DE60013602T2 - Verfahren und gerät zum effizienten verarbeiten gemischter signale in einen digitalen verstärker - Google Patents

Verfahren und gerät zum effizienten verarbeiten gemischter signale in einen digitalen verstärker Download PDF

Info

Publication number
DE60013602T2
DE60013602T2 DE60013602T DE60013602T DE60013602T2 DE 60013602 T2 DE60013602 T2 DE 60013602T2 DE 60013602 T DE60013602 T DE 60013602T DE 60013602 T DE60013602 T DE 60013602T DE 60013602 T2 DE60013602 T2 DE 60013602T2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
signal
output
shaping
noise
noise shaping
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
DE60013602T
Other languages
English (en)
Other versions
DE60013602D1 (de
Inventor
Erlend Olson
Ion Opris
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Broadcom Corp
Original Assignee
Broadcom Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Broadcom Corp filed Critical Broadcom Corp
Publication of DE60013602D1 publication Critical patent/DE60013602D1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE60013602T2 publication Critical patent/DE60013602T2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
    • H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
    • H03M7/3006—Compensating for, or preventing of, undesired influence of physical parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
    • H03M3/494—Sampling or signal conditioning arrangements specially adapted for delta-sigma type analogue/digital conversion systems
    • H03M3/496—Details of sampling arrangements or methods
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
    • H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
    • H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
    • H03M3/43—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a single bit one
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
    • H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
    • H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
    • H03M7/3031—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. having a first order loop filter in the feedforward path

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Static Random-Access Memory (AREA)

Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • 1. Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Schaltverstärker. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein neuartiges Verfahren des Abtastens in der Signalmodulationsstufe eines digitalen Verstärkers, um eine höchst genaue Darstellung des Eingangssignals bei hohem Gewinn zu erhalten.
  • 2. Beschreibung der verwandten Technik
  • Es gibt verschiedene Entwicklungen hinsichtlich Signalbearbeitung mit Überabtastung und Rauschformung. Diese Entwicklungen sind sowohl auf kontinuierliche (analoge) als auch zeitdiskrete (digitale oder abgetastete analoge) Signale anwendbar. Auf diesem Gebiet ist man ständig bemüht, die Effizienz der Verstärker zu erhöhen. In Anbetracht der Myriaden von Verwendungen von Tonanwendungen in der heutigen Elektronik ist es offensichtlich, dass eine effiziente Audioverstärkung in hohem Maße erwünscht ist.
  • Um dieser Notwendigkeit Rechnung zu tragen, wurde versucht, Schalt-Audioverstärker zu gestalten, die Modulatoren mit Überabtastung und Rauschformung, insbesondere Delta-Sigma-Modulatoren, verwenden. Ein Delta-Sigma-Modulator erster Ordnung des Standes der Technik ist in 1 gezeigt. Ein Rauschformungsnetz 102 ist mit einem Komparator 104, der ein 1-Bit Quantizer mit der Abtastrate fs ist, in Reihe geschaltet. Die Ausgabe 105 des Komparators wird über das Summierungselement 106 an das Rauschformungsnetz rückgekoppelt. Die Rückkopplung ihrerseits veranlasst den Mittelwert des quantisierten Ausgangssignals, den Mittelwert der Eingabe in den Modulator 100 zu verfolgen. Jeder Unterschied zwischen der quantisierten Ausgabe und der Modulator-Eingabe wird in dem Rauschformungsnetz 102 akkumuliert und ggf. korrigiert. Für Delta-Sigma-Modulatoren erster Ordnung wird das Rauschen im Signalband aufgrund von Quantisierungsfehlern um ca. 9 dB für jede Verdopplung der Überabtastungsrate (Oversampling Ratio (OSR)) reduziert. Die OSR ist mit fs/2f0 gegeben, wobei 2f0 die Nyquist-Rate ist, d.h. zweimal die Bandbreite f0 des Basisband-Signals, und fs die vorher erwähnte Abtastrate des 1-Bit Quantizers ist. Für Delta-Sigma-Modulatoren zweiter Ordnung wird dieses Rauschen um ca. 15 dB (9 dB + 6 dB) für dieselbe Erhöhung der OSR reduziert. Jedoch sind Rauschverbesserungen, die durch Erhöhung der OSR erreicht wer den, d.h. Erhöhungen von fs, nach oben begrenzt, da die Anstiegs- und Fallzeiten des Ausgangssignals in Bezug auf die Abtastperiode signifikant werden.
  • Demgemäss wäre es höchst wünschenswert, aggressives Rauschformen anzuwenden und gleichzeitig eine feste Signal-Rückkopplungsrate für verbessertes Rauschformen beizubehalten. Dies würde in vielen Fällen der heutigen Elektronik, beispielsweise bei Multimedia-Computern, ein effizientes Anwenden der Audioverstärkung ermöglichen.
  • A. J. Magrath et al.: „Power digital-to-analogue conversion using a sigmadelta modulator with controlled limit cycles", Electronics Letters, GB, IEE Stevenage, Band 31, Nr. 4, 16. Februar 1995, S. 251–253, beschreibt eine Modulationsstufe mit Rauschformung eines Eingangssignals und zeitdiskretem Abtasten des durch Rauschformung erhaltenen Ausgangssignals. Eine Rückkopplung aus einer ausgewählten Bitmuster-Inversion des Ausgangssignals ist vorgesehen.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Eine Modulationsstufe zur Signalformung und ein Verfahren zur Modulationsstufen-Signalformung sind vorgesehen. Die Modulationsstufe weist Einrichtungen zur Rauschformung eines Eingangssignals auf, um ein durch Rauschformung erhaltenes Signal zu erzeugen, sowie zeitdiskrete Abtasteinrichtungen mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz. Die zeitdiskreten Abtasteinrichtungen sind mit der Einrichtung zur Rauschformung gekoppelt und sprechen auf das durch Rauschformung erhaltene Signal an, um ein Ausgangssignal aus der zeitdiskreten Abtasteinrichtung mit in Bezug auf die Abtastfrequenz um ein vorgegebenes Vielfaches niedrigerer Übergangsrate zu erzeugen. Das Ausgangssignal aus der zeitdiskreten Abtasteinrichtung mit niedrigerer Übergangsrate wird an die Einrichtung zur Rauschformung rückgekoppelt, um mit dem Eingangssignal eine Summe zu bilden.
  • Das Verfahren weist folgende Schritte auf: Rauschformung eines Eingangssignals durch eine Einrichtung zur Rauschformung zur Erzeugung eines durch Rauschformung erhaltenen Signals, zeitdiskretes Abtasten des durch Rauschformung erhaltenen Signals mit vorgegebener Abtastfrequenz durch eine Abtasteinrichtung, die mit der Einrichtung zur Rauschformung gekoppelt ist, um ein Ausgangssignal aus der Abasteinrichtung mit in Bezug auf die Abtastfrequenz um ein vorgegebenes Vielfaches niedrigerer Übergangsrate zu erzeugen, und Rückkoppeln des Ausgangssignals aus der zeitdiskreten Abtasteinrichtung mit niedrigerer Übergangsrate, um vor der Rauschformung mit dem Eingangssignal eine Summe zu bilden.
  • Die Modulationsstufe zur Signalformung und das Verfahren des Modulationsstufen-Signalformens können in einem Digitalverstärker angewendet werden, der entweder analoge oder digitale Eingaben annehmen und eine genaue Repräsentation mit hoher Leistung der Eingabe produzieren kann, um Lautsprecher oder andere Verbraucher niedriger Impedanz zu betreiben.
  • Die zeitdiskreten Abtasteinrichtungen weisen vorzugsweise Einrichtungen zum Unterdrücken des Abtastens des durch Rauschformung erhaltenen Signals für eine vorgegebene Anzahl von Taktzyklen auf. Die Einrichtungen zum Unterdrücken des Abtastens weisen vorzugsweise Einrichtungen zum Ermitteln eines Übergangs im Ausgangssignal auf. Die zeitdiskreten Abtasteinrichtungen können eine Übergangsdetektor- und Verzögerungseinheit aufweisen, die es einem Komparator ermöglicht, die Eingaben für eine vorgegebene Anzahl nachfolgender Taktzyklen zu ignorieren, sobald ein Übergang in der Ausgabe festgestellt worden ist. Durch die Verwendung schnellerer Takte und variabler Taktzyklus-Sprünge nach dem Übergang der Komparator-Ausgabe wird eine feinere Auflösung der Rückkopplungs-Taktperiode für Rauschformungszwecke erreicht. Die feinere Auflösung der Taktperiode ermöglicht es der vorliegenden Erfindung, eine aggressivere Rauschformung anzuwenden, als dies bisher möglich war.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • 1 ist eine schematische Darstellung eines Delta-Sigma-Modulators erster Ordnung des Standes der Technik;
  • 2A ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform eines digitalen Verstärkers, der die vorliegende Erfindung zum Bearbeiten digitaler Eingaben verwendet;
  • 2B ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform eines digitalen Verstärkers, der die vorliegende Erfindung zum Bearbeiten analoger Eingaben verwendet;
  • 3 ist eine schematische Darstellung der neuen Implementierung eines Sigma-Delta-Modulators gemäß der vorliegenden Erfindung;
  • 4 ist eine schematische Darstellung einer Ausführungsform der Übergangsdetektor- und Verzögerungseinheit der 3;
  • 5 ist eine schematische Darstellung eines Single-Loop 1-Bit-Rückkopplungs-Sigma-Delta-Modulators sechster Ordnung, der die vorliegende Erfindung verwendet;
  • 6 ist ein Diagramm des Signalspektrums für einen herkömmlichen Delta-Sigma-Modulator sechster Ordnung mit Fclock = 1 MHz;
  • 7 ist ein Diagramm des Signalspektrums für einen Delta-Sigma-Modulator sechster Ordnung mit Fclock = 10 MHz und N=10 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 8 ist eine schematische Darstellung eines im Stand der Technik existierenden Brücken-Outputs;
  • 9 ist eine schematische Darstellung einer Brückenschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung; und
  • 10 ist ein Output-Diagramm der Brückenschaltung von 9.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
  • Die vorliegende Beschreibung stellt die gegenwärtig beste Art und Weise zur Durchführung der Erfindung dar. Diese Beschreibung hat den Zweck, die allgemeinen Grundlagen der Erfindung darzulegen und sollte nicht in einschränkendem Sinne verstanden werden. Der Umfang der Erfindung wird am besten unter Bezug auf die beigefügten Ansprüche bestimmt.
  • Die vorliegende Erfindung wird unter Bezug auf einen 1-Bit Digitalverstärker 200 beschrieben. 2A zeigt, dass die Eingabe ein digitales Signal 202 sein kann, das typischerweise aus einer 16-Bit oder 18-Bit digitalen Eingabe besteht. Bei diesem Beispiel kann es eine digitale Audioeingabe von 48 kHz sein. Ein digitales Interpolationsfilter 204 konvertiert das Multi-Bit-Signal 202 mit niedriger Rate in ein Multi-Bit-Signal 206 mit hoher Rate. Das Signal 206 besteht typischerweise aus 16 bis 22 Bits bei einer Audio-Anwendung mit einer Abtastrate von typischerweise dem 32- bis 128-fachen der ursprünglichen Abtastrate bei 202. Ein zusätzliches digitales Filter 208 kann ebenfalls zusätzlich vorgesehen sein und übt zwei Funktionen aus. Erstens übt es eine typische Cross-over-Funktion aus, die bei Audio normalerweise verwendet wird, um den Frequenzgehalt des ankommenden Signals 202 zu unterteilen, um zur geeigneten Reproduktion von Signalen durch den nachfolgenden Signalpfad sorgfältiger parametrieren zu können. Zweitens übt es ein Prewarping des Signalfrequenzgehalts aus, so dass, nachdem das Signal 210 durch die nicht lineare mechanische Antwort des Lautsprechers 218 nachfolgend gewarped worden ist, das resultierende Audio eine glatte Frequenzantwort für den Hörer aufweist. Das Signal 210 tritt dann in den neuen Typ des Delta-Sigma-Modulators 212 ein. Dieser neue Typ Mo dulator, der weiter unten beschrieben ist, gibt dann ein Signal 214 aus, das gewisse Spezialeigenschaften aufweist, die ebenfallsweiter unten beschrieben sind. Schließlich treibt das Signal bei 214 dann einen typischen H-Brücken-Regler 216 an, der die Lautsprecher 218 direkt betreibt.
  • Wie in 2B gezeigt ist, kann der Kern des 1-Bit Digitalverstärkers, der aus dem Delta-Sigma-Modulator 212 und dem H-Brücken-Regler 216 besteht, auch bei einer Ausführungsform verwendet werden, die ein analoges Signal 203 anstelle eines digitalen Signals 202 empfängt. Für das analoge Eingangssignal 203 ist kein Interpolationsfilter erforderlich.
  • In 3 ist der Delta-Sigma-Modulator 212 der 2 im Detail gezeigt. Die Konfiguration kann auf jeden Single-Loop 1-Bit-Rückkopplungs-Delta-Sigma-Modulator wie in 1 angegeben angewendet werden. In 3 wird die Ausgabe 214 des Komparators 104 über das Summierungselement 106 zusammen mit der Eingabe 210 an das Rauschformungsnetz rückgekoppelt. Das Rauschformungsnetz 102 ist an den Komparator 104 gekoppelt, der seinerseits mit der Übergangsdetektor- und Verzögerungseinheit 308 gekoppelt ist. Die Ausgabe 310 der Übergangsdetektor- und Verzögerungseinheit 308 stellt die Eingaben des AND-Gatters 316 bereit. Die Ausgabe 318 des AND-Gatters 316 stellt die Takt-Eingabe des Komparators 104 bereit. Diese Takt-Eingabe 318 bestimmt den Moment, an dem die Komparator-Ausgabe 214 upgedatet wird. Die Übergangsdetektor- und Verzögerungseinheit 308 ermöglicht es dem Komparator 104, die Eingaben für eine vorgegebene Anzahl nachfolgender Taktzyklen zu ignorieren, wenn ein Übergang in der Ausgabe festgestellt worden ist. Mit anderen Worten ist, wenn die Komparator-Ausgabe 214 einen Übergang durchläuft (z.B. von 0 zu 1 oder von 1 zu 0), die Ausgabe 310 aus der Übergangsdetektor- und Verzögerungseinheit 308 immer „0", um den Komparator 104 zu deaktivieren. Der Komparator 104 wird in einem solchen Fall deaktiviert, weil die Ausgabe 318 des AND-Gatters 316 immer „0" ist, wenn wenigstens eine seiner Eingaben „0" ist. Eine mögliche Implementierung der Übergangsdetektor- und Verzögerungseinheit 308 ist in 4 gezeigt. Bei dieser Implementierung werden N Flip-Flops 410, 412 usw. verwendet, um eine Ausgabe 310 zur Verfügung zu stellen, so dass Eingaben in den Komparator 104 für eine Periode von N Taktzyklen nach einem Übergang in der Komparator-Ausgabe 214 ignoriert werden. Somit ist N ein variabler Wert, der angepasst werden kann, um spezifizierte Ergebnisse zu erreichen. Wie in 4 gezeigt ist, verwendet die Übergangsdetektor- und Verzögerungseinheit 308 ein NOR-Gatter 402 und ein AND-Gatter 404. Grundsätzlich stellt das OR-Gatter 406 eine Ausgabe 450 von „1" zur Verfügung, wenn entweder die Ausgabe 430 aus dem NOR-Gatter 402 oder die Ausgabe 440 aus dem AND-Gatter 404 „1" ist. Der einzige Weg, dass ein NOR-Gatter eine Ausgabe von „1" produziert ist, wenn alle seine Eingaben „0" sind. Daher ist es klar, dass jede Kombination von „0" und „1" als Eingabe entweder für das NOR-Gatter 402 oder das AND-Gatter 404 dazu führt, dass die jeweilige Ausgabe „0" ist. Diese Konfiguration erlaubt es dem Komparator 104, seine Eingaben 210 für eine vorgegebene Anzahl von Taktzyklen wirksam zu ignorieren, wenn seine Ausgabe 214 einen Übergang durchlaufen hat.
  • Das Endresultat dieser Anordnung ist, dass die Komparator-Ausgabe 214 und damit das Antriebssignal 214 für den H-Brücken-Regler 216 den Zustand nicht schneller ändern kann, als die Taktfrequenz des Delta-Sigma-Modulators geteilt durch N, was wesentlich niedriger ist, als die Taktfrequenz. Da die Rückkopplung 214 im 1-Bit Delta-Sigma-Modulator (1) während der nicht ansprechenden Periode (N Taktzyklen) des Komparators 104 grundsätzlich deaktiviert ist, wird die Stabilität des Loops beeinträchtigt. Daher muss die von dem Delta-Sigma-Konverter durchgeführte Rauschformung weniger aggressiv sein, als diejenige, die typischerweise bei derartigen Ausgestaltungen vorgesehen ist, bei denen erwartet wird, dass die Rückkopplung mit Taktfrequenz anspricht. Dies jedoch unter der Annahme, dass die Taktfrequenz des Modulators gleich bleibt. Wenn ein schnellerer Takt verwendet wird, um den steigenden Wert von N auszugleichen, dann ist die Komparator-Antwort und somit das Rückkopplungs-Signal eine Rückkopplung mit der Frequenz des durch N dividierten schnelleren Takts, jedoch mit einer feineren Auflösung der Taktperiode, da die „hohe" oder „niedrige" Ausgabe des Komparators für N Takte, N+1 Takte, N+2 Takte, usw. existieren kann.
  • Nehmen wir beispielsweise an, dass für N=1 ein Takt mit einer Frequenz von 1 MHz (Periode von 1 μs) in dem Modulator verwendet wird. Somit wird mit N=1 keine Verzögerung durch den Übergang in der Komparator-Ausgabe verursacht, und die Rückkopplung findet mit einer Frequenz von 1 MHz statt. Nehmen wir nun an, dass für N=10 ein Takt mit einer Frequenz von 10 MHz (Periode von 1/10 μs) in dem Modulator verwendet wird. Dann verursacht jeder Übergang der Komparator-Ausgabe, dass der Komparator seine Eingaben 10 Taktzyklen lang ignoriert. Da jedoch der schnellere Takt eine Frequenz von 10 MHz hat, ist die Rückkopplungs-Frequenz noch immer 1 MHz (10 MHz dividiert durch N=10). Dadurch, dass die Rückkopplungs-Frequenz bei Verwendung eines schnelleren Takts gleich bleibt, behält die vorliegende Erfindung die gewünschte Rückkopplungs-Frequenz-Rate bei und erreicht gleichzeitig eine feinere Auflösung der Taktperiode von 1/10 μs. Eine feinere Auflösung der Taktperiode ermöglicht es der vorliegenden Erfindung, eine aggressi vere Rauschformung anzuwenden, als dies vorher möglich war. Eine vollständige Theorie des Grunddesigns des Delta-Sigma-Modulators ist zu finden in „Delta-Sigma Data Converters – Theory, Design and Simulation", herausgegeben von S.R. Norsworthy, R. Schreier und G. Temes, IEEE Press 1996, S. 152–155 und S. 178–183.
  • Eine Rauschformungsfunktion, die mit dem hier beschriebenen Ansatz die Stabilität beibehält, kann dadurch erhalten werden, dass die Koeffizienten einer Standard-Rauschformungsfunktion angepasst werden. Leider gibt es, da Sigma-Delta-Konverter auf der nicht linearen Funktion des 1-Bit Quantizers (des Komparators) beruhen, derzeit für Loop-Ordnungen, die größer als zwei sind, keine allgemeine lineare Stabilitätstheorie, sondern die Stabilität des Loops kann nur durch Simulationen verifiziert werden.
  • Ein Digitalverstärker, der einen herkömmlichen Single-Loop 1-Bit-Rückkopplungs-Delta-Sigma-Modulator sechster Ordnung 500 aufweist, ist in 5 gezeigt. 5 zeigt sechs Summierungselemente 502, 504, 506, 508, 510, 512, die mit sechs Integratoren 520, 522, 524, 526, 528, 530 in Reihe geschaltet sind. Die Eingabe 210 wird über das Summierungselement 502 in das System eingeführt und schließlich als Eingabe dem Komparator 104 zugeführt. Die Ausgabe 214 des Komparators 104 wird an jedes der sechs Summierungselemente des Modulators 500 rückgekoppelt. Ein Beispiel für die Ausgabe eines derartigen Digitalverstärkers mit Fclock = 1 MHz, der ein 69 dB Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) bei 20 kHz BW erreicht, ist in 6 gezeigt. Er weist einen Ausgabe-Takt und somit eine Komparator-Auflösung und Leistungsgliedschaltzeit von 1 μs auf. Wenn stattdessen ein 10 MHz Takt mit N=10 (dann ist wieder die minimale Komparator-Auflösung 1 μs) verwendet wird, ist gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die SNR in demselben 20 kHz-Band 90 dB, wie durch das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) in 7 angegeben ist. Die Rückkopplungs-Koeffizienten für dieses vorliegende Beispiel sind: a6 = 6(1–a) a5 = 15(1–a)2 a4 = 20(1–a)3 a3 = 15(1–a)4 a2 = 6(1–a)5 a1 = (1–a)6 g1 = 1,2E–4 g2 = 4,0E–5 wobei a ein Parameter nahe 1 ist, der für Stabilitätssimulationen verwendet wird (a=0,98 im vorliegenden Beispiel), und g1 und g2 Resonatoreinstellungen sind, wie in 5 angegeben ist. Wie bereits erwähnt, ist das Verfahren für analoge und digitale Implementierungen gleichermaßen anwendbar.
  • Bei einem weiteren Aspekt der Erfindung wird eine neue Technik, die in dem H-Brücken-Regler 216 der 2 angewendet wird, offenbart. Sie bezieht sich auf die Technik, die vorstehend für den Delta-Sigma-Konverter beschrieben worden ist. Unter Bezug auf den in 8 gezeigten Stand der Technik sind Brücken-Output P 810 und Output N 820 voneinander abhängig. Mit anderen Worten sind Output P 810 und Output N 820 beide –Vdd oder +Vdd. Somit beträgt bei Output 830 = Output P 810 – Output N 820 die maximale Spitze-Spitze-Amplitude 2Vdd (entweder +2Vdd oder –2Vdd). Zusätzliche Delta-Sigma-Modulator Rauschunterdrückung kann durch Verwendung der üblichen Brückenimplementierung der in 9 gezeigten Leistungsausgangsstufe erhalten werden, mit der Verbesserung, dass die Brücke so konfiguriert wird, dass eine 3-Zustands-Bedingung anstelle der herkömmlichen 2 Zustände geschaffen wird. Durch das Steuern der beiden Brückenhälften unabhängig voneinander weisen Output P 910 und Output N 920 Werte auf, die voneinander unabhängig sind. Daher existieren für Werte von Output I 940 und Output II 950 vier verschiedene mögliche Permutationen. Die Kombination dieser vier Werte bestimmt die drei Zustände des Werts von Output 930, da Output = Output I – Output II. Output 930 weist somit drei Zustände auf, wie in 10 gezeigt ist. Die Delta-Sigma-Modulator Rückkopplung kann dann auch als 3 Zustände anstelle von nur 2 interpretiert werden, und die Rauschformungsleistung des Loops wird um zusätzliche 3 dB verbessert. Durch Hinzufügen des dritten Zustands zur Rückkopplung wird die Stabilität des Loops verbessert, und die Rauschformungsfunktion kann aggressiver ausgestaltet werden. Außerdem kann der Taktmechanismus für die beiden Abschnitte unabhängig sein, so dass am Ausgang schnellere Output-Änderungen auftreten können als Tclock*N, ohne dass ein Glied in der H-Brücke schneller schaltet als Fclock/N. Dieses Ergebnis ist in 10 ersichtlich, wo die Periode von Output I und Output II bei jedem gegebenen Zustand (0 oder 1) wenigstens Tclock*N beträgt. Da jedoch Output gleich dem Wert von Output I – Output II ist (eine Kombination von zwei unabhängigen Ergebnissen), kann die Periode des Zustands von Output (–1, 0 oder 1) kürzer als Tclock*N sein. Daher kann der Zustandsübergang von Output mit einer Rate erfolgen, die schneller ist als Fclock/N.

Claims (4)

  1. Modulationsstufe (212) zur Signalformung mit: einer Einrichtung zur Rauschformung (Noise Shaping) (102) eines Eingangssignals (210) zur Bereitstellung eines durch Rauschformung erzeugten Signals; und einer zeitdiskreten Abtasteinrichtung (104) mit einer vorbestimmten Abtastfrequenz, wobei die zeitdiskrete Abtasteinrichtung mit der Einrichtung zur Rauschformung gekoppelt ist und auf das durch Rauschformung erzeugte Signal anspricht, um ein Ausgangsignal (214) aus der zeitdiskreten Abtasteinrichtung mit einer in Bezug auf die Abtastfrequenz um ein vorgegebenes Vielfaches niedrigeren Übergangsrate zu erzeugen, wobei das Ausgangssignal aus der zeitdiskreten Abtasteinrichtung mit der niedrigeren Übergangsrate (214) an die Einrichtung zur Rauschformung zurückgeführt wird, um mit dem Eingangssignal eine Summe (106) zu bilden, dadurch gekennzeichnet, dass die zeitdiskrete Abtasteinrichtung Einrichtungen (308, 310, 312, 314, 316, 318) zum Unterdrücken des Abtastens des durch Rauschformung erzeugten Signals für eine gegebene Anzahl von Taktzyklen aufweist.
  2. Modulationsstufe zur Signalformung nach Anspruch 1, welche des weiteren dadurch gekennzeichnet ist, dass die Einrichtung zum Unterdrücken des Abtastens eine Einrichtung (308) zum Feststellen eines Übergangs im Ausgangssignal enthält.
  3. Verfahren zur Signalformung mittels Modulationsstufe (2I2) mit: Rauschformung eines Eingangssignals (210) durch eine Einrichtung zur Rauschformung (102), um ein durch Rauschformung erzeugtes Signal bereitzustellen; zeitdiskretem Abtasten des durch Rauschformung erzeugten Signals bei einer vorgegebenen Abtastfrequenz durch eine Abtastvorrichtung (104), die mit der Einrichtung zur Rauschformung (102) gekoppelt ist; Erzeugen eines Ausgangssignals (214) aus der Abtasteinrichtung mit einer in Bezug auf die Abtastfrequenz um ein vorgegebenes Vielfaches niedrigeren Übergangsrate; Zurückführen (214) des Ausgangssignals aus der Abtasteinrichtung mit der niedrigeren Übergangsrate, um mit dem Eingangssignal vor der Rauschformung eine Summe (106) zu bilden, dadurch gekennzeichnet, dass die zeitdiskrete Abtastung das Unterdrücken der Abtastung des durch Rauschformung erzeugten Signals für eine gegebene Anzahl von Taktzyklen ist.
  4. Modulationsstufen-Signalformung nach Anspruch 3, wobei das Unterdrücken der Abtastung des weiteren durch Feststellen eines Übergangs im Ausgangssignal aus der Abtasteinrichtung gekennzeichnet ist.
DE60013602T 1999-07-01 2000-06-27 Verfahren und gerät zum effizienten verarbeiten gemischter signale in einen digitalen verstärker Expired - Lifetime DE60013602T2 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/346,361 US6791404B1 (en) 1999-07-01 1999-07-01 Method and apparatus for efficient mixed signal processing in a digital amplifier
US346361 1999-07-01
PCT/US2000/017596 WO2001003303A2 (en) 1999-07-01 2000-06-27 Method and apparatus for efficient mixed signal processing in a digital amplifier

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE60013602D1 DE60013602D1 (de) 2004-10-14
DE60013602T2 true DE60013602T2 (de) 2005-09-22

Family

ID=23359039

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE60013602T Expired - Lifetime DE60013602T2 (de) 1999-07-01 2000-06-27 Verfahren und gerät zum effizienten verarbeiten gemischter signale in einen digitalen verstärker

Country Status (6)

Country Link
US (5) US6791404B1 (de)
EP (1) EP1192717B1 (de)
AT (1) ATE275777T1 (de)
AU (1) AU5892800A (de)
DE (1) DE60013602T2 (de)
WO (1) WO2001003303A2 (de)

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6791404B1 (en) * 1999-07-01 2004-09-14 Broadcom Corporation Method and apparatus for efficient mixed signal processing in a digital amplifier
US6975682B2 (en) * 2001-06-12 2005-12-13 Raytheon Company Multi-bit delta-sigma analog-to-digital converter with error shaping
ATE338440T1 (de) * 2001-11-30 2006-09-15 Sonion As Hocheffizienter treiber für miniaturlautsprecher
DE10200004A1 (de) * 2002-01-02 2003-07-17 Philips Intellectual Property Elektronische Schaltung und Verfahren zum Betreiben einer Hochdrucklampe
AU2003241405B2 (en) * 2002-05-09 2008-06-19 Netstreams, Llc Audio network distribution system
US9137035B2 (en) * 2002-05-09 2015-09-15 Netstreams Llc Legacy converter and controller for an audio video distribution system
DE10308946B4 (de) * 2003-02-28 2006-02-16 Infineon Technologies Ag Leitungstreiber
US6998910B2 (en) * 2004-01-22 2006-02-14 Texas Instruments Incorporated Amplifier using delta-sigma modulation
CN1914951B (zh) * 2004-02-08 2011-06-29 唯听助听器公司 助听器的输出级、助听器及驱动助听器中输出换能器的方法
JP2006173819A (ja) * 2004-12-14 2006-06-29 Sharp Corp スイッチングアンプ
GB2449591B (en) * 2005-01-17 2009-03-18 Wolfson Microelectronics Plc Pulse width modulator quantisation circuit
DE102005006858A1 (de) * 2005-02-15 2006-09-07 Siemens Audiologische Technik Gmbh Hörhilfegerät mit einem Ausgangsverstärker, der einen Sigma-Delta-Modulator umfasst
JP4675138B2 (ja) * 2005-04-14 2011-04-20 シャープ株式会社 スイッチング増幅器
US7576665B2 (en) * 2007-11-27 2009-08-18 Amx Llc System and method for receiving analog and digital input
US7969242B2 (en) * 2008-07-24 2011-06-28 Qualcomm Incorporated Switching power amplifier for quantized signals
US20100303046A1 (en) * 2009-05-27 2010-12-02 Netstreams, Llc Wireless video and audio network distribution system
US20110102395A1 (en) * 2009-11-04 2011-05-05 Himax Technologies Limited Method and system of controlling halt and resume of scanning an lcd
WO2011110218A1 (en) * 2010-03-09 2011-09-15 Widex A/S Two part hearing aid with databus and method of communicating between the parts
EP2421157A1 (de) * 2010-07-29 2012-02-22 SEMIKRON Elektronik GmbH & Co. KG Verfahren zum Betreiben eines Delta-Sigma-Wandlers
KR101853818B1 (ko) * 2011-07-29 2018-06-15 삼성전자주식회사 오디오 신호 처리 방법 및 그에 따른 오디오 신호 처리 장치
EP2963813B1 (de) * 2013-02-28 2019-06-19 Clarion Co., Ltd. Digitalverstärker, verfahren zur ausgabe dreiwertiger signale und lautsprecher
DE102013105002A1 (de) * 2013-05-15 2014-11-20 Focke & Co. (Gmbh & Co. Kg) Verfahren zur Handhabung von Behältern, insbesondere Kartons, für Gruppen von Gegenständen, insbesondere Packungen
CN104883189B (zh) * 2015-06-04 2018-05-25 福州大学 包含级间路径的级联结构Sigma-Delta调制器
US10797659B2 (en) * 2018-10-15 2020-10-06 Semiconductor Components Industried, Llc Audio amplifier having multiple sigma-delta modulators to drive an output load

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4349754A (en) 1980-05-27 1982-09-14 Rca Corporation Actuation rate limiter
US5077539A (en) * 1990-12-26 1991-12-31 Apogee Technology, Inc. Switching amplifier
DE4212546C1 (de) 1992-04-15 1993-03-11 Joachim Dr. Scheerer
US5274375A (en) 1992-04-17 1993-12-28 Crystal Semiconductor Corporation Delta-sigma modulator for an analog-to-digital converter with low thermal noise performance
US5257026A (en) 1992-04-17 1993-10-26 Crystal Semiconductor, Inc. Method and apparatus for calibrating a multi-bit delta-sigma modular
US5508647A (en) 1992-06-19 1996-04-16 Nec Corporation Noise shaper for preventing noise in low frequency band
US5617090A (en) 1995-05-10 1997-04-01 Harris Corporation Multi-channel sigma-delta A/D converters with improved throughput
FI98020C (fi) 1995-06-06 1997-03-25 Nokia Mobile Phones Ltd Digitaalisen signaalin modulointimenetelmä ja modulaattori
US5617058A (en) * 1995-11-13 1997-04-01 Apogee Technology, Inc. Digital signal processing for linearization of small input signals to a tri-state power switch
US5777512A (en) 1996-06-20 1998-07-07 Tripath Technology, Inc. Method and apparatus for oversampled, noise-shaping, mixed-signal processing
US5974089A (en) 1997-07-22 1999-10-26 Tripath Technology, Inc. Method and apparatus for performance improvement by qualifying pulses in an oversampled noise-shaping signal processor
JP3433655B2 (ja) 1997-10-14 2003-08-04 ヤマハ株式会社 波形整形装置およびσδ型ｄ／ａ変換装置
US6215423B1 (en) 1998-08-26 2001-04-10 Motorola Inc. Method and system for asynchronous sample rate conversion using a noise-shaped numerically control oscillator
US6097249A (en) * 1998-09-02 2000-08-01 Rockford Corporation Method and device for improved class BD amplification having single-terminal alternating-rail dual-sampling topology
US6151613A (en) 1998-10-14 2000-11-21 Lucent Technologies Inc. Digital filter and method for a MASH delta-sigma modulator
WO2000035082A1 (en) 1998-12-08 2000-06-15 Koninklijke Philips Electronics N.V. Device for amplifying signals
US6137429A (en) 1999-03-08 2000-10-24 Motorola, Inc. Circuit and method for attenuating noise in a data converter
US6791404B1 (en) * 1999-07-01 2004-09-14 Broadcom Corporation Method and apparatus for efficient mixed signal processing in a digital amplifier
US6587060B1 (en) 1999-08-26 2003-07-01 Duane L. Abbey Multi-bit monotonic quantizer and linearized delta-sigma modulator based analog-to-digital and digital-to analog conversion
US6414613B1 (en) 2000-01-05 2002-07-02 Motorola, Inc. Apparatus for noise shaping a pulse width modulation (PWM) signal and method therefor
US6362763B1 (en) 2000-09-15 2002-03-26 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for oscillation recovery in a delta-sigma A/D converter
US6798857B2 (en) * 2000-12-01 2004-09-28 Exar Corporation Clock recovery circuit

Also Published As

Publication number Publication date
US6933870B2 (en) 2005-08-23
EP1192717B1 (de) 2004-09-08
US20040239542A1 (en) 2004-12-02
US20050030093A1 (en) 2005-02-10
US20020186155A1 (en) 2002-12-12
WO2001003303A3 (en) 2002-01-10
AU5892800A (en) 2001-01-22
US6933778B2 (en) 2005-08-23
ATE275777T1 (de) 2004-09-15
DE60013602D1 (de) 2004-10-14
WO2001003303A2 (en) 2001-01-11
US20010005174A1 (en) 2001-06-28
EP1192717A2 (de) 2002-04-03
US6765518B2 (en) 2004-07-20
US6791404B1 (en) 2004-09-14
US6864815B2 (en) 2005-03-08

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE60013602T2 (de) Verfahren und gerät zum effizienten verarbeiten gemischter signale in einen digitalen verstärker
DE69919185T2 (de) Korrektur nichtlinearer ausgangsverzerrung in einen delta-sigma d/a-wandler
DE69734468T2 (de) Delta-sigma pwm dac für verringertes schalten
DE69833553T2 (de) Verfahren und gerät zur leistungsverbesserung durch qualifikation von pulsen in einem überabgetasteten rauschformungssignalprozessor
DE69818631T2 (de) Verstärkungsanordnung für digitale signale
DE69927084T2 (de) Sigma-delta Modulator und Modulationsverfahren
DE3315519C2 (de)
EP1177634B1 (de) Sigma-delta-analog/digital-wandleranordnung
DE60318072T2 (de) Rauschformungsschaltungen und verfahren mit r ckkopplungslenk berlastkompensation und systeme damit
DE112013000926B4 (de) Sigma-Delta-Modulator mit Dithersignal
EP0431214A1 (de) Analog-Digital-Wandleranordnung
DE102006023697B4 (de) Verfahren zum Decodieren, Decodierer, Codierer-Decodierer-System und Wandler
CH666586A5 (de) Audio-analog/digital und digital/analog-umsetzungsanlage sowie signal-uebertragungs- und verarbeitungsanordnung mit denselben.
DE102017104012B4 (de) Verfahren und vorrichtung für einen delta-sigma-adc mit parallel gekoppelten integratoren
WO2001003303A9 (en) Method and apparatus for efficient mixed signal processing in a digital amplifier
DE602005001311T2 (de) Schaltverstärker
US7346113B2 (en) Method and circuit for stop of signals quantized using noise-shaping
DE102005028726A1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Analog-Digital-Wandlung
EP0890291B1 (de) Verfahren und anordnung zum umwandeln eines akustischen signals in ein elektrisches signal
DE10142191A1 (de) SD-ADC mit digitaler Dithersignalverarbeitung
DE102004031153A1 (de) Hochauflösender Sigma-Delta-Wandler
EP1129523B1 (de) Schaltungsanordnung zur quantisierung digitaler signale und filterung des quantisierungsrauschens
DE10327620B4 (de) Vorrichtung und Verfahren zur digitalen Pulsweiten-Modulation
DE10118157A1 (de) Rückgekoppelter A/D- bzw. D/A-Wandler mit reduziertem Stromverbrauch
DE60010389T2 (de) Verfahren und Anordnung zur Wandlung eines Analogsignals in ein Digitalsignal mit automatischer Verstärkungsregelung

Legal Events

Date Code Title Description
8364 No opposition during term of opposition
8328 Change in the person/name/address of the agent

Representative=s name: BOSCH JEHLE PATENTANWALTSGESELLSCHAFT MBH, 80639 M