereinrichtung vorgesehen ist, die das erste und zweite Signalkombiniert, daß der weitere Signalweg eine Einrichtung aufweist, die die Amplitude des zweiten Signals in einem Teil des Spektrums des Frequenzbandes ändert, und eine Einrichtung in dem weiteren Weg vorgesehen ist, die das zweite Signal nichtlinear begrenzt.

Zk. System nach Anspruch Ik, 20, 21 oder 22, dadurch gekennz eichnet, daß jede Einrichtung mit variabler Kennlinie eine Schaltkreiseinrichtung mit einem Hauptsignalweg und einem weiteren Signalweg aufweist, daß der Hauptsignalweg auf ein Eingangssignal anspricht und eine Einrichtung aufweist, die in einem Frequenzband ein erstes Signal liefert, welches zu dem Eingangssignal im wesentlichen proportional ist, daß der Hauptsignalweg eine Einrichtung aufweist, die den Frequenzgang des Hauptsignalweges formt, daß der weitere Signalweg mit dem Hauptsignalweg gekoppelt ist und auf ein von dem Hauptsignalweg abgeleitetes

Signal unter Erzeugung eines zweiten Signals in dem Frequenzband anspricht, und daß eine Signalkombiniereinrichtung zum Kombinieren des ersten und zweiten Signals vorgesehen ist, daß der weitere Signalweg eine Einrichtung zum Ändern der Amplitude des zweiten Signals in einem Teil des Spektrums des Frequenzbandes aufweist.

25. System nach Anspruch Zk,

dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Weg eine Einrichtung zur nichtlinearen Begrenzung des zweiten Signals aufweist.

26. Digital-Analog-Umsetzungseystem, welches Signale empfängt, die von einem adaptiven Analog-Digital-Umsetzer in digitale Form gebracht sind und bei dem zum Steuern der Adaption ein Steuersignal erzeugt wurde,
gekennzeichnet durch

- Digital-Analog-Umsetzereinrichtungen, die die in digitale Form gebrachten Signale empfangen und in analoge Form umsetzen, und die Einrichtungen aufweisen, welche das Steuersignal wiedererzeugen, und

- frequenzabhängige Einrichtungen mit variabler Kennlinie, die die analogen Signale weiterverarbeiten und Charakteristiken haben, welche sich in Abhängigkeit von dem Steuersignal ändern.