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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der überabgetasteten, rauschformenden
Signalverarbeitung, die beispielsweise die Sigma-Delta-Modulationstechnologie
umfasst. Spezieller stellt die vorliegende Erfindung Verfahren und
eine Vorrichtung zur Verbesserung des Dynamikbereichs und der Rauschleistung
eines überabgetasteten,
rauschformenden Modulators bereit. Noch spezifischer ausgedrückt verbessern
einige Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung die Leistung derartiger Modulatoren zum
Zweck des Antriebs von Leistungsschaltvorrichtungen.
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Als
Reaktion auf die Unfähigkeit
der Pulsbreitenmodulationstechnologie (PWM-Technologie), für eine Vielfalt von Hochleistungsschaltanwendungen
der Spitzenklasse sowohl den Dynamikbereich als auch die Rauschleistung
bereitzustellen, sind mehrere Versuche unternommen worden, um Schaltverstärker zu
konstruieren, die überabgetastete,
rauschformende Modulatoren, insbesondere Sigma-Delta-Modulatoren, aufgrund ihrer rauschformenden
Eigenschaften verwenden, siehe H. Ballan und M. Declercq, 12-V-Σ-Δ-Verstärker der
Klasse D in der 5-V-CMOS-Technologie,
Seite 559–562
(IEEE 1995 Custom Integrated Circuit Conference). Wie jedoch erörtert wird,
verursacht die Integration von Leistungs-MOS-Transistoren in einer
Sigma-Delta-Modulatorschleife zusätzliche Probleme, die die Gesamtleistung
des Verstärkers
behindern. In 1 ist ein Standard-Sigma-Delta-Modulator 100 erster
Ordnung gezeigt. Ein Integrator 102 ist mit einem Vergleicher 104 in
Reihe geschaltet, was im Wesentlichen ein Größenwandler mit zwei Niveaus
und einer Abtastrate fs ist. Die Ausgabe
des Vergleichers 104 wird über den Digital-Analog-Wandler (D/A) 106 und
den Addierer 108 zum Integrator 102 zurückgeführt. Die
Rückführung zwingt
den Niederfrequenzgehalt des quantisierten Ausgabesignals, den Niederfrequenzgehalt
der Eingabe in den Modulator 100 zu verfolgen. Jeder Unterschied
zwischen der quantisierten Ausgabe und der Modulatoreingabe wird
in dem Integrator 102 gesammelt und schließlich korrigiert.
Für Sigma-Delta-Modulatoren erster
Ordnung wird für
jede Verdopplung des Überabtastungsverhältnisses
(ÜV) das
Rauschen in dem Signalband aufgrund von einem Quantisierungsfehler
um etwa 9 dB verringert. Das ÜV
ist durch fs/2f0 gegeben,
wobei 2f0 die Nyquist-Rate ist, d.h. das
Zweifache der Bandbreite f0 des Basisbandsignals.
Für Sigma-Delta-Modulatoren
zweiter Ordnung wird dieses Rauschen um etwa 15 dB (9 dB + 6 dB)
für dieselbe
Zunahme des ÜV
verringert. Für
Modulatoren dritter Ordnung beträgt die
Verringerung 21 dB. Jedoch sind die Rauschverbesserungen, die durch
Zunahmen des ÜV,
d.h. Zunahmen von fs, erreicht werden, letztlich
eingeschränkt,
da die Anstiegs- und Abfallzeiten des Ausgabesignals hinsichtlich
der Abtastperiode bedeutend werden. Für eine gründliche Erörterung von Sigma-Delta-Modulationsverfahren
siehe Candy und Temes, „Oversampling
Delta-Sigma Data
Converters", Seite
1 bis 25 (IEEE Press, 1992).
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Wie
oben erwähnt,
wird die Einfügung
von Leistungs-MOS-Transistoren in einen Standard-Sigma-Delta-Modulator
von anderen Leistungsproblemen begleitet. Bei Audioanwendungen beispielsweise
treiben Leistungs-MOS-Transistoren relativ niedrige Impedanzen und
müssen
für eine
gute Gesamteffizienz daher Ausgangsimpedanzen von weniger als einem
Ohm aufweisen. Folglich sind die Schalteigenschaften dieser Transistoren
relativ langsam und variieren asymmetrisch von einer idealen Schalteigenschaft,
wodurch eine Verzerrung erzeugt wird, die typischerweise bei dem
-60 dB-Pegel oder darüber
liegt. Da Standard-Sigma-Delta-Modulatoren
eine digitale oder Zustandsrückführung (z.B.
D/A 106 aus 1) verwenden, sehen die Integratorstufen
die asymmetrischen Flanken der Ausgabe des Leistungstransistors
nicht. Folglich sind Standard-Sigma-Delta-Modulatoren aufgrund der
exklusiven Verwendung der Zustandsrückführung nicht in der Lage, die
Verzerrung zu korrigieren, die von den Leistungs-MOS-Transistoren
eingeführt
wird.
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Da
moderne Sigma-Delta-Modulatoren abgetastete Integratoren verwenden,
war die einfache Verwendung der Zustandsrückführung über einen Digital-Analog-Wandler
zu den Integratorstufen des Weiteren nicht wirksam. Dies beruht
auf der Tatsache, dass abgetastete Integratoren dazu neigen, mit
Hochfrequenzverzerrung Überfaltungsverzerrungsprobleme
zu haben. Darüber
hinaus hat die Verzögerung,
die von einer Leistungs-MOS-Transistorstufe eingeführt wird,
zur Folge, dass die Rückführung zunehmend
nicht mit der Eingabe übereinstimmt,
wodurch die Korrekturfunktion der Rückführung weiter untergraben wird.
Die zusätzliche Verzögerung aufgrund
einer Leistungs-MOS-Transistorstufe kann ebenfalls die Stabilität des Schaltkreises nachteilig
beeinflussen. Zusammengefasst werden sämtliche Rauschverringerungsverbesserungen,
die durch die Verwendung einer Standard-Sigma-Delta-Modulation erreicht
werden, durch die Verzerrung, die durch die Leistungs-MOS-Transistoren
und die zugehörigen
Treiberstufen eingeführt
wird, unbedeutend.
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Eine
Verbesserung der Standard-Sigma-Delta-Technologie, die diese Probleme
angeht, ist in der gemeinsam erteilten, mitangemeldeten U.S.-Patentanmeldung
mit der Serien-Nr. 08/667,925 für „METHOD
AND APPARATUS FOR OVERSAMPLED, NOISE-SHAPING, MIXED-SIGNAL PROCESSING", eingereicht am
20 Juni 1996, beschrieben. In dieser Anmeldung wird ein überabgetasteter,
rauschformender Modulator beschrieben, der anstelle einer reinen
Zustandsrückführung, die
vor oder hinter der Leistungsschaltstufe entnommen wird, eine zeitkontinuierliche
Rückführung von
der Ausgabe seiner Schaltstufe verwendet. Die zeitkontinuierliche
Rückführung wird
so bereitgestellt, dass die Überfaltungsverzerrungseffekte
auf dem Rückführungspfad verringert
werden, die von der Schaltstufe eingeführt werden und andernfalls
mit dem Basisband zu einem nicht akzeptablen Grad interferieren
könnten.
Das heißt,
dass der verbesserte Modulator der oben beschriebenen Anmeldung
die Verwendung einer zeitkontinuierlichen Rückführung zum Ausgleich einer Niederfrequenzverzerrung
mit einigen Mitteln zur Abschwächung
der Überfaltungsverzerrungseffekte
der Hochfequenzverzerrung, die über
den Rückführungspfad
eingeführt
werden, kombiniert.
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2 ist
ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Ausführungsform eines modifizierten, überabgetasteten,
rauschformenden, digitalen Verstärkers 200 zweiter
Ordnung, der gemäß einer
spezifischen Ausführungsform
der Erfindung konstruiert ist, die in der oben genannten Anmeldung
beschrieben ist. Ein Eingabesignal wird über einen Addierer 204 in
eine erste zeitkontinuierliche Integratorstufe 202 eingegeben.
Die Ausgabe der ersten Integratorstufe 202 wird über den
Addierer 208 zu einer zweiten zeitkontinuierlichen Integratorstufe 206 übertragen.
Eine getaktete Vergleicherstufe 210, die mit einer Abtastfrequenz
fs abgetastet wird, empfängt die Ausgabe einer zweiten
Integratorstufe 206 und überträgt das resultierende Logiksignal
zur Leistungsschaltstufe 212. Die zeitkontinuierliche Ausgabe
der Leistungsschaltstufe 212 wird über die zeitkontinuierliche
Verstärkerstufe 214 und
den Addierer 204 zur ersten Integratorstufe 202 zurückgeführt. Die
zeitkontinuierliche Rückführung wird über die
zeitkontinuierliche Verstärkerstufe 216 und
den Addierer 208 ebenfalls an die zweite Integratorstufe 206 angelegt.
Bei diesem Beispiel wird in dem Rückführungspfad kein Anti-Überfaltungsverzerrungsfilter
verwendet, da die Integratorstufen zeitkontinuierliche Integratoren
sind, die hohe Frequenzen inhärent
abweisen. Wenn die Integratorstufen 202 und 206 andererseits
abgetastete Integratoren umfassen, erfolgt die Rückführung zu den Verstärkerstufen 214 und 216 über ein
Anti-Überfaltungsverzerrungsfilter.
Ein derartiges Filter wäre
typischerweise ein Tiefpassfilter, das die Überfaltungsverzerrungseffekte der
Hochfequenzverzerrung verringert, die von der Leistungsschaltstufe
erzeugt werden, indem die Hochfequenzverzerrung aus dem zeitkontinuierlichen
Rückführungssignal
entfernt wird. Für
weitere Einzelheiten hinsichtlich der zeitkontinuierlichen Rückführung mit
abgetasteten Integratoren wird auf die oben genannte mitangemeldete
Patentanmeldung verwiesen.
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Die
modifizierte Sigma-Delta-Technologie, die in der oben genannten
Anmeldung beschrieben ist, stellt eine höchst effiziente Niederrauschalternative
zu PWM in einer breiten Vielfalt von Anwendungen bereit. Da jedoch
eine Beschränkung
hinsichtlich des Verstärkungsausmaßes, das
in die überabgetastete
Modulatorschleife eingeführt
werden kann, und somit eine Beschränkung des Dynamikbereichs des
Modulators vorliegt, gibt es einige Anwendungen, für die sogar
die hervorragende Rauschleistung des Modulators der oben genannten
Anmeldung möglicherweise
einer Verbesserung bedarf. Auf dem Gebiet der Leistungsverstärker sind beispielsweise
offensichtlich ein sehr geringes Grundrauschen und ein hoher Dynamikbereich
mit geringer Verzerrung wünschenswert.
Bei anderen Leistungsschalttechnologien (z.B. Regler, Motortreiber
usw.) sind andere Leistungsverbesserungen (z.B. verringerte Welligkeit
und Komponentengröße) wünschenswert.
Wie oben erwähnt,
erfordert eine bedeutende Verbesserung dieser Parameter im Allgemeinen
jedoch eine Erhöhung
der Verstärkung
in der überabgetasteten
Modulatorschleife. Die Verstärkung
der Modulatorschleife ist ihrerseits zumindest teilweise durch die
Abtastfrequenz des Modulators begrenzt. Leider ist die Erhöhung der Abtastfrequenz,
d.h. die Erhöhung
des Überabtastungsverhältnisses,
zur Verbesserung des Dynamikbereichs letztlich von beschränktem Nutzen,
da Leistungsschaltanwendungen eine gewisse Mindestimpulsbreite aufweisen,
unterhalb derer die resultierende Verzerrung jegliche Verbesserungen
des Dynamikbereichs schnell überwinden
würde.
Das heißt,
dass Leistungsschaltanwendungen typischerweise große Leistungsvorrichtungen verwenden,
die von Stromversorgungsschiene zur Stromversorgungsschiene schwanken,
wobei sie sich den Stromversorgungsschienen stark nähern. Darüber hinaus
ist die Geschwindigkeit, mit der diese Leistungsvorrichtungen schalten
können,
durch ihre typischerweise großen
parasitären
Komponenten begrenzt. Da die Schaltung dieser Leistungsvorrichtungen
durch sehr große
und relativ langsame Übergänge gekennzeichnet ist,
müssen
die Eingangsimpulse in die Leistungsschaltstufe daher ausreichend
lang und ausreichend weit voneinander entfernt angeordnet sein,
um sicherzustellen, dass die Übergänge nicht
zu einem inakzeptablen Grad überlappen.
Für weitere
Informationen zu den Eigenschaften von Leistungsvorrichtungen siehe „Power MOSFETs:
Theory and Application" von
Duncan A. Grant und John Gowar (©1989
John Wiley & Sons,
Inc.) und „Smart
Power ICs: Technologies and Applications", herausgegeben von B. Murari, F. Bertotti
und G. A. Vignola (©1996
Springer Verlag).
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Das
folgende Beispiel dient der Veranschaulichung. Durch Verwendung
eines überabgetasteten
Modulators kann das Grundrauschen eines Leistungsverstärkers abhängig von
der Ordnung des Modulators, d.h. 9 dB für einen Modulator erster Ordnung
bis 21 dB für
einen Modulator dritter Ordnung (siehe oben genannte Literaturhinweise
und die oben genannte Patentanmeldung), um 9 bis 21 dB (oder mehr)
pro Oktave Überabtastung
verbessert werden. Die heutigen Leistungs-MOSFETs können im Durchschnitt typischerweise
mit bis zu etwa 1,5 MHz geschaltet werden. Somit könnte ein
Konstrukteur eines Audioleistungsverstärkers die Abtastfrequenz des überabgetasteten
Modulators auf 3 MHz einstellen, wodurch eine Überabtastung von 64x (d.h.
26) bezüglich
eines Audioeingabesignals bereitgestellt würde. Wenn ein Modulator dritter
Ordnung angenommen wird, würde
das entsprechende theoretische auf die Eingabe bezogene Grundrauschen,
d.h. der Dynamikbereich, des Verstärkers durch (21 dB) × (log264) oder 126 dB gegeben sein. Aufgrund von
praktischen Erwägungen
ist die Leistung tatsächlicher
Modulatoren dritter Ordnung typischerweise um 20 bis 30 dB schlechter
als dieser Wert. Während
dieses Leistungsniveau für
einige Anwendungen der unteren Klasse geeignet sein kann, reicht
es für
einen Hochleistungsaudioverstärker
der Spitzenklasse nicht aus, da die hohe Verstärkung, die mit einem derartigen
Verstärker
einhergeht, das auf die Eingabe bezogene Rauschen auf nicht akzeptable
Pegel verstärkt.
Eine Erhöhung
der Abtastfrequenz auf 6 MHz ergibt ein Überabtastungsverhältnis von
128x, was wiederum ein theoretisches Grundrauschen bzw. einen theoretischen
Dynamikbereich von (21 dB) × (log2128) oder 147 dB bereitstellt. Während dies
für viele
Anwendungen der Spitzenklasse ausreicht, ist die Abtastfrequenz
für heutige
Leistungsvorrichtungen zu schnell.
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Eine
mögliche
Alternative zur Erhöhung
der Abtastfrequenz besteht darin, aus dem überabgetasteten Modulator einen
Modulator vierter Ordnung zu machen, um einen theoretischen Dynamikbereich
von (27 dB) × (log264) oder 162 dB zu erzielen. Leider gibt
es bei dieser Methode mindestens zwei praktische Probleme. Erstens
ist es aufgrund der Verzögerung,
die von der Leistungsschaltstufe eingeführt wird, bereits ein schwieriges
Problem, einen Modulator dritter Ordnung zu stabilisieren. Es ist
noch schwieriger, einen Modulator vierter Ordnung zu stabilisieren.
Zweitens würde
die Ausgabeschwankung, die erzielt werden könnte, verringert werden, obwohl
der Dynamikbereich theoretisch mit einem Modulator vierter Ordnung
zunehmen würde.
Für eine
Erörterung
dieses Phänomens
siehe T. Ritoniemi, T. Karema und H. Tenhunen, „Design of Stable High Order
1-bit Sigma-Delta Modulators (IEEE Proc. ISCAS '90, Seite 3267–3270, Mai 1990). Diese Verringerung der
Ausgabeschwankung ist bei Leistungsschaltanwendungen nicht akzeptabel,
da das Ausgabesignal eines Leistungsverstärkers typischerweise in der
Lage sein muss, von Schiene zu Schiene zu wandern oder sich den Schienen
zumindest stark zu nähern.
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US 5323156 offenbart einen
Integrator, dessen Signaleingang durch einen integrierenden Widerstand mit
einem analogen Signal versorgt wird. Der Vergleichereingang eines
Vergleichers ist mit dem Integratorausgang verbunden und sein Bezugseingang
ist geerdet, und es ist ein Impulsbreitenselektor bereitgestellt,
der abhängig
von der Ausgabe des Vergleichers einen schmalen oder breiten Impuls
bereitstellt, wobei das Signal des Impulsbreitenselektors mit dem
Ausgang des Vergleichers verbunden ist und der erste Taktgeber und
die zweiten Eingänge
des Impulsbreitenselektors mit einem Taktsignal und einem zusätzlichen
Taktsignal versorgt werden, das von dem Taktsignal durch Frequenzteilung
abgeleitet wird. Ein in Reihe geschalteter erster und zweiter elektronischer
Schalter sind bereitgestellt, die zwischen einer einpoligen Bezugsspannung
und Erde oder zwischen den beiden Klemmen für eine bipolare Bezugsspannung,
die mit der Erde ausgeglichen ist, verbunden sind, wobei die Steuereingänge der
elektronischen Schalter jeweils mit den nicht invertierten und den invertierten
Ausgängen
des Impulsbreitenselektors verbunden sind und die Verbindung der
elektronischen Schalter mit einer weiter verarbeitenden Anordnung
und durch einen Rückführungswiderstand
mit dem Signaleingang des Integrators verbunden ist. Die Breite
des schmalen Impulses entspricht der Periode des Taktsignals, während die
Breite des breiten Impulses dem (n-1)fachen der Periode des Taktsignals
entspricht.
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Es
ist daher ersichtlich, dass ein Bedarf für eine Weise besteht, in der
das Grundrauschen bzw. der Dynamikbereich eines Leistungsschaltverstärkers über das
Niveau hinaus verbessert werden kann, das gegenwärtig mit überabgetasteten, rauschformenden
Modulatoren erreichbar ist.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
Erfindung entspricht einem Signalverarbeitungskreis nach Anspruch
1 und einem Verfahren für den
Betrieb eines Signalverarbeitungskreises nach Anspruch 16.
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Da
die Übergangszeit
von heutigen Leistungsschaltvorrichtungen letztlich die Geschwindigkeit
begrenzt, mit der derartige Vorrichtungen geschaltet werden können, bestand
die Motivation darin, die Eingabewellenformen, die an derartige
Vorrichtungen angelegt werden, zu betrachten, um zu ermitteln, was
getan werden kann, um das Grundrauschen ohne die Gefahr, dass die
Eingabeübergänge zu nahe
beabstandet sind, zu verringern. Durch Analysieren der Eingabewellenformen,
die an derartige Vorrichtungen angelegt werden, wurde festgestellt,
dass das Auftreten von inakzeptabel schmalen Impulsen relativ selten
ist und bei kleinen Signalpegeln praktisch nicht vorhanden ist.
Somit wurde die Beseitigung aller derartigen schmalen Impulse durch die
Verwendung einer Impulsqualifikationsschaltungsanordnung eingeführt, d.h.
einer Schaltungsanordnung, die die Zeit zwischen Übergängen so
einschränkt,
dass sie größer als
ein gewisses Minimum ist. Wenn dies jedoch bei größeren Eingabesignalen
vorgenommen wurde, wurde die Stabilität der Schleife aufgrund der
Verzögerung,
die durch die Impulsqualifikationsschaltungsanordnung eingeführt wurde,
zu einem Problem. Um diese Instabilität zu korrigieren, wurde die
Abtastfrequenz des Modulators erhöht.
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Daher
wird gemäß der vorliegenden
Erfindung eine Verbesserung des überabgetasteten,
rauschformenden Modulators, der in der oben genannten Patentanmeldung
beschrieben ist, geschaffen, welche durch Erhöhen des Überabtastungsverhältnisses
ein geringeres eingabebezogenes Grundrauschen, d.h. einen höheren Dynamikbereich,
erzielt, ohne unter den Konsequenzen von inakzeptabel schmalen Impulsbreiten
zu leiden. Die Erfindung ist insbesondere bei Leistungsschaltanwendungen
von Nutzen, bei denen schmale Impulse nicht akzeptabel sind, wie
beispielsweise Audioverstärker,
Schaltregler, Leistungsverstärker,
Motorsteuerungen, Leistungsfaktorkorrektur, Resonanzmodusschaltung
usw. Die vorliegende Erfindung erzielt diese Verbesserung durch
Erhöhen
der Abtastfrequenz, d.h. der Geschwindigkeit, mit der der überabgetastete
Modulator getaktet wird, sowie durch Erhöhen der Verstärkung der
Modulatorschleife, während
vor der Schaltstufe eine Impulsqualifikationslogik hinzugefügt wird,
um inakzeptabel schmale Impulse zu beseitigen.
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Gemäß einer
spezifischen Ausführungsform
empfängt
die Impulsqualifilcationslogik der vorliegenden Erfindung die Ausgabe
des A-D-Wandlers (oder Vergleichers) in der überabgetasteten Modulatorschleife
und erlaubt nicht, dass innerhalb einer gewissen Anzahl von Taktzyklen Übergänge zur
Schaltstufe gesendet werden. Die Anzahl der Taktzyklen kann unter
Bezugnahme auf eine Anzahl von Erwägungen ermittelt werden, einschließlich beispielsweise
der Geschwindigkeit der Schaltvorrichtungen in der Schaltstufe,
eines gewünschten
Verhältnisses
zwischen Grundrauschen und Ausgabeschwankung (für eine gegebene maximale Taktgeschwindigkeit),
der gewünschten
Schaltfrequenz usw. Während
dies die Probleme im Zusammenhang mit der Beabstandung zwischen Übergängen vermeidet,
führt es
eine Verzögerung
und eine Nichtlinearität
in die Modulatorschleife ein, die den Dynamikbereich tatsächlich verschlechtern
und Instabilität
verursachen können. Um
dieses Anliegen anzugehen, wird daher die Abtastfrequenz des Modulators über den
Wert hinaus erhöht, der
zum Erreichen eines niedrigeren Grundrauschens erforderlich war.
Somit werden die Verstärkung
der Modulatorschleife und die Abtastfrequenz gleichzeitig erhöht (wobei
die Abtastfrequenz schneller erhöht
wird, um die Stabilität
der Schleife aufrechtzuerhalten), wodurch der Dynamikbereich und das
Grundrauschen verbessert werden, während nicht erlaubt wird, dass
inakzeptabel schmale Impulse zur Schaltstufe geleitet werden.
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Wenn
eines dieser beiden Merkmale allein implementiert würde, könnten für einen
herkömmlichen
Modulator Probleme auftreten. Eine Erhöhung der Abtastfrequenz allein
kann Impulse zur Folge haben, die für Leistungsschaltvorrichtungen
zu schmal sind, um effizient geleitet zu werden. Durch eine Hinzufügung einer Impulsqualifikationslogik
zu einem Modulator, ohne andere entsprechende Einstellungen vorzunehmen,
d.h. die Abtastfreguenz zu erhöhen,
wird eine Verzögerung
und Nichtlinearität
eingeführt,
die den Dynamikbereich des Modulators verschlechtern und Instabilität verursachen
können.
Jedoch verwirklicht die vorliegende Erfindung durch die Kombination
dieser Elemente bedeutende Verbesserungen der Rauschleistung und
des Dynamikbereichs.
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Allgemeiner
ausgedrückt
schafft die vorliegende Erfindung einen Signalverarbeitungskreis,
der ein frequenzselektives Netz zur Erzeugung eines ersten Signals
umfasst. Ein Größenwandler,
der mit dem frequenzselektiven Netz gekoppelt ist, empfängt das
erste Signal und erzeugt ein quantisiertes Signal. Die Qualifikationsschaltungsanordnung,
die mit dem Größenwandler
gekoppelt ist, empfängt
das quantisierte Signal und erzeugt ein qualifiziertes Signal. Die
Qualifikationsschaltungsanordnung veranlasst, dass Signalübergänge in dem
qualifizierten Signal mindestens um eine erste Zeitspanne beabstandet
stattfinden. Der Signalverarbeitungskreis weist ebenfalls einen
Rückführungspfad
von seinem Ausgang zum frequenzselektiven Netz auf.
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Gemäß einem
Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung ist ein Signalverarbeitungskreis
bereitgestellt, der Folgendes umfasst:
ein frequenzselektives
Netz zur Erzeugung eines ersten Signals; gekennzeichnet durch:
einen
Größenwandler,
der mit dem frequenzselektiven Netz zum Empfang des ersten Signals
und zum Erzeugen eines quantisierten Signals gekoppelt ist;
eine
Qualifikationsschaltungsanordnung, die zum Empfang des quantisierten
Signals und zum Erzeugen eines qualifizierten Signals mit dem Größenwandler
gekoppelt ist, wobei die Qualifikationsschaltungsanordnung verursacht,
dass Signalübergänge in dem
qualifizierten Signal mindestens um eine erste Zeitspanne beabstandet stattfinden;
einen
Ausgang, der mit der Qualifikationsschaltungsanordnung gekoppelt
ist; und
einen Rückführungspfad
von dem Ausgang zum frequenzselektiven Netz.
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Gemäß einem
anderen Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren
zum Betrieb eines Signalverarbeitungskreises bereitgestellt, wobei
der Signalverarbeitungskreis Folgendes umfasst: ein frequenzselelctives
Netz, einen Größenwandler
und einen Ausgang, der in Reihe geschaltet ist, sowie einen Rückführungspfad
von dem Ausgang zum frequenzselektiven Netz, wobei das Verfahren
gekennzeichnet ist durch:
Erzeugen eines ersten Signals unter
Verwendung des frequenzselektiven Netzes;
Erzeugen eines quantisierten
Signals unter Verwendung des Größenwandlers
als Reaktion auf das erste Signal; und
Erzeugen eines qualifizierten
Signals als Reaktion auf das quantisierte Signal, wobei das qualifizierte
Signal eine Vielzahl von Übergängen umfasst
und mindestens eine erste Zeitspanne zwischen jedem Übergang
aufrechterhalten wird.
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Ein
besseres Verständnis
der Beschaffenheit und der Vorteile der vorliegenden Erfindung kann
unter Bezugnahme auf die verbleibenden Abschnitte der Beschreibung
und die Zeichnungen erzielt werden.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein vereinfachtes Blockdiagramm eines standardmäßigen überabgetasteten, rauschformenden
Modulators erster Ordnung gemäß dem Stand
der Technik;
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2 ist
ein Blockdiagramm eines überabgetasteten,
rauschformenden Modulators, der in einer verwandten Anmeldung beschrieben
ist;
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3 ist
ein Blockdiagramm eines überabgetasteten,
rauschformenden Modulators gemäß einer
spezifischen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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4 ist
eine Reihe von Wellenformen, die den Betrieb einer spezifischen
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung veranschaulichen;
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5 ist
ein Schaltbild, das die Implementierung einer spezifischen Ausführungsform
der Impulsqualifikationslogik der vorliegenden Erfindung zeigt;
und
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6 ist
ein Blockdiagramm einer nicht getakteten Ausführungsform der Impulsqualifikationsschaltungsanordnung
der vorliegenden Erfindung.
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BESCHREIBUNG
SPEZIFISCHER AUSFÜHRUNGSFORMEN
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3 ist
ein Blockdiagramm eines überabgetasteten,
rauschformenden Modulators 300, der gemäß einer spezifischen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung konstruiert ist. Die Eingabe in die Integratorstufe 302 wird über den
Addierer 304 empfangen. Die Eingabe in die Integratorstufe 306 wird über den
Addierer 308 von der Integratorstufe 302 übertragen.
Eine Vergleicherstufe 310 mit einer Abtastfrequenz fs empfängt die
Ausgabe der zweiten Integratorstufe 306 und überträgt das resultierende
Logiksignal zur Qualifikationslogik 318. Die Qualifikationslogik 318 stellt
sicher, dass die Breite von Impulsen, die zur Leistungsschaltstufe
gesendet werden, mindestens eine gewisse Mindestbreite aufweist.
Der Betrieb einer bestimmten Ausführungsform der Qualifikationslogik 318 ist
nachfolgend unter Bezugnahme auf 5 beschrieben.
Die qualifizierte Impulswellenform wird daraufhin zur Leistungsschaltstufe 312 übertragen.
Die zeitkontinuierliche Ausgabe der Leistungsschaltstufe 312 wird über die
zeitkontinuierliche Verstärkerstufe 314 und
den Addierer 304 zur ersten Integratorstufe 302 zurückgeführt. Die
zeitkontinuierliche Rückführung wird über die
zeitkontinuierliche Verstärkerstufe 316 und
den Addierer 308 ebenfalls an die zweite Integratorstufe 306 angelegt.
Ein Anti-Überfaltungsverzerrungsfilter
wird in dem Rückführungspfad
nicht verwendet, da die Integratorstufen bei dieser Ausführungsform,
wie oben unter Bezugnahme auf 2 erörtert, zeitkontinuierliche
Integratoren sind, die hohe Frequenzen inhärent abweisen.
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4 zeigt
eine Reihe von Wellenformen von verschiedenen Punkten in dem Modulator 300 aus 3.
Das Schaltansprechverhalten zeigt die Ausgabe der Leistungsschaltstufe
sowohl mit aktivierter Impulsqualifikation der Erfindung (durchgezogene
Wellenform) als auch mit deaktivierter Impulsqualifikation (gestrichelte
Wellenform). In diesem Beispiel ist die Vergleicherstufe 310 ein
1-Bit-Analog-Digital-Wandler (A-D-Wandler),
der an der positiven Anstiegsflanke des Taktsignals ausgelöst wird.
Das Taktsignal ist die Abtastfrequenzeingabe in den A-D-Wandler 310,
das A-D-Ausgangssignal ist die Ausgabe des A-D-Wandlers 310,
das qualifizierte Ausgangssignal ist die Ausgabe der Qualifikationslogik 318 und
das Schaltansprechsignal ist die Ausgabe der Leistungsschaltstufe 312.
Wie gezeigt, stellt die Qualifikationslogik sicher, dass höchstens
einmal alle 2 Taktzyklen Impulse zu den Leistungsschaltvorrichtungen
gesendet werden (siehe das qualifizierte Ausgangssignal). Es versteht
sich, dass das gezeigte Schaltansprechsignal angesichts der Ansprechzeit
der Leistungsschaltstufe 312 ohne die Qualifikationslogik
nicht möglich
gewesen wäre.
Es ist wichtig, darauf hinzuweisen, dass die Qualifikationslogik
an derselben Flanke arbeitet wie der A-D-Wandler, d.h. an der positiven
Anstiegsflanke des Taktsignals. Dies kann erreicht werden, indem
die Qualifikationslogik und der A-D-Wandler kombiniert werden, um
dadurch etwaige zusätzliche
und unerwünschte
Logikverzögerungen
zu vermeiden. Wie in 4 gezeigt, erreicht die Ausgabe
der Leistungsschaltstufe in der Situation, in der die Impulsqualifikation
deaktiviert ist, nie völlig
die positive Schiene (d.h. die gestrichelte Linie), da die Eingangsimpulse
zur Leistungsschaltstufe zu schmal sind und die Auf- und Abwärtsübergänge der
Leistungsvorrichtungen daher überlappen.
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Zur
Veranschaulichung des Konzepts der vorliegenden Erfindung wird unter
Bezugnahme auf das Schaltbild aus
5 der Betrieb
eines Vergleichers und einer Maschinenimplementierung im störimpulsfreien Zustand
einer Impulsqualifikationslogik beschrieben. Unter Verwendung der
Eingänge
des Modus 0 und des Modus 1 können
unterschiedliche Qualifikationsniveaus, die unterschiedlichen Abtastfrequenzen
entsprechen, ausgewählt
werden. Gemäß einer
spezifischen Ausführungsform
kann das Niveau der Impulsqualifikation so ausgewählt werden,
dass es an ein gewünschtes
Vielfaches der Modulatortaktgeschwindigkeit angepasst ist, wie in
Tabelle 1 gezeigt. Wie unter Bezugnahme auf
5 ersichtlich
ist, kann die Impulsqualifikationslogik umgangen werden, indem der
Eingang BYPASS hoch eingestellt wird, wodurch die Impulse ohne Qualifikation vom
Vergleicher zur Leistungsschaltstufe geleitet werden können. Wie
in Tabelle 1 gezeigt, kann dies vorgenommen werden, wenn eine Erhöhung der
Taktgeschwindigkeit nicht erforderlich ist.
Tabelle
1
- x
- = unbedeuted
-
Unter
Bezugnahme auf das Schaltbild aus 5 wird der
anfängliche
Zustand des Schaltkreises 500, der einen Vergleicher und
eine Qualifikationslogik umfasst, beschrieben. Anfänglich ist
der Ausgang des NAND 502 niedrig, wodurch die bistabilen
D-Kippschaltungen 504, 506, 508 und 510 gelöscht werden
und der Multiplexer 512 so eingestellt wird, dass die Ausgabe
des Vergleichers 514 direkt zum D-Eingang der bistabilen Kippschaltung 516 geleitet
wird. Es ist zu beachten, dass sich die Ausgänge der bistabilen Kippschaltungen 516 und 518 auf
demselben Niveau befinden müssen,
damit der Ausgang des NAND 502 niedrig ist. Darüber hinaus
geht der Ausgang des NOR 520 als Folge des Löschens der
bistabilen Kippschaltungen 504 bis 510 zu hoch über. Dies
bedeutet wiederum, dass der Multiplexer 522 den Q-Ausgang
der bistabilen Kippschaltung 518 für die Rückführung zum D-Eingang der bistabilen
Kippschaltung 518 auswählt,
d.h. die bistabile Kippschaltung 518 hält ihren Zustand, wenn ihr
Taktgeber ausgelöst
wird. Bei hohem Ausgang des X-NOR 524 wirkt das X-NOR 526 als
nicht invertierender Puffer seines Eingangs von der bistabilen Kippschaltung 504.
Das bedeutet, dass die bistabile Kippschaltung 504 ihren
Zustand hält,
wenn sie getaktet wird, wodurch der Zähler 528 (durch die
gestrichelte Linie angezeigt), der die bistabilen Kippschaltungen 504 bis 510 umfasst,
daran gehindert wird, getaktet zu werden.
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Die
bistabilen Kippschaltungen 504, 516 und 518 werden
daraufhin über
den Takteingang getaktet. Wenn der Zustand der bistabilen Kippschaltung 516 unverändert bleibt,
bleiben alle oben beschriebenen Logikpegel gleich. Wenn sich jedoch
der Zustand der bistabilen Kippschaltung 516 ändert, ist
er nicht mehr derselbe wie die bistabile Kippschaltung 518,
und der Ausgang des X-NOR 524 geht daraufhin zu niedrig über. Dadurch
wird wiederum der Zustand des Multiplexers 512 (über das
NAND 502) geändert,
wodurch der Q-Ausgang der bistabilen Kippschaltung 516 mit
ihrem eigenen D-Eingang verbunden wird, wodurch der Zustand der bistabilen
Kippschaltung 516 eingerastet wird. Ein logisches Tief
am Ausgang des X-NOR 524 wandelt das X-NOR 526 in
einen Inverter um, wodurch die bistabile Kippschaltung 504 dazu
veranlasst wird, als Durch-Zwei-Teiler der Abtastfrequenz vom Takteingang
zu wirken. Der Zähler
wird daraufhin nur solange getaktet, bis die Steuerlogik den Ausgang
des NOR 520 veranlasst, zu niedrig überzugehen, wodurch der Zustand
des Multiplexers 522 geändert
wird, der daraufhin den Q-Ausgang der bistabilen Kippschaltung 516 mit dem
D-Eingang der bistabilen Kippschaltung 518 verbindet. Dadurch
werden die Zustände
der bistabilen Kippschaltungen 516 und 518 an
der nächsten
Taktflanke wieder gleich, wodurch der Ausgang des X-NOR 524 hoch
und der Ausgang des NAND 502 niedrig geschaltet werden.
Auf diese Weise wird die Ausgangsimpulsbreite, d.h. die Qualifikationsverzögerung,
durch den programmierbaren Zähler 528 plus
einen Taktzyklus ermittelt.
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Wie
oben angedeutet, kann die Qualifikationslogik umgangen werden. Dies
wird dadurch erreicht, dass der BYPASS-Eingang hoch geschaltet wird,
wodurch der Ausgang des NAND 502 durch Bindung hoch geschaltet
wird. Folglich steuert die Ausgabe des Vergleichers 514 den
Ausgang (über
den Multiplexer 512 und die bistabile Kippschaltung 516)
ohne die Impulsqualifikationsverzögerung an.
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Wenn
die Abtastfrequenz einer Modulatorschleife, die die vorliegende
Erfindung umfasst, auf unendlich erhöht werden würde, d.h. der Modulator nicht
mehr getaktet werden würde,
könnte
die Impulsqualifikationsschaltungsanordnung der vorliegenden Erfindung
an der Höchstgrenze
unter Verwendung einer monostabilen Vorrichtung implementiert werden,
die so konfiguriert ist, dass sie einen Eingangsimpuls für mindestens eine
Mindestzeitspanne hoch hält.
Ein Beispiel einer derartigen Implementierung ist in 6 gezeigt.
Wenn der Vergleicher 602 nicht getaktet wird, ändert er
seinen Zustand und die bidirektionale monostabile Vorrichtung 604 geht
zu logisch 1 über.
Dadurch wird der Vergleicherausgang in die bistabile Kippschaltung 606 getaktet
und der Multiplexer 608 wird so konfiguriert, dass er die
Ausgabe der bistabilen Kippschaltung 606 über den
Puffer 610 zum Ausgang des Schaltkreises überträgt. Wenn
die monostabile Vorrichtung 604 abläuft (wie vom Widerstand 612 und
vom Kondensator 614 bestimmt), wird der Multiplexer 608 so
konfiguriert, dass er die Ausgabe des Vergleichers 602 zum
Ausgang des Schaltkreises überträgt, bis
ein anderer Übergang
stattfindet. Wenn somit ein Impuls vom Vergleicher 602 kürzer als
die Zeitbeschränkung
der monostabilen Vorrichtung 604 ist, entspricht der Ausgangsimpuls
des Schaltkreises der Länge
der Zeitbeschränkung.
Wenn der Vergleicherimpuls andererseits länger als die Zeitbeschränkung ist,
hat der Ausgangsimpuls dieselbe Dauer wie der Vergleicherimpuls.
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Beispielsweise
verwendet die unter Bezugnahme auf 4 erörterte Ausführungsform
einen A-D-Wandler. Jedoch ist verständlich, dass, wie unter Bezugnahme
auf 3 und 5 erörtert, ein Vergleicher anstelle
des A-D-Wandlers verwendet werden kann. Darüber hinaus braucht der Vergleicher
kein getakteter Vergleicher zu sein, wie in 3 gezeigt,
sondern er kann ein nicht getakteter Vergleicher, wie in 5 gezeigt,
oder jeder beliebige nicht getaktete Größenwandler sein.
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Es
ist ebenfalls verständlich,
dass beispielsweise die Impulsqualifikationslogik der vorliegenden
Erfindung unter Verwendung eines analogen RC-Zeitgebers (oder jeder
beliebigen Art von monostabiler Vorrichtung) anstelle des programmierbaren
digitalen Zeitgebers, der in 5 gezeigt
ist, implementiert werden kann. Tatsächlich kann die vorliegende
Erfindung unter Verwendung eines RC-Zeitgebers und eines nicht getakteten Vergleichers
implementiert werden, wobei der RC-Zeitgeber nicht erlaubt, dass innerhalb
einer bestimmten Zeitspanne, die von der RC-Konstante bestimmt wird, Übergänge stattfinden.
Darüber
hinaus stellt die Ausführungsform
aus 5 lediglich eine einzelne Implementierung der
Qualifikationslogik der vorliegenden Erfindung dar. Es ist verständlich,
dass viele andere möglich
sind. Obwohl die vorliegende Erfindung hinsichtlich eines Basisbandsignals
beschrieben wurde, versteht es sich des Weiteren, dass die verbesserten
Sigma-Delta-Modulatoren und die Lehre der vorliegenden Erfindung,
die hierin beschrieben sind, ebenso gut für ein Bandpasssignal verwendet
werden können.
Bei einer derartigen Ausführungsform
können
die Integratorstufen durch eine andere Art von frequenzselektivem
Netz, wie beispielsweise Resonatoren, ersetzt werden.
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Ein
anderer wichtiger anzumerkender Punkt ist, dass die Impulsqualifikationsschaltungsanordnung der
vorliegenden Erfindung nicht auf Modulatorschleifen, die eine Leistungsschaltstufe
umfassen, beschränkt ist.
Beispielsweise kann die Impulsqualifikationslogik in einem voll
digitalen Sigma-Delta-Modulator
implementiert werden, der stromaufwärts von einer Schaltstufe angeordnet
ist, für
die die Zeit zwischen Übergängen von entscheidender
Bedeutung ist. Bei einer derartigen Anwendung ist die Ausgabe des
Modulators codiert, um stromabwärts
eng beabstandete Übergänge zu vermeiden.
Es wird ebenfalls darauf hingewiesen, dass die Impulsqualifikationsschaltungsanordnung
der vorliegenden Erfindung in einem standardmäßigen Sigma-Delta-Modulator,
wie beispielsweise dem Modulator aus 1, verwendet
werden kann. Daher wird der Bereich der Erfindung unter Bezugnahme
auf die angehängten
Ansprüche
bestimmt.
