DE10308946B4

DE10308946B4 - Leitungstreiber

Info

Publication number: DE10308946B4
Application number: DE10308946A
Authority: DE
Inventors: Dario Giotta; Thomas Poetscher; Thomas Ferianz; Andreas Wiesbauer; Rüdiger KOBAN; Christian Fleischhacker
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 2003-02-28
Filing date: 2003-02-28
Publication date: 2006-02-16
Anticipated expiration: 2023-03-01
Also published as: US20040232953A1; US7084677B2; DE10308946A1

Abstract

Leitungstreiberanordnung (1) zum Treiben von Signalen (Vi, Vo) über zumindest eine Teilnehmerleitung (4), mit:
einem Eingang (2) zur Einkopplung eines Eingangssignals (Vi) und mit einem Ausgang (3), an dem ein über die Teilnehmerleitung (4) zu treibendes Ausgangssignal (Vo) abgreifbar ist,
einem digitalen Verstärker (6), der aus dem Eingangssignal (Vi) oder einem davon abgeleiteten Signal (Vs) ausgangsseitig ein Pulsweiten-moduliertes Signal (Vd, id) bereit stellt,
einem analogen Verstärker (5), der aus dem Eingangssignal (Vi) oder einem davon abgeleiteten Signal ausgangsseitig ein analoges Signal (Ve', ia) bereit stellt,
wobei die Ausgänge der Verstärker (5, 6) derart gekoppelt sind, dass durch Überlagerung des analogen Signals (Ve', ia) mit dem digitalen Signal (Vd, id) das zu treibende Signal (Vo) resultiert,
wobei die Verstärkung des anlogen Verstärkers (5) derart auf die Verstärkung des digitalen Verstärker (6) angepasst ist, dass Streuungen und/oder Oberschwingungen auf dem digitalen Signal (Vd, id) nach der...

Description

Die Erfindung betrifft eine Leitungstreiberanordnung zum Treiben von Signalen über zumindest eine Teilnehmerleitung.

In der modernen Telekommunikation spielt die hochbitratige Datenübertragung auf einer Teilnehmerleitung eine sehr große Rolle, wobei der Bedarf besteht, über die jeweiligen Teilnehmerleitungen des Telefonnetzes sowohl Sprach- als auch Datensignale zu übertragen.

Hier schafft die sogenannte xDSL-Technik Abhilfe, wobei DSL für „digital subscriber line" steht. Bei dieser Technik wird die typischerweise aus Kupfer bestehende Telekommunikationsleitung in zumindest zwei unterschiedliche Kanäle unterteilt. Einer dieser Kanäle steht nach wie vor für die herkömmlichen Telefondienste, also die Sprachübertragung zur Verfügung (POTS, plain old telephone service). Zumindest ein zweiter Kanal dient der Datenübertragung.

Ein bekannter Vertreter der xDSL-Technik ist die sogenannte ADSL-Technik („asymmetric digital subscriber line"), womit eine Technik bezeichnet ist, die die Übertragung eines hochbitratigen Bitstroms von einer Zentrale zum Teilnehmer und eines niederratigen vom Teilnehmer zu einer Zentrale führenden Bitstroms erlaubt. Wegen dieser bezüglich ihrer Bitrate unsymmetrischen Übertragungstechnik ist ein ADSL-System für Dienste, wie z. B. Video on Demand, aber auch Internetanwendungen besonders gut geeignet.

Bei dem ADSL-Verfahren handelt es sich um ein digitales Übertragungsverfahren für typischerweise verdrillte Zweidrahtleitungen des Telefonnetzes zum Endteilnehmer für Breitbandanwendungen. Für jeden Kanal ist ein digitaler Signalprozessor (DSP) vorgesehen, wobei diese bei einer verhältnismäßig nied rigen Versorgungsspannung von beispielsweise + 5 V betrieben werden. Damit die zu übertragenden Signale mit ausreichender Signalstärke über die Teilnehmerleitungen übertragen werden können, sind den jeweiligen Signalprozessoren Leitungstreiberschaltungen nachgeschaltet. Eine solche Leitungstreiberschaltung ist im einfachsten Fall ein Verstärker, der das zu übertragende Signal auf der Teilnehmerleitung mit der erforderlichen Verstärkung überträgt, da bei der Signalübertragung immer auch Verluste bei dem zu übertragenen Signal berücksichtigt werden müssen.

Insbesondere in dem Kanal für die Datensignalübertragung, aber auch im Sprachsignalkanal, unterliegen diese Leitungstreiberschaltungen sehr hohen Linearitäts- und Signalbandbreitenanforderungen.

Ein weiteres Problem ergibt sich dadurch, dass es verursacht durch die Verstärkung des Signals sehr häufig zu Verzerrungen des zu übertragenden Signals kommt.

Derzeit existieren eine Vielzahl unterschiedlicher Schaltungsvarianten zur Realisierung einer Leitungstreiberschaltung, von denen einige nachfolgend kurz beschrieben werden sollen:
In dem Artikel von Michael S. Kappes, „A 3-V CMOS Low-Distortion Class AB Line Driver Suitable for HDSL Applications", IEEE JSSC, Vol. 35, No. 3, March 2000, ist ein Verstärker der Klasse AB beschrieben. Ein solcher Verstärker hat im Falle einer Anwendung bei ADSL eine relativ niedrige Effizienz von etwa 15%, was zu einem erhöhten Leistungsverbrauch im Bereich von 800 mW bis 1 W führt. Um nun die geforderte Linearität bei der Verstärkung zu erzielen, muss dieser Verstärker einen so gering wie möglichen Strom verwenden, was aber dazu führen würde, dass die Möglichkeit einer Reduzierung der Versorgungsspannung zwischen dem Leitungstreiber und dem nachgeschalteten Transformator beschränkt ist. Damit geht eine Erhöhung der elektrostatischen Entladung (ESD) einher und es ergeben sich Probleme durch Überhitzung des Transformators. Auch ergeben sich gegebenenfalls Probleme bei einem Technologietransfer.

Darüber hinaus sind auch Verstärker der Klasse G bekannt, deren Aufbau und Funktionsweise beispielsweise in dem Artikel von J. Pierdomenico, et al. „A 744 mW Supply Full-Rate ADSL CO Driver", ISSCC 2002, Session 19, Seiten 320f, 2002 beschrieben ist. Die Effizienz eines solchen Verstärkers der Klasse G ist im Vergleich zu einem Verstärker der Klasse AB verbessert, was auch zu einer niedrigeren Leistungsaufnahme führt. Ursache dafür ist, dass bei Signalen mit hohem Crestfaktor (Peak-to-Average Ratio = PAR) die mittlere Ausgangsspannung sehr viel niedriger ist als das Maximum der Ausgangsspannung. Allerdings geht dies sehr stark auf Kosten der Verzerrung des übertragenen Signals, aufgrund der bei dieser Verstärkerklasse auftretenden, sehr häufigen Schaltvorgängen, der Spannungsversorgung. Darüber hinaus ist diese Verstärkerklasse insbesondere bei übertragenden Signalen mit einem niedrigen Crestfaktor sehr viel uneffizienter. Da zukünftige Systeme allerdings mit reduzierten Crestfaktor arbeiten werden, steht eben dieses Problem in naher Zukunft mehr und mehr im Vordergrund.

Darüber hinaus existieren auch Verstärker der Klasse D, die wie PWM-Modulatorschaltungen (Pulse Width Modulator) arbeiten. Ein Vertreter dieser Verstärkerklasse ist beispielsweise in dem Artikel Jae H. Jeong et. a. „A Class D Switching Power Amplifier with High Efficiency and Wide Bandwith by Dual Feedback Loops", IEEE International Conference on Consumer Electronics (ICE '95), Seiten 428f, 1995 beschrieben. Verstärker der Klasse D weisen zwar eine sehr hohe Effizienz im Bereich von 80 bis 90% auf, jedoch geht das auf Kosten einer sehr hohen Streuung.

Zur Reduzierung der Streuung und damit zur Verbesserung der Linearität sind Rückkoppelungsschaltungen bekannt, jedoch führen diese meist zu einer relativ niedrigen Stabilität des gesamten Schaltkreises. Eine solche Schaltung mit Rückkoppelung ist beispielsweise in dem veröffentlichten Abstract der Koreanischen Patentschrift KR 215 394 B1 beschrieben. Ein weiteres mit Klasse D Verstärkern einhergehendes Problem ergibt sich aufgrund deren sehr hoher Schaltgeschwindigkeit. Insbesondere ist die Schaltgeschwindigkeit sehr viel größer als die Vorzeichenänderungen bei dem zu übertragenden Signal, so dass solche Verstärker sich relativ schlecht für Hochgeschwindigkeitsübertragung wie bei ADSL eignen, da die dynamischen Verluste proportional mit der Schaltfrequenz ansteigen.

Bei bisher bekannten Verstärkerschaltungen für Leitungstreiber ergibt sich somit das Problem, dass keiner dieser Verstärkerschaltungen eine hohe Linearität und damit eine hohe Effizienz in dem zu übertragenen Signal bei gleichzeitig sehr niedriger Streuung erreicht.

Ausgehend von dem vorstehend beschriebenen Stand der Technik liegt der vorliegenden Erfindung daher die Aufgabe zugrunde, eine Leitungstreiberanordnung anzugeben, die ein zu übertragendes Signal mit sowohl hoher Linearität und damit hoher Effizienz und gleichzeitig möglichst geringer Streuung bereit stellt.

Die Deutsche Patentschrift DE 100 38 373 C2 beschreibt eine Treiberschaltung zum Treiben von Signalen über eine Endgerät-Telefonanschlussleitung. Es ist hier eine Breitbandtreiberschaltung zum Treiben von Sprach- und Datensignalen beschrieben, die eine Stromaufteilungsschaltung aufweist. Diese Stromaufteilungsschaltung teilt einen durch eine Stromquelle erzeugten Strom in Abhängigkeit von einem an einen Signaleingang anliegenden Sprach- und Datensignal in zwei Basisströme zum Ansteuern jeweils eines Treibertransistors auf.

Der Abstract zur Japanischen Offenlegungsschrift JP 57/171810 beschreibt eine Verstärkeranordnung, bei der ein digitaler Verstärker der Klasse D parallel zu einem linearen Verstärker angeordnet ist. Diese Verstärkeranordnung dient dem Zweck, aus einem eingangsseitigen analogen Signal ein Ausgangssignal bereit zu stellen, bei dem nach der Überlagerung der Ausgangssignale des linearen und des digitalen Verstärkers die Streuung zumindest reduziert wird.

Das US-Patent US 6,166,596 beschreibt eine Verstärkerschaltung, welche zur Verringerung der Streuung eines Ausgangssignals einen digitalen Verstärker der Klasse D in Parallelschaltung zu einem linearen Verstärker aufweist.

Aus der Europäischen Patentanmeldung EP 1 014 571 A2 ist eine positive Rückkopplung in einer Verstärkerschaltung bekannt, die der Einstellung der Impedanz der Leitungstreiberanordnung dient.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch eine Verstärkeranordnung für einen Leitungstreiber mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.

Demgemäß ist eine Leitungstreiberanordnung zum Treiben von Signalen über zumindest eine Teilnehmerleitung vorgesehen mit:

– einem Eingang zur Einkopplung eines Eingangssignals und mit einem Ausgang, an dem ein über die Teilnehmerleitung zu treibendes Ausgangssignal abgreifbar ist,
– einem digitalen Verstärker, der aus dem Eingangssignal oder einem davon abgeleiteten Signal ausgangsseitig ein Pulsweitenmoduliertes Signal bereit stellt,
– einem analogen Verstärker, der aus dem Eingangssignal oder einem davon abgeleiteten Signal ausgangsseitig ein analoges Signal bereit stellt,
– wobei die Ausgänge der Verstärker derart gekoppelt sind, dass durch Überlagerung des analogen Signals mit dem digitalen Signal das zu treibende Signal resultiert,
– wobei die Verstärkung des anlogen Verstärkers derart auf die Verstärkung des digitalen Verstärker angepasst ist, dass Streuungen und/oder Oberschwingungen auf dem digitalen Signal nach der Überlagerung zumindest reduziert sind,
– einer Rückkopplungseinrichtung, die das Ausgangssignal mit positiver Rückkopplung in den Eingang rückkoppelt, wobei die Elemente des sich daraus ergebenden Regelkreises so dimensioniert sind, dass die Impedanz der Leitungstreiberanordnung einstellbar ist.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind den Unteransprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen entnehmbar.

Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Idee besteht darin, die Funktionalitäten eines bekannten Verstärkers der Klasse D mit der eines Verstärkers der Klasse AB so zu kombinieren, dass sowohl eine hohe Linearität und auch eine hohe Effizienz bei dem zu übertragenden Signal erzielt wird. Die Erfindung geht dabei von der Erkenntnis aus, dass der digitale Verstärker der Klasse D eine relativ niedrige Linearität, aber eine sehr hohe Effizienz aufweist. Dieser digitale Verstärker dient der Bereitstellung nahezu der gesamten Leistung für das zu übertragende Signal auf der Teilnehmerleitung, allerdings weist das zu übertragende Signal damit eine ungünstige Linearität auf. Der analoge Verstärker der Klasse A oder AB hingegen weist eine niedrige Effizienz, jedoch eine sehr gute Linearität auf. Dieser analoge Verstärker wird dabei so mit dem digitalen Verstärker verknüpft, dass das stark verzerrte Signal des digitalen Verstärkers gewissermaßen bereinigt wird. Ausgangsseitig steht somit ein zu übertragendes Signal mit hoher Linearität und hoher Effizienz, d. h. niedriger Streuung, bereit.

Mittels einer Steuereinrichtung werden die Funktionen der beiden Verstärker gesteuert.

Diese vorteilhafte Verknüpfung der Funktionalitäten des analogen und digitalen Verstärkers erfolgt erfindungsgemäß auf zumindest zwei unterschiedlichen Arten:
Zum einen können der Analog- und der Digitalverstärker parallel zueinander in der Teilnehmerleitung angeordnet sein. Dabei werden die von den beiden Verstärkern ausgangsseitig bereitgestellten Signale nach einer jeweiligen Transformation miteinander überlagert. Das so ausgangsseitig bereit gestellte und verstärkte Signal wird über die Teilnehmerleitung übertragen. Der besondere Vorteil besteht hier darin, dass eben dieses zu übertragende Signal gleichzeitig über eine Rückkoppelungsschleife mit negativer Rückkopplung in den Eingang des analogen Verstärkers eingekoppelt wird. Über diesen Rückkoppelungszweig, der lediglich im analogen Zweig der Treiberschaltung, vorgesehen ist, soll die dem ausgangsseitigen Signal inhärente Streuung wie folgt kompensiert werden. Eine gegebenenfalls vorhandene Streuung im Ausgangssignal, die die ausgangsseitige Linearität herabsetzt, wird über den Rückkoppelungspfad zurückgekoppelt und mit dem eingangsseitigen Signal überlagert. Ein Unterschied zwischen diesem Signal und dem rückgekoppelten Signal stellt somit ein Maß für die Streuung dar. Aufgrund der negativen Rückkoppelung ergibt sich damit quasi ein Regelkreis mit negativer Rückkoppelung.

Alternativ zu der parallelen Anordnung von Analog- und Digitalverstärker können diese beispielsweise auch in Reihe zueinander angeordnet sein, wobei der Digitalverstärker dem Analogverstärker nachgeschaltet ist. Das Ausgangssignal des Analogverstärkers wird einerseits direkt und andererseits über ein Widerstandsnetzwerk und über den Digitalverstärker dem Ausgang des Leitungstreibers zugeführt. Diese beiden Ausgangssignale werden einander überlagert und über einen Über träger über die Teilnehmerleitung übertragen. Dieses zu übertragende Ausgangssignal weist allerdings noch keine allzu hohe Linearität auf. Zu diesem Zweck ist die Leitungstreiberschaltung mit einer negativen Rückkoppelung ausgestattet, bei der das überlagerte Ausgangssignal der beiden Verstärker über einen Rückkoppelungspfad mit negativer Rückkopplung mit dem Eingangssignal des analogen Verstärkers überlagert wird. Dadurch wird die Streuung in dem zu überragenden Ausgangssignal durch Kompensieren der Wellen bzw. Zacken in dem Ausgangssignal des Digitalverstärkers beseitigt.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispielen näher erläutert.
Es zeigt dabei:
1 ein Blockschaltbild für den allgemeinen Aufbau einer erfindungsgemäßen Leitungstreiberschaltung;
2 das Blockschaltbild einer ersten Leitungstreiberschaltung;
3 ein detailliertes Schaltbild für eine erfindungsgemäße Leitungstreiberschaltung entsprechend 2;
4 ein Blockschaltbild für eine Ausgestaltung des digitalen Verstärkers gemäß der 2 und 3;
5 das Blockschaltbild einer zweiten Leitungstreiberschaltung;
6 anhand eines Diagrams das zeitliche Verhalten der von den Verstärkern erzeugten Ausgangsströme;
7 ein detailliertes Schaltbild einer erfindungsgemäßen Leitungstreiberschaltung entsprechend 5;
8 das Blockschaltbild für einen Leitungstreiber gemäß der 5 und 7.
In allen Figuren der Zeichnung sind gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente und Signale – sofern nichts anderes angegeben ist – gleich bezeichnet worden.
1 zeigt anhand eines Blockschaltbildes das grundlegende Prinzip eines erfindungsgemäßen Leitungstreibers. Der Leitungstreiber ist hier mit Bezugszeichen 1 bezeichnet. Der Leitungsträger 1 weist einen Eingang 2 und einen Ausgang 3 auf und ist in einer Teilnehmerleitung 4 angeordnet. Der Leitungstreiber 1 weist einen Analogverstärker 5 und einen Digitalverstärker 6 auf, deren Ausgangssignale in einer eigens dafür vorgesehenen Einheit 7 miteinander verknüpft werden. Zur Steuerung der beiden Verstärker 5, 6 ist ferner eine Steuerungseinheit 8 vorgesehen.
Der Digitalverstärker 6 stellt die Leistung bzw. die Energie für die Datenübertragung bereit, der Analogverstärker 5 verbessert die Linearität und abhängig von der Implementierung ist ein mehr oder weniger komplexes Steuer-Netzwerk 8 vorgesehen, um die beiden Verstärker 5, 6 anzusteuern. Zwei dieser Implementierungen werden nachfolgend anhand der 2-8 ausführlich beschrieben.
2 zeigt das Blockschaltbild einer ersten Leitungstreiberanordnung. Der Leitungstreiber 1 enthält hier einen zwischen Eingang 2 und Ausgang 3 parallel zueinander angeordneten Analogpfad 10 und Digitalpfad 11. Der Digitalpfad 11 weist in Reihe zueinander angeordnete Digitalverstärker 6, Filter 12 und Transformator 13 auf. Der Analogpfad 10 weist in Reihe zueinander angeordnete Anpassschaltung 14, Analogverstärker 5 und zweiten Transformator 15 auf.
Das über den Eingang 2 eingekoppelte Eingangssignal Vi wird im Digitalpfad 11 zunächst in den digitalen Verstärker 6 ein gekoppelt, der dieses Signal in ein pulsweitenmoduliertes Signal Vd wandelt, welches ausgangsseitig am digitalen Verstärker 6 abgreifbar ist. Der digitale Verstärker 6 stellt somit die für die Datenübertragung erforderliche Leistung zur Verfügung. Dieses PWM-Signal Vd wird anschließend im Filter 12, der typischerweise als Tiefpassfilter ausgebildet ist, gefiltert und primärseitig dem ersten Transformator 13 zugeführt. Der Transformator 13 erzeugt aus dem digitalen, gefilterten PWM-Signal Vd' ein sekundärseitig am Transformator 13 abgreifbares analoges Signal Vo. Dieses analoge Signal bildet im Idealfall das über die Teilnehmerleitung 4 zu übertragende Ausgangssignal Vo.
Das Eingangspotential Vi wird darüber hinaus im Analogpfad 10 zunächst der Anpassschaltung 14 zugeführt. Das ausgangsseitig von der Anpassschaltung 14 bereit gestellte Potential Vi wird dem Eingang Ve' des analogen Verstärkers 10 zugeführt. Das Ausgangssignal des Analogverstärkers 5 wird über einen zweiten Transformator 15 transformiert und dem Ausgang 3 des Leitungstreibers 1 zugeführt. Zu diesem Zweck ist dort die Einheit 7 zur Verknüpfung der Ausgangssignale des Analogpfads 10 und des Digitalpfads 11 vorgesehen, so dass das vom Analogpfad 10 bereitgestellte Signal Ve' mit negativen Vorzeichen mit dem Ausgangssignal Vd' des Digitalpfades 11 überlagert wird. Das Ergebnis dieser Überlagerung bildet das analoge Ausgangspotential Vo.
Zusätzlich ist ein Rückkoppelungspfad 16 vorgesehen. Über diesen Rückkoppelungspfad 16 ist das Ausgangssignal Vo mit negativer Rückkoppelung in den Eingang des analogen Verstärkers 5 rückkoppelbar. Der Rückkoppelungspfad 16 weist einen Teiler 18 mit einem Rückkoppelungsfaktor f auf. Das analoge Ausgangssignal Vo wird also über diesen Rückkoppelungsfaktor f in ein davon abgeleitetes Signal Vo' überführt, welches in der Einheit 17 mit negativen Vorzeichen mit dem Eingangssignal Ve' überlagert wird. Das aus dieser Überlagerung gewonnene Signal Vi wird eingangsseitig in den analogen Verstärker 5 eingekoppelt. Es ergibt sich damit ein Regelkreis mit negativer Rückkoppelung.
Die Anpassschaltung 14 dient dem Zweck, das Eingangssignal Vi' und das über den Rückkoppelungspfad 16 rückgekoppelte Signal Vo' in deren Phase und Amplitude in Übereinstimmung zu bringen. Ohne diese Anpassschaltung 14 wäre der analoge Verstärker 10 überlastet. Diese Anpassung ist deshalb erforderlich, da als Rückkopplungssignal Vo' lediglich ein vom Ausgangssignal Vo abgeleitetes Signal, welches lediglich die Streuung im Ausgangssignal Vo, jedoch nicht irgendwelche anderen Streuungen aufweist darf, vorgesehen sein soll. Sollte eine solche Anpassschaltung 14 fehlen, dann wäre der Regelkreis zur Herausregelung einer Streuung im Ausgangssignal Vo sehr viel weniger effektiv, was zu einer verringerten Linearität im Ausgangssignal Vo führen würde.
Die Anpassschaltung 14 könnte in einer grundlegenden Implementierung als einfaches Tiefpass-Filter ausgebildet sein. Daneben kann auch eine Funktionseinheit zum Abgleichen implementiert sein, um die Genauigkeit dieses Anpassens zu verbessern.
Nachfolgend sei die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Leitungstreiberanordnung 1 anhand von 2 detaillierter beschrieben:
Im Digitalpfad 11 ergibt sich aufgrund der hohen Streuung, die durch den Digitalverstärker 6 verursacht wird, ein Ausgangssignal Vout, welches eine unerwünschte Streuung aufweist. Es ergibt sich somit eine Ausgangsspannung Vout am Ausgang 3: Vout = Vo + THD, (1)wobei mit THD die dem einfachen Signal überlagerten harmonischen Oberschwingungen bezeichnet sind. Dieses Ausgangssignal Vout wird gleichsam über den Rückkoppelungspfad 16, in dem es durch den Rückkoppelungsfaktor f geteilt wird, mit dem Eingangssignal Vi' verglichen. Als Ergebnis dieses Vergleiches erzeugt der Komparator 17 ein Fehlersignal Ve, welches in den analogen Verstärker 5 eingekoppelt wird. Für den idealen Fall, dass keine Verzögerung im digitalen Pfad 11 existiert und eine Anpassung in der Schaltung 14 nicht vorhanden ist bzw. nicht erforderlich ist, ist Vi' = Vi. Für das Fehlersignal Ve ergibt sich damit:
Wird der Fehlerfaktor f wie folgt gewählt:
dann ergibt sich für das Fehlersignal Ve:
Für den Fall, dass es sich bei dem Analogverstärker 5 um einen invertierenden Verstärker handelt, der eine sehr hohe Verstärkung im Bereich des Rückkoppelungsfaktors f aufweist, ergibt sich im Falle eines Übertragungsverhältnisses des Transformators 15 von 1:1 für das Ausgangssignal Ve': Ve' = –THD (5)
Bei einer Überlagerung der Ausgangssignale Vout, Ve' des Digitalpfads 11 und des Analogpfads 10 ergibt sich unter den vorstehend gemachten Annahmen im Idealfall eine vollständige Beseitigung der Streuung im Ausgangssignal.
In der Realität existiert aber immer auch eine gewisse Zeitverzögerung im Digitalpfad 11, so dass eine Konstellation ge mäß Gleichung (3) praktisch nicht realisierbar ist. Aus diesen Gründen ist vorteilhafterweise eine Anpassschaltung 14 vorgesehen, die aus dem Eingangssignal Vi ein Ausgangssignal Vi' derart erzeugt, dass Gleichung (3) weitestgehend erfüllt ist. Das bedeutet gleichermaßen, dass die Ausgangssignale Vo und Ve' in deren Phase und Betrag optimal aufeinander abgestimmt sind. In der Realität ist dies allerdings nie ganz möglich, vielmehr existiert immer noch eine gewisse Fehlanpassung (mismatch). Entsprechend Gleichung (2) würde eine solche Fehlanpassung zu der ursprünglichen Streuung hinzu gezählt werden. Problematisch daran ist allerdings, dass der analoge Verstärker 5 diese Fehlanpassung als vom im Digitalverstärker 6 verursachte Streuung interpretiert würde und daher versuchen wird, diese im Ausgangssignal Vout zu beseitigen. Es ergibt sich somit für das Fehlersignal Ve:
so dass selbst für den Idealfall, dass die Streuung komplett beseitigt wurde, sich die Fehlanpassung im Ausgangssignal Vout wie folgt bemerkbar macht: Vout = Vo + mism.·f (7)
Aus diesen Gründen ist es für ein weitestgehend streuungsfreies Ausgangssignal Vout und damit einer größtmöglichen Linearität sehr wichtig, eine möglichst gute Anpassung der beiden Signale im Analog- und Digitalpfad 10, 11 zur Verfügung zu stellen.
3 zeigt ein detailliertes Ausführungsbeispiel für die Implementierung eines Leitungstreibers 1 entsprechend 2. Im Beispiel in 3 sei der Leitungstreiber 1 dazu ausgelegt, ein ADSL-Signal über die Teilnehmerleitung 4 zu verstärken. Die Teilnehmerleitung, die z. B. eine typische 2-adrige Telefonleitung ist, weist beispielsweise eine Impedanz von 100 Ohm bei den dafür üblichen Toleranzen auf. Die maximale Amplitude des ADSL-Signals würde damit etwa 18 V betragen. Das zu übertragende Signal ist ein Multitonsignal bestehend aus 256 einzelnen Tönen im Frequenzband zwischen 138 kHz und 1,1 MHz, mit einem Frequenzabstand zwischen benachbarten Tönen von etwa 4 kHz, welches von der Quadraturamplitudenmodulation (QAM) gewonnen wird. Der sich daraus ergebende Crestfaktor beträgt dann bis zu 6.
Der als Pufferverstärker ausgebildete Leitungstreiber 1 gemäß 3 weist einen zusätzlichen Vorverstärker 20 auf, der eingangsseitig mit den Eingängen 2 verbunden ist und der ausgangsseitig dem Digitalpfad 11 und Analogpfad 10 vorgeschaltet angeordnet ist. Den differentiellen Eingängen des Vorverstärkers 20 sind Widerstände 21 vorgeschaltet. Darüber hinaus sind die Eingänge und Ausgänge des Vorverstärkers 20 überbrückende Widerstände 22 vorgesehen.
Im Digitalpfad 11 ist dem Vorverstärker 20 der digitale Verstärker 6 und das Filter 12 nachgeschaltet.
4 zeigt in einem Blockschaltbild die Ausgestaltung eines digitalen Verstärkers 6 entsprechend 3. Der digitale Verstärker 6 weist einen mit den Eingängen des Verstärkers 6 gekoppelten Komparator 30 auf, der über einen extern bereit gestellten Takt CLK, beispielsweise von 7,8 MHz, getaktet wird. Den differentiellen Ausgängen des Komparators 30 sind jeweils zwei Endstufen 31, 32 nachgeschaltet, die jeweils über eine Gate-Steuerschaltung 33, 34 angesteuert werden. Die beiden Endstufen 31, 32 sind jeweils mit ihrem Lastkreis zwischen einem ersten und einem zweiten Versorgungspotenzial Vdd, GND angeordnet.
Die Ausgangsstufen 31, 32 sind dabei als Leistungsinverter ausgebildet, um den hohen Strom, der in der Last 26 benötigt wird, zu schalten. Die Leistungsinverter 31, 32 stellen somit an ihrem Ausgang ein pulsweitenmoduliertes Signal Vd bereit.
Im Analogpfad 10 in 3 sind die Ausgänge des Vorverstärkers 20 zunächst mit der Anpassschaltung 14 und über die Vorwiderstände 23 mit den differentiellen Eingängen des Analogverstärkers 5 verbunden. Die Widerstände 23 weisen einen Widerstandswert R1 auf. Die differentiellen Ausgänge des Analogverstärkers 5 sind über den Transformator 13 mit den Ausgängen 3 gekoppelt. Der Transformator 12 weist hier wieder ein Übertragungsverhältnis von 1:6 auf. Ferner sind Widerstände 24 mit einem Widerstandswert R2 zwischen den Ausgängen des Transformators 13 und den Eingängen des Analogverstärkers 5 angeordnet.
Der Widerstand 24 ist Bestandteil des Rückkoppelungspfades 16, so dass sich für den Rückkoppelungsfaktor ergibt:
Im Ausgangspfad des Leitungstreibers 1, also in den zwischen dem Transformator 13 und dem Ausgang 3 vorgesehenen Leitungen, ist ein weiterer Widerstand 25 mit dem Widerstandswert Rm vorgesehen. Der Leitungstreiber 1 weist an seinem Ausgang 3 eine Last 26 mit dem Impedanzwert RL auf.
Die Leitungstreiberschaltung 1 weist ferner einen Rückkoppelungspfad 28 auf, der die Ausgangsspannung Vo am Ausgang 3 des Leitungstreibers 1 abgreift und mit positiver Rückkopplung über Widerstände 27 in die differentiellen Eingänge des Vorverstärkers 20 einkoppelt. Es ergibt sich damit ein Regelkreis mit positiver Rückkopplung.
Der Ausgangswiderstand 25, die Last 26 und der Rückkopplungspfad 28 ergeben damit ein Netzwerk für eine syntetesierte Impedanz, wobei sich der Synthesefaktor m dieser syntetesierten Impedanz wie folgt ergibt:
Durch eine positive Rückkoppelung der Ausgangsspannung lässt sich dabei eine Reduzierung des Spannungsabfalls am Ausgangstransistor realisieren.
Der Leitungstreiber 1 gemäß 3 ist voll differentiell ausgebildet, d.h. der Analog- und Digitalverstärker 5, 6, wie auch der Vorverstärker 20 weisen jeweils zwei differentielle Eingänge und zwei differentielle Ausgänge auf. Der Vorverstärker 20 und der analoge Verstärker 5 sind als invertierende Verstärker ausgebildet.
Das Blockschaltbild in 5 zeigt eine zweite erfindungsgemäße Leitungstreiberanordnung. Der Leitungstreiber 1 weist hier einen Analogverstärker 5 auf, in den das Eingangssignal Vi eingekoppelt wird. Der Analogverstärker 5 ist ausgangsseitig über ein Widerstandsnetzwerk 40 mit der Primärseite des Transformators 13 verbunden. Das Widerstandsnetzwerk 40 erzeugt somit aus dem Ausgangssignal Vo' des Analogverstärkers 5 ein Stromsignal i_a. Ferner ist zwischen Widerstandsnetzwerk 40 und der Primärseite des Transformators 13 ein Digitalverstärker 6 vorgesehen. Ein vom Widerstandsnetzwerk 40 abgegriffenes Spannungssignal Vs wird in den Digitalverstärker 6 eingekoppelt. Der Digitalverstärker 6 erzeugt ausgangsseitig ein Stromsignal i_d, welches durch Überlagerung mit dem Stromsignal i_a zu dem Ausgangsstromsignal i₀ führt. Dieses wird primärseitig dem Übertrager 13 zugeführt, der daraus sekundärseitig das zu übertragende Signal V_line bereit stellt.
Zusätzlich kann ein Rückkoppelungspfad 41 vorgesehen sein, über den das Ausgangsstromsignal i₀ bzw. das daraus abgeleitete Spannungssignal Vo mit negativem Vorzeichen rückgekoppelt wird. Das Ausgangsspannungssignal Vo wird im Rückkoppelungspfad 41 zu dem Rückkoppelungssignal Vf, welches mit dem Eingangssignal Vi überlagert wird. Daraus ergibt sich das Fehlersignal Ve, welches in den Analogverstärker 5 eingekoppelt wird.
Der analoge Verstärker 5, wirkt hier also als Pufferverstärker zur Steuerung des digitalen Verstärkers 6.
Nachfolgend wird die Funktionsweise der Schaltung gemäß 5 kurz erläutert:
Da der Digitalverstärker 6 eine pulsweitenmodulierte Charakteristik aufweist, verändert sein Ausgangsstrom i_d zyklisch sein Vorzeichen. Das führt dazu, dass auch i_o und Vo umgeschaltet werden, wodurch auch der Analogstrom i_a – über den in 5 gestrichelt dargestellten geschlossenen Stromkreislauf – gezwungen wird, sein Vorzeichen zu wechseln, wodurch auch V_S das Vorzeichen wechselt. Dadurch schaltet allerdings der Digitalverstärker 6 erneut, wodurch der Stromkreislauf geschlossen wird.
Die Selbstoszillation wird in dem inneren Regelkreis des digitalen Verstärkers 6 erzeugt. Dieser innere Regelkreis ist in 5 gestrichelt dargestellt. Der Strom i_d wird durch die Messspannung V_s generiert. Schaltet der digitale Strom i_d um, dann schaltet auch der Strom i_o um, wodurch der Strom i_a sein Vorzeichen wechselt. Damit wechselt auch V_S sein Vorzeichen, wodurch sich der Regelkreis ergibt.
Es handelt sich hier um einen selbst oszillierenden Regelkreis, so dass in diesem Fall ein externer Takt für den Digitalverstärker 6 nicht erforderlich ist.
Die Verzögerung der Rückkoppelung dieses Regelkreises begrenzt damit die Schaltfrequenz des selbst oszillierenden Regelkreises. Damit ergibt sich aber nach wie vor eine nicht allzu hohe Linearität.
Zur Optimierung der Linearität weist der Leitungstreiber 1 vorteilhafterweise den zusätzlichen Rückkoppelungspfad 41 auf. Mittels dieses Rückkoppelungspfades 41 wird aus dem Ausgangsstromsignal i₀ ein Fehlersignal Ve in den Analogverstärker 5 eingekoppelt. Das Fehlersignal ist damit: Ve = Vi – Vf = Vi – Vo·f, (10)wobei mit f der Rückkoppelungsfaktor bezeichnet ist. Durch die Rückkoppelung wird das Fehlersignal Ve reduziert, wodurch eine Streuung im Ausgangssignal i₀ weitestgehend beseitigt wird. Dies wird mittels des Analogstromsignals i_a erreicht, in der Welligkeiten, die das Digitalstromsignal i_d überlagern, kompensiert werden.
Das Ausgangsstromsignal i₀ ergibt sich entsprechend 5 wie folgt: i0 = ia + id = ia + (k + ia) = (1 + k)ia, (11)wobei der Digitalstrom i_d mittels des Digitalverstärkers 6 ein Vielfaches k des Analogstroms i_a ist. Für den Fall, dass k sehr groß ist, ergibt sich: i0 ≈ k·ia = id (12)
Das bedeutet gleichermaßen, dass der Ausgangsstrom i₀ im Wesentlichen dem vom Digitalverstärker 6 bereitgestellten Strom i_d entspricht, welcher eine sehr hohe Effizienz aufweist. Aus dem Blockschaltbild in 5 folgt ferner: id = gd·VS, (13) VS = AR·ia, (14)wobei sich der Verstärkungsfaktor k des Digitalverstärkers 6 wie folgt ergibt: k = gd·AR (15)
Um nun die Effizienz des erfindungsgemäßen Leitungstreibers entsprechend 5 zu erhöhen, muss also lediglich der Strom i_d des Digitalverstärkers 6 bezüglich des Analogstroms i_a des Analogverstärkers 5 vergrößert werden.
6 zeigt ein durch Simulation ermitteltes Strom-Zeit-Diagramm für eine Leitungstreiberanordnung 1 gemäß 5. Durch Überlagerung des Analogstromsignals i_a mit dem Digitalstromsignal i_d ergibt sich das Ausgangsstromsignal i₀, welches nahezu keine Oberschwingungen bzw. Oberwellen, mehr aufweist.
7 zeigt ein detailliertes Schaltbild für einen erfindungsgemäßen Leitungstreiber entsprechend 5. Der Leitungstreiber 1 ist hier wiederum voll differentiell ausgebildet.
Der Analogverstärker 5, der wiederum als invertierender Verstärker ausgebildet ist, ist über die Eingangswiderstände 42 mit dem Eingang 2 verbunden. Die differentiellen Ausgänge des Analogverstärkers 5 sind über das Widerstandsnetzwerk 40 mit der Primärseite des Transformators 13 gekoppelt. Das Widerstandsnetzwerk 40 weist Abgriffe 43 auf, über die ein Spannungssignal Vs in die Eingänge des Digitalverstärkers 6 einkoppelbar ist. Die differentiellen Ausgänge des Digitalverstärkers 6 sind über Widerstände 7 mit der Primärseite des Transformators 13 gekoppelt.
8 zeigt anhand eines Blockschaltbildes den Aufbau eines Digitalverstärkers 6 entsprechend 7. Der Digitalverstärker 6 weist hier einen Komparator 50 auf, dessen Eingänge mit den differentiellen Eingängen des Digitalverstärkers 6 verbunden sind. Die beiden Ausgänge des Komparators 50 sind mit jeweils einer Ausgangsstufe 51, 52 verbunden. Den Ausgangsstufen 51, 52 sind dabei Gate-Steuerschaltungen 53, 54 zu Ansteuerung und zum Treiben der jeweiligen Transistoren der Ausgangsstufen 51, 52 vorgeschaltet. Diese Ausgangsstufen 51, 52 sind als Leistungsinverter ausgebildet. An den Mittelabgriffen der jeweiligen Ausgangsstufen 51, 52 ist ein Ausgangssignal Vd abgreifbar, welches über die Induktivitäten 55, 56 den differentiellen Ausgängen des Digitalverstärkers 6 zuführbar ist. Die Induktivitäten 55, 56 erzeugen aus den Spannungssignalen Vd, die an den Mittelabgriffen der Ausgangsstufen 51, 52 abgreifbar sind, jeweils ein Stromsignal i_d. Ferner wirken diese Induktivitäten 55, 56 gewissermaßen als Filter, wobei deren Induktivitätswert sehr wichtig für die Stabilität und für einen Ausgleich des Ausgangsstromes ist.
Das Widerstandsnetzwerk 40 besteht aus zwei bezüglich der differentiellen Ausgängen des Analogverstärkers 5 parallel zueinander angeordneten Messwiderstände 44, die beidseitig über die Widerstände 45 miteinander über Kreuz gekoppelt sind. Jeweils zwei dieser über Kreuz gekoppelten Widerstände 45 bilden dabei einen Spannungsteiler, an dessen Mittelabgriffen 43 das Eingangspotential Vs für den Digitalverstärker 6 abgegriffen wird. Die Ausgänge des Widerstandsnetzwerkes 40 sind, wie bereits erwähnt, einerseits mit der Primärseite des Transformators 13 gekoppelt und andererseits über einen Widerstand 46 mit den Eingängen des Analogverstärkers 5 gekoppelt. Die Widerstände 46 definieren hier wiederum eine Rückkoppelung für den Analogverstärkers 5.
Die Ausgangsspannung des Analogverstärkers 5 wird also über den Messwiderstand 44 gemessen und dient somit der Ansteuerung des digitalen Verstärkers 6. Aufgrund dieser sehr vorteilhaften Anordnung besteht kein Bedarf, das Ausgangsspannungssignal des Analogverstärkers 5 zur Einkopplung in den Digitalverstärker 6 noch zu verstärken. Es ist lediglich darauf zu achten, dass der Messwiderstands 44 möglichst niedrig gewählt ist, um einen Spannungsabfall und damit Verluste über dem Messwiderstand 44 so niedrig wie möglich zu halten. Die Widerstände 45 der Spannungsteiler sollten dem gegenüber sehr viel größer als der Messwiderstand 44 ausgelegt sein, so dass diese nur einen vernachlässigbar geringen Strom führen.
Die primärseitig am Transformator 13 abfallende Spannung Vo wird auf die Sekundärseite, im vorliegenden Ausführungsbeispiel mit einem Übertragungsverhältnis von 1:8, übertragen, so dass am Ausgang 3 des Leitungstreibers das zu übertragende Signal V_line abgreifbar ist.
Ein weiterer sehr wichtiger Zusammenhang ergibt sich bei der Schaltfrequenz. Die Schaltfrequenz f_SW ergibt sich bei einer Leitungstreiberschaltung 1 entsprechend 7 wie folgt:
wobei mit L der Wert der Induktivitäten 55, 56 mit V_T die Schwellspannung des Komparators 50 des Digitalverstärkers 6 und mit Δt die Verzögerung des Regelkreises bezeichnet ist.
Gleichung (16) gilt jedoch nur für einen Induktivitätswert in einem Bereich, in dem es möglich ist, den Strom des Digitalverstärkers 6 ausreichend gut nachzubilden. Allerdings begrenzt, wie bereits oben erwähnt, die Verzögerung Δt in dem digitalen Regelkreis gewissermaßen die Schaltfrequenz f_SW. Für diesen Fall ergibt sich für die Bestimmung der Schaltfrequenz f_SW folgende Gleichung:
wobei mit V_DD die Versorgungsspannung des digitalen Verstärkers 6 und mit V_D(t) das Ausgangssignal des digitalen Verstärkers 6 bezeichnet ist.
Gleichung (17) zeigt also den Frequenzbereich, bei dem die gesamte Leitungstreiberanordnung 1 ordnungsgemäß arbeitet, d.h. die Schaltfrequenz f_SW ist direkt proportional mit einer zeitlichen Veränderung des Digitalstromes i_d und damit umgekehrt proportional zu der Signalamplitude. Diese Erkenntnis kann dazu genutzt werden, die optimale Schaltfrequenz für den Leitungstreiber 1 zu finden. Darüber hinaus erlaubt Gleichung (17), die Leistungsaufnahme der Leitungstreiberanordnung 1 optimal an die gegebenen Verhältnisse anzupassen.
Die vorliegende Erfindung wurde vorstehend anhand eines Leitungstreibers für eine ADSL-Datenübertragungseinrichtung beschrieben. Die Erfindung sei jedoch nicht ausschließlich auf ADSL-Systeme beschränkt, sondern kann sehr vorteilhaft bei Leitungstreibern beliebiger xDSL-Systemen verwendet werden. Darüber hinaus sei die Erfindung auch nicht auf spezielle Leitungstreibertypen und -klassen beschränkt, sondern lässt sich im Rahmen der Erfindung selbstverständlich für beliebige Leitungstreiber, bei denen die Anforderung einer hohen Linearität bei gleichzeitig möglichst niedriger Streuung und Verluste im Vordergrund stehen, einsetzen.
Zusammenfassend kann also festgestellt werden, dass durch die erfindungsgemäße Anordnung auf sehr elegante, jedoch sehr effektive Weise ein Leitungstreiber mit sowohl niedriger Streuung als auch hoher Effizienz realisiert werden kann.
Die vorliegende Erfindung wurde anhand der vorstehenden Beschreibung so dargestellt, um das Prinzip des erfindungsgemäßen Verfahrens und dessen praktische Anwendung bestmöglichst zu erklären, jedoch lässt sich die Erfindung bei geeigneter Abwandlung selbstverständlich in mannigfaltigen Varianten realisieren.

1: Leitungstreiber
2: Eingang
3: Ausgang
4: Teilnehmerleitung
5: Analogverstärker
6: Digitalverstärker
7: Verknüpfungseinheit
8: Steuervorrichtung
10: Analogpfad
11: Digitalpfad
12: Filter
13: Transformator
14: Anpassschaltung
15: Transformator
16: negativer Rückkoppelungspfad
17: Verknüpfungseinheit
18: Teiler
20: Pufferverstärker
21: Widerstand
22: Widerstand
23: Widerstand
24: Widerstand
25: Widerstand
26: Lastwiderstand
27: Widerstand
28: positiver Rückkopplungspfad
30: Komparator
31, 32: Ausgangsstufen, Leistungsinverter
33, 34: Gate-Steuerschaltung
40: Widerstandsnetzwerk
41: Rückkoppelungspfad
42: Widerstand
43: Abgriffe
44: Messwiderstände
45: Spannungsteilerwiderstände
46: Widerstände
47: Widerstände
50: Komparator
51, 52: Ausgangsstufen, Leistungsinverter
53, 54: Gate-Steuerschaltungen
55, 56: Induktivitäten
Vi, Vi': Eingangssignale, Eingangspotentiale
Vd: PWM-Signal
Vo, Vo': Ausgangssignal, -potential
Ve, Ve': Fehlersignal, -potential
io: Ausgangsstromsignal
id: digitaler Ausgangsstromsignal
ia: analoger Ausgangsstromsignal
Vs: Steuersignal, -potential
V_line: Ausgangssignal

Claims

Leitungstreiberanordnung (1) zum Treiben von Signalen (Vi, Vo) über zumindest eine Teilnehmerleitung (4), mit: einem Eingang (2) zur Einkopplung eines Eingangssignals (Vi) und mit einem Ausgang (3), an dem ein über die Teilnehmerleitung (4) zu treibendes Ausgangssignal (Vo) abgreifbar ist, einem digitalen Verstärker (6), der aus dem Eingangssignal (Vi) oder einem davon abgeleiteten Signal (Vs) ausgangsseitig ein Pulsweiten-moduliertes Signal (Vd, id) bereit stellt, einem analogen Verstärker (5), der aus dem Eingangssignal (Vi) oder einem davon abgeleiteten Signal ausgangsseitig ein analoges Signal (Ve', ia) bereit stellt, wobei die Ausgänge der Verstärker (5, 6) derart gekoppelt sind, dass durch Überlagerung des analogen Signals (Ve', ia) mit dem digitalen Signal (Vd, id) das zu treibende Signal (Vo) resultiert, wobei die Verstärkung des anlogen Verstärkers (5) derart auf die Verstärkung des digitalen Verstärker (6) angepasst ist, dass Streuungen und/oder Oberschwingungen auf dem digitalen Signal (Vd, id) nach der Überlagerung zumindest reduziert sind, mit einer Rückkopplungseinrichtung (28), die das Ausgangssignal (Vo) mit positiver Rückkopplung in den Eingang (2) rückkoppelt, wobei die Elemente des sich daraus ergebenden Regelkreises so dimensioniert sind, dass die Impedanz der Leitungstreiberanordnung (1) einstellbar ist.
Leitungstreiberanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Rückkopplungspfad (16) vorgesehen ist, über den das aus der Überlagerung von analogem und digitalen Signal (Ve', ia; Vd, id) resultierende Signal (Vo, io) mit negativer Rückkopplung in den Eingang des analogen Verstärkers (5) rückkoppelbar ist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der analoge Verstärker (5) in einem analogen Pfad (10) angeordnet ist und der digitale Verstärker (6) in einem digitalen Pfad (11) angeordnet ist, wobei die beiden Pfade (10, 11) parallel zueinander angeordnet sind.
Leitungstreiberanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Filter (12), insbesondere ein Tiefpassfilter, vorgesehen ist, das im digitalen Pfad (11) dem digitalen Verstärker (6) nachgeschaltet ist und das eine Frequenzglättung sowie eine Filterung des digitalen Signals (Vd) vornimmt.
Leitungstreiberanordnung nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Anpassschaltung (14) vorgesehen ist, die im analogen Pfad (10) dem analogen Verstärker (5) vorgeschaltet ist und die eine Phasenanpassung und/oder Amplitudenanpassung des Eingangssignals (Vi) mit dem Ausgangssignal (Vo) vornimmt.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass dem analogen Verstärker (5) ein Widerstandsnetzwerk (40) nachgeschaltet ist, an dessen Ausgang ein analoger Strom (ia) abgreifbar ist, und dass ein am Widerstandsnetzwerk (40) abgegriffenes Potential (Vs) in den digitalen Verstärker (6) einkoppelbar ist, der daraus ausgangsseitig einen digitalen Strom (id) erzeugt, der mit dem analogen Strom (ia) überlagert wird.
Leitungstreiberanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Widerstandsnetzwerk (40) zumindest einen Messwiderstand (44) aufweist, über den der analoge Strom (ia) getrieben wird, und einen Spannungsteiler (45) aufweist, an dem das in den digitalen Verstärker (6) eingekoppelte Potential (Vs) abgreifbar ist.
Leitungstreiberanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Widerstandswert des Messwiderstandes (44) sehr viel geringer ist als die Widerstandswerte der Spannungsteilerwiderstände (45).
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass am Ausgang (3) des Leitungstreibers (1) zumindest ein Transformator (13, 15) vorgesehen ist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine als Transformator (13) ausgebildeter Last am Ausgang (3) der Leistungstreiberanordnung (1) vorgesehen ist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der Ansprüche 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator (13) derart ausgestaltet ist, dass dessen Bandweite mit der Bandweite des zu treibenden Signals (Vi, Vo) übereinstimmt.
Leitungstreiberanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Transformator (13) ein sehr hohes Übertragungsverhältnis im Bereich von zumindest 1:4, insbesondere im Bereich von mehr als 1:6, zwischen Primärseite und Sekundärseite aufweist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Transformator (15) vorgesehen ist, der im Analogpfad (10) angeordnet ist und der dem Analogverstärker (5) nachgeschaltet ist.
Leitungstreiberanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator (15) ein geringeres Übertragungsverhältnis als der erste Transformator (13), insbesondere ein Übertragungsverhältnis von etwa 1:1, aufweist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Rückkopplungspfad (16) vorgesehen ist und dass in dem Rückkopplungspfad (16) ein Teiler (18) vorgesehen ist, der einen Rückkopplungsfaktor (f) aufweist, mit dem das rückgekoppelte Signal geteilt wird.
Leitungstreiberanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Rückkopplungsfaktor (f) dem Übertragungsverhältnis des dem digitalen Verstärker (6) nachgeschalteten Transformators entspricht.
Leitungstreiberanordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass für die einstellbare Impedanz einen Synthesefaktor (m) aufweist, der proportional dem Verhältnis der Last (26) zu einem Ausgangswiderstand (25) ist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuereinrichtung (8) zur Steuerung der Verstärker (5, 6) vorgesehen ist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der analoge Verstärker (5) als invertierender Verstärker ausgebildet ist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der digitale Verstärker (6) einen mit dem Eingang des digitalen Verstärkers (6) gekoppelten Komparator (30, 50) aufweist, dem als Ausgangsstufe (31, 32; 51, 52) ein Leistungsinverter nachgeschaltet ist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leitungstreiberanordnung (1) als ADSL-Treiberschaltung ausgebildet ist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Schaltungsmittel vorgesehen sind, mittels denen die Schaltfrequenz auf die Amplitude des Ausgangssignals angepasst ist.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zu treibenden Signale (Vi, Vo) Sprachsignale und/oder Datensignale sind.
Leitungstreiberanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Leitungstreiberanordnung (1) voll differentiell ausgebildet ist.