DE102022118422A1

DE102022118422A1 - Nachführender Verstärker für induktive Lasten

Info

Publication number: DE102022118422A1
Application number: DE102022118422.6A
Authority: DE
Inventors: Raik FIEDLER; Hermann Schenk
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2022-07-22
Filing date: 2022-07-22
Publication date: 2024-01-25

Abstract

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Verstärkerschaltungen zum Koppeln und/oder Treiben einer induktiven Last mit einem zeitkontinuierlichen Strom. Beispielhafte Ausführungsformen der hier offenbarten Verstärkerschaltungen können beispielsweise zum Treiben von beispielsweise elektrodynamischen Wandlern verwendet werden, die akustischen Druck erzeugen, der in Form eines System-on-Chip (SoC) oder eines System-in-Package (SiP) vorliegen kann.

Description

Technisches Gebiet
Ausführungsformen der Erfindung beziehen sich allgemein auf Verstärkerschaltungen zum Verbinden und/oder Ansteuern einer induktiven Last. Beispielhafte Ausführungsformen der hier offenbarten Verstärkerschaltungen können beispielsweise zum Ansteuern von beispielsweise elektrodynamischen Wandlern verwendet werden, die akustischen Druck erzeugen, der in Form eines System-on-Chip (SoC) oder eines System-in-Package (SiP) vorliegen kann.
Hintergrund
Verstärkerschaltungen werden üblicherweise in zwei Kategorien unterteilt. Eine Kategorie von Verstärkern sind Spannungsverstärker, um ein Eingangssignal mit einer kleinen Eingangsamplitude in ein Ausgangssignal mit einer größeren Spannungsamplitude umzuwandeln. Dieser Typ von Verstärkern wird in der Literatur üblicherweise als Kleinsignalverstärker bezeichnet. Wenn sie beispielsweise mit einem beispielhaften Sensorelement verwendet werden, können die kleinen Ausgangsamplituden der Spannungsverstärker für den nächsten Funktionsblock in der Signalverarbeitungskette verarbeitet werden. Die andere Kategorie von Verstärkern sind Stromverstärker, die auf höhere Ausgangsströme fokussieren und diese bereitstellen. Alternativ werden Stromverstärker auch als Leistungsverstärker bezeichnet. Wenn sie in Verbindung mit akustischen Druck erzeugenden, (elektrodynamischen) Vorrichtungen verwendet werden, kann ein Leistungsverstärker beispielsweise verwendet werden, um die Steuersignale für Aktoren der akustischen Druck erzeugenden, (elektrodynamischen) Vorrichtungen bereitzustellen. Natürlich können Mischformen dieser beiden Kategorien auch in technischen Anwendungen gefunden werden, auch in Bezug auf die Verarbeitung von zeit- und wertkontinuierlichen (= analogen) oder zeit- und wertdiskreten (= digitalen) Signalen.
Aufgrund der technischen Bedeutung legt die folgende Beschreibung den Fokus auf die Verstärkung von analogen Spannungen und Strömen. Im Prinzip ist ein elektrischer Verstärker eine unverzichtbare Komponente in der heutigen Technologie. Unabhängig von der gewählten Implementierung wird die für die Verstärkung erforderliche Leistung üblicherweise durch eine Leistungsversorgungsvorrichtung oder ein Element, z. B. eine Batterie, geliefert. Je nachdem, wie diese Leistung verarbeitet wird, werden Verstärker üblicherweise in verschiedene Klassen unterteilt.
Die heute am häufigsten verwendeten Verstärkertopologien werden als Verstärker der Klasse AB, D, G oder H bezeichnet.
Verstärker der Klasse AB weisen typischerweise eine Ausgangsstufe auf, die durch einen n-leitenden und p-leitenden Transistor gebildet wird, die durch eine Operationsverstärkereingangsstufe angesteuert werden. Beide Transistoren werden kontinuierlich angesteuert, d. h. nicht auf einem Ein-Aus-Schema (wie zum Beispiel in Verstärkern der Klasse D, siehe unten). Die Gesamtschaltung ist üblicherweise als ein nicht-invertierender Verstärker ausgelegt. Da das zeitkontinuierliche Eingangssignal an dem Ausgang des Verstärkers der Klasse AB mit dem entsprechenden Verstärkungsfaktor verfügbar ist, ist keine zusätzliche Filterstufe in dem Rückkopplungspfad notwendig. Da die Ausgangsstufe jedoch kontinuierlich Strom leitet, wird der Leistungsverbrauch von Verstärkern der Klasse AB häufig als problematisch betrachtet, insbesondere bei höheren Ausgangsspannungen.
Die Ausgangsstufe des Verstärkers der Klasse D wird üblicherweise über Pulsweitenmodulation (PWM) gesteuert, was ihre Verlustleistung zu den Strömen im Moment des Schaltens reduziert. Um das PWM-Signal zu erzeugen, wird das zu verstärkende analoge Eingangssignal üblicherweise mit einer Sägezahnspannung unter Verwendung eines Komparators abgetastet. Nach der Ausgangsstufe ist üblicherweise ein Tiefpassfilter mit einer ausreichend steilen Flanke erforderlich, um die analoge Grundkomponente auf der Eingangsseite aus dem hochfrequenten digitalen Signal herauszufiltern.
Eine weitere Verbesserung von Verstärkern der Klasse D ist ein Verstärker der Klasse G. Verstärker der Klasse G weisen typischerweise feste und schaltbare Versorgungsspannungspegel für ihre ausgangsseitige Gegentaktstufe auf. Dieses Schalten der Versorgungsspannungspegel kann dynamisch oder durch ein externes Steuersignal implementiert werden und führt zu einer besseren Energieeffizienz im Vergleich zu Verstärkern der Klasse D, da die Energie, die durch das Ausgangsfilter gefiltert werden muss, für kleinere Ausgangsamplituden reduziert werden kann.
Die Verstärker der Klasse H versuchen, die Verlustleistung der Verstärker der Klasse AB durch Einstellen der Versorgungsspannung der Ausgangsstufe zu minimieren. Die Einstellung der Versorgungsleistungsschienen wird häufig unter Verwendung einer externen Speisung mit einem Aufwärts- und Abwärtswandler realisiert, der eine Spule erfordert, die aufgrund ihrer Größe typischerweise nicht in eine integrierte Schaltung (IC) integriert werden kann. Zusätzlich zu dem Raum, der für externe Komponenten in einer IC-Implementierung erforderlich ist, ist auch die hohe Komplexität von Verstärkern der Klasse H ein Nachteil. Bei geeigneten Auslegungen erfordern Verstärker der Klasse H jedoch möglicherweise kein Ausgangsfilter zur Signalfilterung auf der Ausgangsseite.
Wichtige Eigenschaften für die Auslegung und Realisierung von Verstärkerschaltungen können aus den technischen Anforderungen für elektronische Verstärker abgeleitet werden. Das Erste, was hier zu erwähnen ist, ist die Linearität, die direkt in der Verzerrungsfreiheit des verstärkten Ausgangssignals widerspiegelt. Dementsprechend würde ein idealer Verstärker keine Abweichungen vom Eingangssignal oder, je nach Verstärkungsfaktor, das Vielfache des Eingangssignals bewirken. Ferner ist die Effizienz des Verstärkers üblicherweise auch von entscheidender Bedeutung bei der Wahl einer Verstärkerauslegung, um so viel der zugeführten Leistung wie möglich für das eigentliche Nutzausgangssignal zu verwenden. Umgekehrt wird ein realer Verstärker zusätzliche Energie in seiner Ausgangsstufe oder durch nachgeschaltete Filterstufen verbrauchen. Aus systemtechnischer Sicht spielt auch die Komplexität der Verstärker eine wichtige Rolle. Komplexität kann nicht in einer einzigen Kennzahl zusammengefasst werden. Wichtige Faktoren für die Komplexität einer Verstärkerauslegung sind jedoch typischerweise die Anzahl der Transistoren, die Fläche auf dem Die, die Verwendung externer Komponenten (wie Spulen, Kondensatoren und Widerstände) oder zusätzlicher Funktionsblöcke (wie Spannungswandler und aktive Filter). Ferner definiert die Last auf der Ausgangsseite die erforderlichen Ausgangsspannungen und Ausgangsströme und ihr frequenzabhängiges Verhalten bei reaktiven Elementen wie Spulen und Kondensatoren.
Gemäß den beschriebenen Kriterien weisen die im Stand der Technik vorgestellten Verstärkerklassen unterschiedliche Stärken und Schwächen auf. Hinsichtlich der Energieeffizienz sind die Leistungs- und Filterstufen auf der Ausgangsseite üblicherweise entscheidend. Der Verstärker der Klasse H wird allgemein als das Maß aller Dinge betrachtet, da er die vorteilhafte Gegentaktstufe eines Verstärkers der Klasse D mit einer filterfreien Auslegung wie der Verstärker der Klasse AB kombiniert. Die Gegentaktstufe ermöglicht, dass Leistung nur von der Versorgungsquelle zur Last oder von der Last zur Masse fließt, wodurch unerwünschte Querströme vermieden werden, wenn die Last mit Leistung versorgt werden soll. In Verbindung mit einer variabel modulierten Versorgungsquelle können die gewünschten Spannungen und Ströme mit geringer Welligkeit an der Last ohne Filter erzeugt werden. Im Allgemeinen stellt der Verstärker der Klasse H nur so viel Leistung am Ausgang zur Verfügung, wie das System, das aus dem Verstärker und der Last besteht, zum entsprechenden Schaltzeitpunkt erfordert. Die Leistungsmenge und somit das Ausgangssignal folgt dem gewünschten und verstärkten Zielsignal.
1 zeigt eine beispielhafte nachführende Verstärkerschaltung 100, die an die Ansteuerung kapazitiver Lasten 110 angepasst ist. Die Funktionsweise der gesamten Schaltung entspricht dem Prinzip eines Regelkreises. Ein zeitkontinuierliches Eingangssignal 102, das verstärkt werden soll, wird dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss A des Komparators 104 bereitgestellt. Der Komparator 104 empfängt ferner ein Rückkopplungssignal an seinem invertierenden Eingangsanschluss B und vergleicht das Signal 102 und das Rückkopplungssignal, um das Ergebnis des Vergleichs am Ausgangsanschluss C des Komparators 104 bereitzustellen. Das Ausgangssignal des Komparators 104 steuert die Gegentaktstufe 108 des Verstärkers 100 an. In dem gezeigten Beispiel implementiert eine einfache Inverterstufe mit den zwei Transistoren 112 und 114 die Gegentaktstufe 108, um das verstärkte Ausgangssignal des Verstärkers 100 am Ausgangsanschluss D bereitzustellen. Das Ausgangssignal wird an die kapazitive Last 110 angelegt. Das zeitkontinuierliche Ausgangssignal am Ausgangsanschluss D wird über einen einstellbaren Spannungsteiler 116, der beispielhaft aus zwei Widerständen besteht, zum Eingangsanschluss B des Komparators 104 zurückgeführt.
Je nach den zwei Eingangssignalen an den Anschlüssen A und B des Komparators 104 wird ein digitales Signal mit einem hohen oder niedrigen Pegel am Ausgangsanschluss C des Komparators 104 erzeugt. Dieses resultierende digitale Signal kann zuerst in der Puffer- oder Inverterstufe 106 gepuffert und/oder verstärkt werden und wird wiederum verwendet, um die Transistoren 112, 114 der Gegentakt-Inverterstufe 108 zu steuern.
Ein digitales pulsbreitenmoduliertes (PWM) Signal wird somit am Ausgangsanschluss D des Verstärkers 100 erzeugt. Aufgrund der kapazitiven Last 110 wird dieses PWM-Ausgangssignaljedoch integriert. Je nach der Drive-Stärke der Gegentakt-Inverterstufe 108 und der Kapazität der Last 110 wird somit die Geschwindigkeit, mit der sich das Ausgangssignal am Anschluss D der Gegentakt-Inverterstufe 108 (der auch der Ausgangsanschluss des Verstärkers 100 ist) ändert, begrenzt, so dass der Rückkopplungspfad 118 unter Verwendung des Spannungsteilers 116 ohne zusätzliches Rückkopplungsfilter implementiert werden kann, um einen stabilen und kontinuierlichen Regelkreis zu bilden. Infolgedessen wird das Ausgangssignal ohne externe Modulation der Leistungsversorgungsquelle 120 und ohne zusätzliche Filterstufen in dem Rückkopplungspfad 118 geglättet. Das Ausgangssignal am Ausgangsanschluss D und sein geteiltes Äquivalent am Eingangsanschluss B des Komparators 104 folgen somit dem Eingangssignal am Anschluss A.
Die Begrenzung des nachführenden Verstärkers 100 in 1 ist die Notwendigkeit einer Last 110 mit ausreichender Kapazität, die die Ausgangsspannung am Ausgangsknoten D integriert, um den gewünschten Regelkreis zu ermöglichen. Im Prinzip könnte der nachführende Verstärker 100 in 1 auch mit anderen Lasten betrieben werden, aber wenn die Last keine kapazitive Komponente aufweist oder die Kapazität der Last zu niedrig ist, wäre keine zeitkontinuierliche Spannung an der Last vorhanden. Wenn eine rein resistive Last verwendet würde, wäre nur eine digitale Verstärkung möglich, da das PWM-Signal am Ausgangsanschluss D der Gegentakt-Inverterstufe 108 ohne Verzögerung oder Integration zum invertierenden Anschluss B des Komparators 104 zurückgeführt würde, so dass der Regelkreis das Ausgangssignal sofort anpassen würde. Wenn der Verstärker 100 mit einer induktiven Last verbunden wäre, wäre immer noch ein reaktives Element vorhanden, aber der Verstärker 100 würde immer noch nicht das gewünschte Ergebnis erzielen, d. h. der Verstärker 100 würde keinen zeitkontinuierlichen Ausgangsstrom ausgeben. Der Grund dafür ist das entgegengesetzte physikalische Verhalten des Stroms und der Spannung einer kapazitiven Last 110 im Vergleich zu einer induktiven Last. Während das elektrische Feld einer Kapazität durch die angelegte Spannung gesteuert wird, wird das Magnetfeld einer Spule durch den durch sie fließenden Strom bestimmt.
In diesem Zusammenhang besteht ein Bedarf, das Design des in 1 gezeigten beispielhaften nachführenden Verstärkers 100 zu verbessern, so dass die Verstärkerschaltung eine induktive Last mit einem zeitkontinuierlichen Strom ansteuern kann und gleichzeitig einen niedrigen Leistungsverbrauch und eine effiziente Verstärkung sicherstellt.
Kurze Zusammenfassung der Erfindung
Diese kurze Zusammenfassung wird bereitgestellt, um eine Auswahl von Konzepten in einer vereinfachten Form einzuführen, die weiter unten in der detaillierten Beschreibung beschrieben werden. Diese Zusammenfassung soll keine Schlüsselmerkmale oder wesentliche Merkmale des beanspruchten Gegenstands identifizieren.
Ein Aspekt der Erfindung ist es, so viele der Anforderungen wie möglich an das Design einer hier vorstehend beschriebenen Verstärkerschaltung in einem neuen Verstärkerdesign zusammenzubringen, das das Ansteuern von induktiven Lasten und ohne die Notwendigkeit eines komplexen Ausgangsfilters ermöglicht. Ein Designaspekt ist es, einen zeitkontinuierlichen Ausgangsstrom am Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung zu erzeugen und diesen zeitkontinuierlichen Ausgangsstrom in eine zeitkontinuierliche Ausgangsspannung umzuwandeln, die als ein Rückkopplungssignal zu einem Komparator zurückgeführt werden kann, um den Regelkreis zu implementieren. Im Allgemeinen kann die Verstärkerschaltung zum Beispiel ein PWM-Spannungssignal am Ausgang erzeugen, das bewirkt, dass ein zeitkontinuierlicher Ausgangsstrom zur Last fließt. Die Umwandlung des zeitkontinuierlichen Stroms in eine zeitkontinuierliche Spannung kann unter Verwendung eines Rückkopplungsnetzwerks implementiert werden, das sich zwischen dem Ausgangsknoten der Verstärkerschaltung und dem Eingangsknoten des Komparators befindet. Das Rückkopplungsnetzwerk kann parallel zum Lastzweig oder in Reihe zum Lastzweig angeordnet sein, wie aus den folgenden Beispielen deutlicher wird. Ferner kann das Verstärkerdesign gemäß den verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung verschiedene Spannungsdomänen für den Komparator, eine Pufferstufe (falls vorhanden) und die Verstärkungsstufe verwenden.
Ausführungsformen der Erfindung stellen eine Verstärkerschaltung zum Verbinden mit einer induktiven Last bereit. Die Verstärkerschaltung umfasst eine Verstärkungsstufe. Die Verstärkungsstufe kann einen Komparator umfassen. Der Komparator weist einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss und einen invertierenden Eingangsanschluss auf, um ein zu verstärkendes Signal und ein Rückkopplungssignal zu empfangen. Der Komparator soll an seinem Ausgangsanschluss ein Ausgangssignal des Komparators erzeugen und ausgeben, das durch Vergleichen des zu verstärkenden Signals und des Rückkopplungssignals erhalten wird und das Ergebnis des Vergleichs angibt. Die Verstärkungsstufe kann ferner eine Inverterstufe umfassen, um ein pulsbreitenmoduliertes Signal als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators zu erzeugen und das pulsbreitenmodulierte Signal als ein zeitkontinuierliches Stromsignal an einem Ausgangsanschluss der Inverterstufe auszugeben. Der Ausgangsanschluss der Inverterstufe kann auch der Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung sein.
Die Verstärkerschaltung umfasst ferner eine Rückkopplungsstufe. Die Rückkopplungsstufe kann einen Stromspiegel umfassen, der einen ersten Pfad, durch den das zeitkontinuierliche Stromsignal fließen soll, und einen zweiten Pfad aufweist. Der Stromspiegel ist konfiguriert, um zu bewirken, dass ein gespiegeltes zeitkontinuierliches Stromsignal durch den zweiten Pfad des Stromspiegels fließt. Das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal entspricht dem zeitkontinuierlichen Stromsignal, das durch den ersten Pfad fließt. Die Rückkopplungsstufe kann ferner einen Widerstand umfassen, der einen Anschluss, der mit dem zweiten Pfad des Stromspiegels verbunden ist, und einen anderen Anschluss aufweist, der entweder mit dem Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung oder einem Referenzpotential verbunden ist. Der Widerstand ist konfiguriert, um das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal, das durch den zweiten Pfad des Stromspiegels fließt, in ein zeitkontinuierliches Spannungssignal umzuwandeln. Die Rückkopplungsstufe kann ferner einen Spannungsteiler umfassen, der das zeitkontinuierliche Spannungssignal an seinem Eingang empfängt und der mit dem Referenzpotential an seinem Ausgang verbunden ist. Der Spannungsteiler kann konfiguriert sein, um dem Komparator das zeitkontinuierliche Spannungssignal mit einem reduzierten Spannungspegel als das Rückkopplungssignal bereitzustellen.
In einer Ausführungsform ist der erste Anschluss des Widerstands der Rückkopplungsstufe mit dem Ausgangsanschluss der Inverterstufe verbunden und der zweite Anschluss des Widerstands ist mit dem Eingangsanschluss des Spannungsteilers und dem zweiten Pfad des Stromspiegels verbunden. Der zweite Pfad des Stromspiegels ist zwischen dem zweiten Anschluss des Widerstands und einem Referenzpotential verbunden und der erste Pfad des Stromspiegels ist zwischen der induktiven Last und dem Referenzpotential verbunden. In dieser Ausführungsform kann der Stromspiegel unter Verwendung von n-leitenden Transistoren implementiert sein.
In einer alternativen Ausführungsform ist der erste Anschluss des Widerstands der Rückkopplungsstufe mit einem Referenzpotential verbunden und der zweite Anschluss des Widerstands ist mit dem Eingangsanschluss des Spannungsteilers und dem zweiten Pfad des Stromspiegels verbunden. Der zweite Pfad des Stromspiegels ist zwischen dem Ausgangsanschluss der Inverterstufe und dem zweiten Anschluss des Widerstands verbunden und der erste Pfad des Stromspiegels ist zwischen dem Ausgangsanschluss der Inverterstufe und der induktiven Last verbunden. In dieser Ausführungsform kann der Stromspiegel unter Verwendung von p-leitenden Transistoren implementiert sein.
In weiteren Ausführungsformen kann das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal, das durch den zweiten Pfad des Stromspiegels fließt, proportional und kleiner als das zeitkontinuierliche Stromsignal sein, das durch den ersten Pfad des Stromspiegels fließt. Zum Beispiel kann das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal, das durch den zweiten Pfad des Stromspiegels fließt, um einen Faktor 1/N kleiner als das zeitkontinuierliche Stromsignal sein, das durch den ersten Pfad des Stromspiegels fließt. Zusätzlich oder alternativ kann der Widerstand des Widerstands des Rückkopplungspfads N-mal größer als die Widerstände der induktiven Last sein.
Gemäß weiteren Ausführungsformen umfasst der erste Pfad des Stromspiegels eine erste Anzahl von ersten Transistoren, die parallel zueinander geschaltet sind. Die parallel geschalteten ersten Transistoren empfangen das zeitkontinuierliche Stromsignal, das durch die induktive Last an ihrem Gate-Anschluss fließt. Der erste Pfad des Stromspiegels kann ferner die erste Anzahl von zweiten Transistoren umfassen, die parallel zueinander geschaltet und in Reihe mit den ersten Transistoren geschaltet sind, wobei die Gate-Anschlüsse der zweiten Transistoren den Strom empfangen, der durch die ersten Transistoren fließt. In diesem Beispiel und nur beispielhaft ist die Anzahl der ersten Transistoren und der zweiten Transistoren gleich; es ist möglich, dass unterschiedliche Anzahlen von ersten und zweiten Transistoren verwendet werden. Gleichermaßen umfasst der zweite Pfad des Stromspiegels eine zweite Anzahl von dritten Transistoren, die parallel zueinander geschaltet sind und deren Gate-Anschlüsse mit den Gate-Anschlüssen der ersten Transistoren gekoppelt sind, und die zweite Anzahl von vierten Transistoren, die parallel zueinander geschaltet und in Reihe mit den dritten Transistoren geschaltet sind, umfasst, wobei die Gate-Anschlüsse der vierten Transistoren mit den Gate-Anschlüssen der zweiten Transistoren gekoppelt sind. In diesem Beispiel und nur beispielhaft ist die Anzahl der dritten Transistoren und der vierten Transistoren gleich; es ist möglich, dass unterschiedliche Anzahlen von dritten und vierten Transistoren verwendet werden. In einer beispielhaften Implementierung ist die erste Anzahl ein ganzzahliges Vielfaches (z. B. N-mal) der zweiten Anzahl.
In einer weiteren beispielhaften Ausführungsform wird das von der Verstärkerschaltung zu verstärkende Signal an dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Komparators empfangen und das Rückkopplungssignal wird an dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators empfangen.
In einer anderen Ausführungsform kann der Spannungsteiler durch einen ersten Widerstand und einen zweiten Widerstand gebildet sein, die in Reihe geschaltet sind. Der erste Widerstand weist einen Anschluss auf, der mit einem Ausgang des Rückkopplungsfilters verbunden ist, um ein zeitkontinuierliches Spannungssignal zu empfangen, und einen anderen Anschluss, der mit dem einen der Eingangsanschlüsse des Komparators verbunden ist, um das Rückkopplungssignal bereitzustellen. Der zweite Widerstand weist einen Anschluss auf, der mit dem anderen Anschluss des ersten Widerstands verbunden ist, und einen anderen Anschluss, der mit dem Referenzpotential verbunden ist.
In einer alternativen Ausführungsform umfasst der Spannungsteiler einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator, die in Reihe geschaltet sind. In dieser Ausführungsform weist der erste Kondensator einen Anschluss auf, der mit einem Ausgang des Rückkopplungsfilters verbunden ist, um ein zeitkontinuierliches Spannungssignal zu empfangen, und einen anderen Anschluss, der mit dem einen der Eingangsanschlüsse des Komparators verbunden ist, um das Rückkopplungssignal bereitzustellen; und der zweite Kondensator weist einen Anschluss auf, der mit dem anderen Anschluss des ersten Kondensators verbunden ist, und einen anderen Anschluss, der mit dem Referenzpotential verbunden ist.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung weist das zu verstärkende Signal einen Spannungspegel relativ zu dem Referenzpotential auf.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst die Verstärkungsstufe ferner eine oder mehrere Pufferschaltungen, die zwischen dem Ausgangsanschluss des Komparators und einem Eingangsanschluss der Inverterstufe in Reihe geschaltet sind. In den hier gezeigten Ausführungsformen kann der Eingangsanschluss der Inverterstufe mit den Gate-Anschlüssen der aktiven Elemente (Transistoren) in der Inverterstufe verbunden sein.
In einer beispielhaften Implementierung dieser Ausführungsform sind die eine oder die mehreren Pufferschaltungen konfiguriert, um eine Pegelverschiebung des Ausgangssignal des Komparators durchzuführen und das pegelverschobene Ausgangssignal des Komparators an den Eingangsanschluss der Inverterstufe bereitzustellen. Ferner könnten die eine oder die mehreren Pufferschaltungen konfiguriert sein, um die Drive-Stärke des an den Eingangsanschluss der Inverterstufe angelegten Signals zu verstärken.
In einer weiteren Ausführungsform umfasst die Inverterstufe mindestens ein Paar von Gegentakttransistoren, die in Reihe geschaltet sind und eine Gegentaktkonfiguration bilden. In einem Beispiel können die Drain-Anschlüsse der Gegentakttransistoren miteinander verbunden sein und den Ausgangsanschluss der Inverterstufe bereitstellen. Ein erster Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren kann ein p-leitender Transistor sein und der andere zweite Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren kann ein n-leitender Transistor sein.
In einer beispielhaften Implementierung dieser Ausführungsform kann ein erster Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren mit einem ersten Referenzpotential verbunden sein und ein anderer zweiter Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren ist mit einem zweiten Referenzpotential verbunden, das sich von dem ersten Referenzpotential unterscheidet. Die Verstärkerschaltung kann ferner eine erste Vorspannungssteuerschaltung umfassen, die konfiguriert ist, um das Ausgangssignal des Komparators zu integrieren und das integrierte Ausgangssignal des Komparators als das erste Referenzsignal an den Source-Anschluss des ersten Gegentakttransistors bereitzustellen, und eine zweite Vorspannungssteuerschaltung, die konfiguriert ist, um das Ausgangssignal des Komparators zu integrieren und das integrierte Ausgangssignal des Komparators als das zweite Referenzsignal an den Source-Anschluss des zweiten Gegentakttransistors bereitzustellen.
In einer weiteren beispielhaften Implementierung dieser Ausführungsform ist ein erster Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren mit einem ersten Referenzpotential über einen oder mehrere erste Vorspannungstransistoren verbunden, die konfiguriert sind, um den durch den ersten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern, und ein weiterer zweiter Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren ist mit einem zweiten Referenzpotential über einen oder mehrere weitere zweite Vorspannungstransistoren verbunden, die konfiguriert sind, um den durch den zweiten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern. Der eine oder die mehreren ersten Vorspannungstransistoren und der eine oder die mehreren zweiten Vorspannungstransistoren können in dieser Implementierung variable Widerstände bilden. Die Verstärkerschaltung kann zum Beispiel ferner eine erste Vorspannungssteuerschaltung umfassen, die konfiguriert ist, um ein Vorspannungssignal an den/die Gate-Anschluss(e) des einen oder der mehreren ersten Vorspannungstransistoren als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators anzulegen, um dadurch den durch den ersten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern; und eine zweite Vorspannungssteuerschaltung, die konfiguriert ist, um ein Vorspannungssignal an den/die Gate-Anschluss(e) des einen oder der mehreren zweiten Vorspannungstransistoren als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators anzulegen, um dadurch den durch den zweiten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern.
In einem Beispiel sind die erste und die zweite Vorspannungssteuerschaltung konfiguriert, um das Ausgangssignal des Komparators zu integrieren und das integrierte Ausgangssignal des Komparators als das Vorspannungssignal an die Gate-Anschlüsse des einen oder der mehreren ersten bzw. zweiten Vorspannungstransistoren bereitzustellen.
In einem anderen Beispiel ist die erste Vorspannungssteuerschaltung konfiguriert, um eine ausgewählte Anzahl der ersten Vorspannungstransistoren als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators selektiv zu aktivieren und zu deaktivieren, um dadurch den durch den ersten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern; und die zweite Vorspannungssteuerschaltung ist konfiguriert, um eine ausgewählte Anzahl der zweiten Vorspannungstransistoren als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators selektiv zu aktivieren und zu deaktivieren, um dadurch den durch den ersten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern. In diesem anderen Beispiel können die erste und die zweite Vorspannungssteuerschaltung zum Beispiel einen Zähler oder eine Schaltmatrix implementieren, um die ausgewählte Anzahl von Vorspannungstransistoren selektiv zu aktivieren oder zu deaktivieren.
In den verschiedenen oben erwähnten Implementierungen kann jede der ersten und der zweiten Vorspannungssteuerschaltung zum Beispiel eine Inverterschaltung umfassen, die zwischen zwei Gleichspannungsreferenzen und einen Pufferkondensator geschaltet ist, der zwischen den Ausgang der Inverterschaltung und eine der Gleichspannungsreferenzen geschaltet ist.
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung umfasst die Inverterstufe mehrere kaskadierte Inverter.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Beschreibung wird besser aus der folgenden detaillierten Beschreibung verstanden, die angesichts der beigefügten Zeichnungen gelesen wird, wobei gleiche Bezugszeichen verwendet werden, um gleiche Teile in der beigefügten Beschreibung zu bezeichnen.

1 zeigt eine beispielhafte nachführende Verstärkerschaltung, die an die Ansteuerung einer kapazitiven Last angepasst ist;
2A zeigt eine schematische Schaltungsimplementierung, die einen nachführenden Verstärker 200` gemäß einer Ausführungsform der Erfindung realisiert;
2B zeigt ein schematisches Schaltbild, das einen nachführenden Verstärker 200 gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung realisiert;
3A zeigt eine schematische Schaltungsimplementierung, die einen nachführenden Verstärker 3000 gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung realisiert;
3B zeigt ein schematisches Schaltbild, das einen nachführenden Verstärker 300` gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung realisiert;
4 und 5 zeigen beispielhafte Wellenformen in der Verstärkerschaltung 200` oder 300`, wie in 2B oder 3B gezeigt; und
6, 7 und 8 zeigen weitere beispielhafte Modifikationen der Ausgangsstufe des Verstärkers 200, 300 in 2 und 3 gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung.

Ausführliche Beschreibung
Verschiedene Ausführungsformen der Erfindung werden im Folgenden ausführlicher dargelegt. Wie angemerkt, bezieht sich diese Offenbarung allgemein auf eine Verstärkerschaltung und ein Design, das das Ansteuern einer induktiven Last erleichtert und kein komplexes Rückkopplungsnetzwerk zum Implementieren des Regelkreises erfordert. Diese Vorteile können ferner in einem insgesamt einfacheren Design des Verstärkers und einer kleineren Fläche auf einem Die/Chip beim Implementieren des Verstärkers in einer integrierten Schaltung bedingen. Obwohl die Verstärkerschaltungen eine einfaches Design aufweisen können, können sie eine gute Linearität realisieren, die direkt in der Verzerrungsfreiheit des verstärkten Ausgangssignals widerspiegelt. Dementsprechend weisen in Verstärker-Designs gemäß den Ausführungsformen der Erfindung die von der Verstärkerschaltung erzeugten Ausgangssignale nur sehr geringe Abweichungen vom Eingangssignal oder, je nach Verstärkungsfaktor, von einem Vielfachen des Eingangssignals auf.
Die hier erörterten Verstärker-Designs können besonders zum Ansteuern von MEMS-basierten, SoC-basierten oder SiP-basierten Aktuator-Systemen geeignet sein, wie beispielsweise und nicht beschränkt auf akustische Druck erzeugende (elektrodynamische) Vorrichtungen, die Lasten mit einer induktiven Komponente darstellen. Beispielsweise können diese akustischen Druck erzeugenden Vorrichtungen auf dem Prinzip eines nanoskopischen elektrostatischen Antriebs (NED) basieren, wie beispielsweise in der Patentanmeldung WO 2012/095185 A1 beschrieben. Der Anwendungsbereich der hier erörterten Verstärker-Designs ist jedoch nicht auf dieses Einsatzgebiet beschränkt.
Ein Designaspekt der Erfindung ist es, einen zeitkontinuierlichen Ausgangsstrom am Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung zu erzeugen und diesen zeitkontinuierlichen Ausgangsstrom in eine zeitkontinuierliche Ausgangsspannung umzuwandeln, die als ein Rückkopplungssignal zu einem Komparator zurückgeführt werden kann, um den Regelkreis zu implementieren. Wie aus den hier erörterten Ausführungsformen deutlicher wird, kann die Verstärkerschaltung ein PWM-Spannungssignal am Ausgang und einen zeitkontinuierlichen Ausgangsstrom erzeugen, der zu einer induktiven Last fließt. Der Regelkreis basiert auf der Umwandlung des zeitkontinuierlichen Stroms in eine zeitkontinuierliche Spannung, die unter Verwendung eines Rückkopplungsnetzwerks implementiert wird, das sich zwischen dem Ausgangsknoten der Verstärkerschaltung und einem der Eingangsknoten des Komparators befindet. Das Rückkopplungsnetzwerk kann parallel zum Lastzweig oder in Reihe zum Lastzweig angeordnet sein. Ferner kann das Verstärkerdesign gemäß den verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung verschiedene Spannungsdomänen für den Komparator, eine Pufferstufe (falls vorhanden) und die Verstärkungsstufe verwenden.
2 zeigt eine schematische Schaltungsimplementierung, die einen nachführenden Verstärker („tracking amplifier“) 200 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung realisiert. Die Verstärkerschaltung 200 umfasst eine Verstärkungsstufe 240 und eine Rückkopplungsstufe 250. Die Verstärkungsstufe 240 umfasst einen Komparator 204, der einen nicht-invertierenden Anschluss A und einen invertierenden Anschluss B als Eingangsanschlüsse aufweist. Ein Eingangssignal 202 wird dem Eingangsanschluss A bereitgestellt. Das Eingangssignal 202 kann ein zeitkontinuierliches Spannungssignal sein. Wenn die Verstärkerschaltung 200 zum Ansteuern einer akustischen Druck erzeugenden Vorrichtung verwendet wird, beispielsweise innerhalb eines Kopfhörers, einer Im-Ohr-Vorrichtung usw., kann das Eingangssignal 202 ein Audiosignal oder Schallsignal sein, das den/die Aktuator(en) der akustischen Druck erzeugenden Vorrichtung ansteuern soll, um den gewünschten akustischen Druck in dem hörbaren und/oder nicht hörbaren Frequenzbereich des Frequenzspektrums zu erzeugen.
Der Komparator 204 vergleicht die Signale (d. h. die Spannungen/Potentiale), die an seine Eingangsanschlüsse A und B angelegt werden, und stellt entweder ein hohes oder ein niedriges Signal an seinem Ausgangsanschluss C bereit, das das Ergebnis des Vergleichs angibt. Das Ausgangssignal des Komparators 204 wird einer Pufferschaltung 206 bereitgestellt. Die Pufferschaltung 206 ist optional und kann nicht vorhanden sein. Die Pufferschaltung 206 kann beispielsweise eine oder mehrere Pufferschaltungen umfassen, die beispielsweise verwendet werden können, um eine Pegelverschiebung der Ausgangssignale am Ausgangsanschluss C durchzuführen, um den Signalpegel (z. B. Spannung/Potential) und/oder den Signalstrom an den gewünschten Bereich zum Ansteuern der Gegentaktstufe 208 anzupassen. Die Gegentaktstufe 208 wird verwendet, um das Ausgangssignal des Komparators 204 (wie durch die optionale Pufferschaltung 206 verarbeitet) zu verstärken und stellt das Ausgangssignal des Verstärkers 200 am Ausgangsanschluss D bereit.
Die Gegentaktstufe 208 erzeugt ein PWM-Signal in Bezug auf die Referenzpotentiale 220A und 220B und reagiert auf das Ausgangssignal des Komparators 204, das als ein Steuersignal der Gegentaktstufe 208 verwendet wird. Das Referenzpotential 220B ist beispielhaft als GND gezeigt. Die Referenzpotentiale 220A und 220B können auch als VDD bzw. VSS bezeichnet werden. Die Referenzpotentiale 220A und 220B können einstellbar, programmierbar oder steuerbar sein.
Das Ausgangssignal, das durch die Verstärkerschaltung 200 am Ausgangsanschluss D bereitgestellt wird, kann ein PWM-Spannungssignal sein, das bewirkt, dass ein zeitkontinuierliches Stromsignal in den Knoten D oder von dem Knoten D in die Verstärkerschaltung 200 fließt. Das Ausgangssignal der Verstärkerschaltung 200 am Anschluss D wird an eine induktive Last 210 angelegt, die zu beispielhaften Zwecken durch eine Induktivität 210A (L_load) und einen Widerstand 210B (R_load) modelliert wird.
Das Ausgangssignal der Verstärkerschaltung 200 am Anschluss D wird an die Rückkopplungsstufe 250 angelegt. In der beispielhaften Ausführungsform von 2A umfasst die Rückkopplungsstufe 250 einen Stromspiegel 260, einen Widerstand 280 und einen Spannungsteiler 216. Der Stromspiegel 260 ist mit dem Widerstand 280 und der induktiven Last 210 verbunden. Der Stromspiegel 260 spiegelt den Laststrom, der vom Knoten D durch die induktive Last 210 und den ersten Pfad 262 des Stromspiegels 260 zum Referenzpotential fließt, in den zweiten Pfad 264 des Stromspiegels 260. Daher ist ein gespiegeltes zeitkontinuierliches Stromsignal, das im zweiten Pfad 264 fließt, proportional zum Laststrom, der vom Knoten D durch die induktive Last 210 und den ersten Pfad 262 des Stromspiegels 260 fließt. Da die Impedanz des Spannungsteilers 216 wesentlich höher als die des zweiten Pfads 264 des Stromspiegels 260 ist, wird der Strom, der durch den Widerstand 280 fließt, somit im Wesentlichen der gleiche wie das gespiegelte Stromsignal im zweiten Pfad 264 des Stromspiegels 260 sein. Der Ausgangsanschluss des Widerstands 280 (d. h. sein Anschluss, der nicht mit dem Knoten D verbunden ist), der mit dem Knoten E verbunden ist, stellt dem Spannungsteiler 216 eine zeitkontinuierliche Spannung bereit, die dem gespiegelten zeitkontinuierlichen Stromsignal durch den Widerstand 280 entspricht. Der andere Anschluss des Widerstands 280 ist mit dem Ausgangsknoten D verbunden. Der Widerstand 280 wandelt somit das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal, das in den Knoten D oder vom Knoten D in die Verstärkerschaltung 200 fließt, in ein zeitkontinuierliches Spannungssignal um. Das gespiegelte zeitkontinuierliche Spannungssignal vom Widerstand 280 wird am Knoten E bereitgestellt und an den Spannungsteiler 216 angelegt. Der Spannungsteiler 216 stellt das gespiegelte zeitkontinuierliche Spannungssignal, das am Knoten E bereitgestellt wird, auf einen geeigneten Spannungspegel zum Anlegen an den invertierenden Anschluss B des Komparators 204 ein.
2B zeigt ein schematisches Schaltbild eines nachführenden Verstärkers 200` gemäß einer weiteren beispielhaften Ausführungsform. Die Verstärkerschaltung 200` kann als eine detailliertere Implementierung der in 2A gezeigten Verstärkerschaltung 200 betrachtet werden. Die Pufferschaltung 206 in 2, die optional ist, ist so gezeigt, dass sie zwei Inverterstufen umfasst, die eine Pegelverschiebung des Ausgangssignals des Komparators 204 am Anschluss C durchführen. Die Gegentaktstufe 208 ist durch eine einfache Inverterstufe realisiert. In anderen Ausführungsformen kann die Gegentaktstufe 208 unter Verwendung mehrerer kaskadierter Inverter implementiert werden.
Die Inverterstufe wird durch ein Paar von Transistoren 212, 214 gebildet, die in diesem Beispiel ein n-leitender Transistor (z. B. NPN) und ein p-leitender Transistor (z. B. PNP) sind. Die Transistoren 212, 214 sind zwischen den Referenzpotentialen 220A und 220B in Reihe geschaltet. Die Drain-Anschlüsse der Transistoren 212, 214 sind miteinander und mit dem Ausgangsanschluss D verbunden. Die Emitter-Anschlüsse der Transistoren 212, 214 sind mit den Referenzpotentialen 220A bzw. 220B verbunden. Die Gate-Anschlüsse der Transistoren 212, 214 sind mit dem Anschluss C verbunden, der das Ausgangssignal des Komparators 204 über die Pufferschaltung 206 bereitstellt, wie oben beschrieben. In einigen Ausführungsformen können die Transistoren 212, 214 kleine Signaltransistoren oder kleine Schalttransistoren sein, die beispielsweise als Bipolartransistoren (BJTs) (z. B. NPN- und PNP-Transistoren) implementiert sein können. Es ist jedoch auch möglich, Feldeffekttransistoren (FETs) zu verwenden, z. B. Sperrschicht-FETs (JFETs) oder Metalloxid-Halbleiter-FETs (MOSFETs). Im Prinzip könnten die Transistoren 212, 214 auch unter Verwendung anderer Schaltelemente implementiert sein, z. B. unter Verwendung von Leistungstransistoren.
Ferner sind die Transistoren 212, 214 als von unterschiedlichem Typ (p-leitend bzw. n-leitend) gezeigt und werden daher durch ein gleiches Steuersignal angesteuert, das dem Ausgangssignal am Knoten C des Komparators 204 entspricht. Beide Transistoren 212, 214 können jedoch unter Verwendung des gleichen Transistortyps implementiert sein, wenn das Steuersignal, das dem Ausgangssignal am Knoten C des Komparators 204 entspricht, das an den Gate-Anschluss eines der Transistoren 212, 214 angelegt wird, invertiert wird (z. B. in einem Inverter). Das Steuersignal zum anderen Gate-Anschluss kann „wie ist“ verwendet werden oder ein Verzögerungselement könnte hinzugefügt werden, um eine Phasendifferenz zwischen dem invertierten Steuersignal und dem nichtinvertierten Steuersignal zu kompensieren, wenn diese Phasendifferenz für den ordnungsgemäßen Betrieb der Verstärkungsstufe 240 kritisch ist. In anderen Ausführungsformen und Anwendungsszenarien könnte die Gegentaktstufe 208 durch einen einzigen Transistor ersetzt werden, dessen Source-Anschluss mit den Referenzpotentialen 220A oder 220B verbunden ist und dessen Gate-Anschluss ein Steuersignal vom Knoten C empfängt. In diesem Fall kann der Drain-Anschluss mit dem Ausgangsknoten D verbunden sein.
Wie in 1 wird das Eingangssignal am Eingang A des Komparators 204 mit dem Rückkopplungssignal am Anschluss B des Komparators 204 verglichen, das auf dem zeitkontinuierlichen Ausgangssignal der Verstärkerschaltung 300 am Knoten D basiert. Je nach den zwei Eingangssignalen des Komparators 204 wird ein „digitales“ Signal mit einem hohen oder niedrigen Pegel am Ausgang C des Komparators 204 erzeugt. Dieses resultierende digitale Signal kann in der Pufferschaltung 206 (falls vorhanden) verstärkt werden und wird wiederum verwendet, um die Gegentakt-Inverterstufe 208 durch Ansteuern der Gate-Anschlüsse der Transistoren 212, 214 zu steuern. Eine PWM-Sequenz wird am Ausgangsanschluss D des Verstärkers 200' erzeugt. Um den Strom durch die induktive Last 210 (Impedanz L_load und Leitungswiderstand R_load) in eine zeitkontinuierliche Spannung umzuwandeln, wird ein Widerstand 280 bereitgestellt, während der Strom durch den Widerstand 280 unter Verwendung des Stromspiegels 260 gesteuert wird. Der Widerstand 280 ist an einem Ende mit dem Ausgangsknoten D und an seinem anderen Ende mit dem Anschluss E verbunden, der auch mit dem zweiten Pfad 264 des Stromspiegels 260 verbunden ist. Die induktive Last 210 ist mit einem ersten Pfad 262 des Stromspiegels 260 verbunden, der mit dem Lastzweig in Reihe geschaltet ist und der den Strom steuert, der in dem zweiten Pfad 264 des Stromspiegels 260 fließt. Der erste Pfad 262 wird durch ein Paar von Transistoren 270, 272 gebildet. Der Drain-Anschluss und der Gate-Anschluss des Transistors 270 sind beide mit der induktiven Last 210 verbunden. Der Drain-Anschluss und der Gate-Anschluss des Transistors 272 sind beide mit dem Source-Anschluss des Transistors 270 verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors 272 ist mit dem Referenzpotential verbunden. Der zweite Pfad 264 wird durch ein Paar von Transistoren 274, 276 gebildet. Der Drain-Anschluss des Transistors 274 ist mit dem Widerstand 280 am Knoten E verbunden. Der Gate-Anschluss des Transistors 274 ist mit der induktiven Last 210 und somit dem Gate des Transistors 270 verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors 276 ist mit dem Source-Anschluss des Transistors 274 verbunden. Der Gate-Anschluss des Transistors 276 ist mit dem Source-Anschluss des Transistors 270 und somit mit dem Gate des Transistors 272 verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors 276 ist mit dem Referenzpotential verbunden. In einer beispielhaften Implementierung sind die Transistoren 270, 272, 274 und 276 n-leitende Transistoren. Zusätzlich oder alternativ können die Transistoren 270, 272, 274 und 276 alle die gleichen Parameter aufweisen (z. B. die gleiche Kanallänge und/oder die gleiche Kanalbreite), so dass ihr Verhalten identisch ist.
Obwohl sie als einzelne Transistoren gezeigt sind, kann jeder der Transistoren 270, 272, 274 und 276 durch mehrere, parallel geschaltete Transistoren realisiert werden, ähnlich dem unten erläuterten Fall in 7 (siehe Transistoren 702 und 704). Somit kann durch geeignetes Konfigurieren der Strommenge, die in dem ersten Pfad 262 und dem zweiten Pfad 264 des Stromspiegels 260 geleitet werden kann (z. B. durch Auswählen geeigneter Anzahlen von parallelen Transistoren in jedem Pfad und/oder der Parameter der Transistoren in jedem Pfad), der von dem ersten Pfad 262 in den zweiten Pfad 264 gespiegelte Strom im Wesentlichen niedriger sein als der in dem ersten Pfad 262. Für eine höhere Energieeffizienz des Verstärkerdesigns sollte das gespiegelte Stromsignal im zweiten Pfad 264 des Stromspiegels 260 (durch die Transistoren 274, 276) viele Male (z. B. N-mal) kleiner als der Ausgangsstrom sein, der durch die Last 210 und den ersten Pfad 262 des Stromspiegels 260 fließt. Um dieses Spiegelverhältnis 1/N für die Steuerschleife zu kompensieren, kann der Widerstand Rconvert des Widerstands 280 gleich dem Produkt des Widerstands R_load des Leitungswiderstands 210B der induktiven Last 210 und N sein (d. h. der Kehrwert des Spiegelverhältnisses 1/N).
Der beispielhafte Spannungsteiler 216 ist aus zwei Widerständen 228 (R_div1) und 230 (R_div2) gebildet und der Mittelabgriff des Spannungsteilers zwischen den beiden Widerständen 228, 230 ist mit dem invertierenden Anschluss B des Komparators 204 verbunden, wodurch der Regelkreis vervollständigt wird. Der Spannungsteiler 216 könnte auch unter Verwendung von zwei Kapazitäten implementiert werden. Das Verhältnis der Widerstände der Widerstände 228 und 230 kann eingestellt, gesteuert oder ausgelegt werden, um die gewünschte Verstärkungsverstärkung der Verstärkerschaltung 200, 200' zu erzielen.
Wie angemerkt, kann die Impedanz des Rückkopplungszweigs 250 sehr hoch sein, so dass die Leistung, die in die Rückkopplungsstufe 250 fließt, minimiert wird. Dies ermöglicht eine sehr hohe Energieeffizienz des Verstärkers 200, 200'.
Insbesondere bilden der Leitungswiderstand R_load der Last 210 und die Transistoren 270, 272 des ersten Pfads 262 des Stromspiegels 260 einen weiteren Spannungsteiler. Dieser zusätzliche Spannungsteiler begrenzt den maximalen Strom durch den Lastzweig und erfordert auch eine höhere Ausgangsspannung am Knoten D im Vergleich zu beispielhaften Implementierungen, bei denen die induktive Last 210 direkt mit dem Referenzpotential verbunden ist, um den zusätzlichen Spannungsabfall an den Transistoren 270, 272 des ersten Pfads 262 zu kompensieren. Es sollte auch angemerkt werden, dass die Lade- und Entladekonstante der Lastinduktivität 210A (L_load) über die Zeit auch durch den Stromspiegel 260 beeinflusst wird.
3A zeigt eine schematische Schaltungsimplementierung, die einen nachführenden Verstärker 300 gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung realisiert. Die Verstärkerschaltung 300 umfasst eine Verstärkungsstufe 240 und eine Rückkopplungsstufe 250, ähnlich dem Beispiel in 2A. In der beispielhaften Ausführungsform von 3A umfasst die Rückkopplungsstufe 250 einen Stromspiegel 360, einen Widerstand 380 und einen Spannungsteiler 216. Anders als in der Ausführungsform in 2A ist der Stromspiegel 360 zwischen dem Ausgangsknoten D auf einer Seite und dem Widerstand 380 und der induktiven Last 210 auf der anderen Seite verbunden. Der Stromspiegel 360 spiegelt den Laststrom, der vom/in den Knoten D durch die induktive Last 210 und den ersten Pfad 362 des Stromspiegels 360 zum zweiten Pfad 364 des Stromspiegels 360 fließt. Daher ist ein gespiegeltes zeitkontinuierliches Stromsignal im zweiten Pfad 364 proportional zum Laststrom, der vom Knoten D durch den ersten Pfad 362 des Stromspiegels 360 fließt. Da die Impedanz des Spannungsteilers 216 wesentlich höher als die des zweiten Pfads 364 des Stromspiegels 360 ist, wird der Strom, der durch den Widerstand 380 fließt, somit im Wesentlichen der gleiche wie das gespiegelte Stromsignal im zweiten Pfad 364 des Stromspiegels 360 sein. Der Eingangsanschluss des Widerstands 380, der mit dem Knoten E verbunden ist, stellt dem Spannungsteiler 216 eine zeitkontinuierliche Spannung bereit, die dem gespiegelten zeitkontinuierlichen Stromsignal durch den Widerstand 380 (im Wesentlichen) entspricht. Der andere Anschluss des Transistors 380 ist mit dem Referenzpotential verbunden. Der Widerstand 380 wandelt somit das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal, das in den Knoten D oder vom Knoten D in die Verstärkerschaltung 200 fließt, in ein zeitkontinuierliches Spannungssignal um. Das gespiegelte zeitkontinuierliche Spannungssignal vom Widerstand 380 wird am Knoten E bereitgestellt und an den Spannungsteiler 216 angelegt. Der Spannungsteiler 216 stellt das gespiegelte zeitkontinuierliche Spannungssignal, das am Knoten E bereitgestellt wird, auf einen geeigneten Spannungspegel zum Anlegen an den invertierenden Anschluss B des Komparators 204 ein.
3B zeigt ein schematisches Schaltbild eines nachführenden Verstärkers 300' gemäß einer weiteren beispielhaften Ausführungsform. Die Verstärkerschaltung 300' kann als eine detailliertere Implementierung der in 3A gezeigten Verstärkerschaltung 200 betrachtet werden. In der beispielhaften Implementierung kann die Verstärkungsstufe 240 der Verstärkerschaltung 300' identisch mit der Verstärkungsstufe 240 der Verstärkerschaltung 200' sein, die oben in Verbindung mit 2B erörtert wurde. Wie oben in Verbindung mit 3A angemerkt, ist der Stromspiegel 360 der Rückkopplungsstufe 250 zwischen dem Ausgangsknoten D und dem Widerstand 380 und der induktiven Last 210 verbunden. Der Widerstand 380 wird verwendet, um ein zeitkontinuierliches gespiegeltes Stromsignal, das proportional zum zeitkontinuierlichen Stromsignal ist, das durch die induktive Last 210 (Impedanz L_load und Leitungswiderstand R_load) fließt, in eine zeitkontinuierliche Spannung umzuwandeln. Das Stromsignal durch den Widerstand 380 wird dadurch durch den Stromspiegel 360 gesteuert. Der Widerstand 380 ist an einem Ende mit dem Knoten E und an seinem anderen Ende mit der Referenzspannung verbunden. Der Anschluss des Widerstands 380, der mit dem Knoten E verbunden ist, ist auch mit dem zweiten Pfad 364 des Stromspiegels 360 verbunden. Die induktive Last 210 ist mit einem ersten Pfad 362 des Stromspiegels 360 verbunden, der mit dem Lastzweig in Reihe geschaltet ist und der den Strom steuert, der in dem zweiten Pfad 364 des Stromspiegels 360 fließt. Der erste Pfad 362 des Stromspiegels 360 wird durch ein Paar von Transistoren 370, 372 gebildet. Der Source-Anschluss des Transistors 370 ist mit dem Knoten D verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors 370 ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors 370 und dem Source-Anschluss des Transistors 372 verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors 372 ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors 372 und der induktiven Last 210 verbunden. Der zweite Pfad 364 wird durch ein Paar von Transistoren 374, 376 gebildet. Der Source-Anschluss des Transistors 374 ist mit dem Ausgangsknoten D des Verstärkers 300' verbunden. Der Gate-Anschluss des Transistors 374 ist mit dem Gate des Transistors 370 (und somit auch mit seinem Drain-Anschluss) verbunden. Der Source-Anschluss des Transistors 376 ist mit dem Drain-Anschluss des Transistors 374 verbunden. Der Gate-Anschluss des Transistors 376 ist mit dem Gate-Anschluss des Transistors 372 (und somit auch mit seinem Drain-Anschluss) verbunden. Der Drain-Anschluss des Transistors 376 ist mit dem Widerstand 380 am Knoten E verbunden. In einer beispielhaften Implementierung sind die Transistoren 370, 372, 374 und 376 p-leitende Transistoren. Zusätzlich oder alternativ können die Transistoren 370, 372, 374 und 376 alle die gleichen Parameter aufweisen (z. B. die gleiche Kanallänge und/oder die gleiche Kanalbreite), so dass ihr Verhalten identisch ist.
Obwohl sie als einzelne Transistoren gezeigt sind, kann jeder der Transistoren 370, 372, 374 und 376 durch mehrere parallel geschaltete Transistoren realisiert werden, ähnlich dem unten erläuterten Fall in 7 (siehe Transistoren 702 und 704). Somit kann durch geeignetes Konfigurieren der Strommenge, die in dem ersten Pfad 362 und dem zweiten Pfad 364 des Stromspiegels 360 geleitet werden kann (z. B. durch Auswählen geeigneter Anzahlen von parallelen Transistoren in jedem Pfad und/oder der Parameter der Transistoren in jedem Pfad), der von dem ersten Pfad 362 in den zweiten Pfad 364 gespiegelte Strom im Wesentlichen niedriger sein als der in dem ersten Pfad 362. Für eine höhere Energieeffizienz des Verstärkerdesigns sollte das gespiegelte Stromsignal im zweiten Pfad 364 des Stromspiegels 360 (durch die Transistoren 374, 376) viele Male (z. B. N-mal) kleiner als der Ausgangsstrom sein, der durch die Last 210 und den ersten Pfad 362 des Stromspiegels 360 fließt. Um dieses Spiegelverhältnis 1/N für die Steuerschleife zu kompensieren, kann der Widerstand Rconvert des Widerstands 380 gleich dem Produkt des Widerstands R_load des Leitungswiderstands 210B der induktiven Last 210 und N sein (d. h. der Kehrwert des Spiegelverhältnisses 1/N).
Der beispielhafte Spannungsteiler 216 ist aus zwei Widerständen 228 (Rdiv1) und 230 (Rdiv2) gebildet und der Mittelabgriff des Spannungsteilers zwischen den zwei Widerständen 228, 230 ist mit dem invertierenden Anschluss B des Komparators 204 verbunden, wodurch die Steuerschleife vervollständigt wird. Der Spannungsteiler 216 könnte auch unter Verwendung von zwei Kapazitäten implementiert sein. Das Verhältnis der Widerstände der Widerstände 228 und 230 kann eingestellt, gesteuert oder entworfen werden, um die gewünschte Verstärkungsverstärkung der Verstärkerschaltung 300, 300' zu erreichen.
Wie angemerkt, kann die Impedanz des Rückkopplungszweigs 250 sehr hoch sein, so dass die Leistung, die in die Rückkopplungsstufe 250 fließt, minimiert wird. Dies ermöglicht eine sehr hohe Energieeffizienz des Verstärkers 300, 300'. Insbesondere bilden der Leitungswiderstand R_load der Last 210 und die Transistoren 370, 372 des ersten Pfads 362 des Stromspiegels 360 einen weiteren Spannungsteiler. Dieser zusätzliche Spannungsteiler begrenzt den maximalen Strom durch den Lastzweig und erfordert auch eine höhere Ausgangsspannung am Knoten D im Vergleich zu beispielhaften Implementierungen, bei denen die induktive Last 210 direkt mit dem Referenzpotential verbunden ist, um den zusätzlichen Spannungsabfall an den Transistoren 370, 372 des ersten Pfads 362 zu kompensieren. Es sollte auch angemerkt werden, dass die Lade- und Entladekonstante der Lastinduktivität 210A (L_load) über die Zeit auch durch den Stromspiegel 360 beeinflusst wird.
In beiden beispielhaften Ausführungsformen, die in 2B und 3B gezeigt sind, kann die Entladung des Ausgangsstroms am Anschluss D durch die induktive Last erfolgen. Daher ist es in einer alternativen Implementierung möglich, die Inverterstufe 208 durch einen Transistor (z. B. nur Transistor 212 und „Weglassen“ des Transistors 214 oder umgekehrt) zu ersetzen, dessen Drain-Anschluss mit dem Ausgangsanschluss D verbunden ist.
4 und 5 zeigen beispielhafte Wellenformen in der in 2B oder 3B gezeigten Verstärkerschaltung 200 oder 200'. 5 zoomt in Signalwellenformen von 4 um die Markierung V1 nach links in 4. Das Eingangssignal 202 in dem gezeigten Beispiel ist eine 20-kHz-Sinuswelle am Eingangsanschluss A mit einem DC-Offset von 100 mV und einer Amplitude von 100 mV. Der Verstärkungsfaktor wird durch den Spannungsteiler 216 auf 2 eingestellt, so dass die maximale Spannung an E doppelt so hoch sein muss wie am Eingangsanschluss B des Komparators 204, bei 400 mV. Die Wellenform des Signals am Knoten E ist mit dem Bezugszeichen 402 in 4 und 504 in 5 bezeichnet. Die Impulsfolge am Knoten D wird in die Lastinduktivität 210A der Last 210 integriert, wodurch der zeitkontinuierliche Zielstrom erzeugt wird (siehe Bezugszeichen 406 in 4 und Bezugszeichen 506 in 5). Dieser zeitkontinuierliche Strom wird mit einem gegebenen Verhältnis durch den Stromspiegel 260 gespiegelt, wodurch ein entsprechender gespiegelter Strom erzeugt wird, der durch den Widerstand 280 fließt. Dieses gespiegelte Stromsignal wird durch den Widerstand 280 in ein zeitkontinuierliches Spannungssignal umgewandelt, das bei der Rückkopplungsspannung am Knoten E bereitgestellt wird. In diesem Beispiel erzeugt der Widerstand 280 eine Spannung von 400 mV am Knoten E, was einen gewünschten maximalen Ausgangsstrom am Knoten D von 25 mA zur gleichen Zeit verursacht, zu der das eingangsseitige Spannungssignal 202 am Knoten A sein Maximum erreicht (der Ausgangsstrom am Knoten D ist mit dem Bezugszeichen 406 in 4 und Bezugszeichen 506 in 5 bezeichnet). Die Bezugszeichen 408 und 508 bezeichnen das PWM-Spannungssignal, das durch den Komparator 204 an seinem Ausgangsknoten C erzeugt wird, der in dem gezeigten Beispiel zwischen 0,0 V und 1,8 V wechselt.
Im Gegensatz zu einer kapazitiven Last, wie in 1 gezeigt, kann der Entladestrom über die Lastinduktivität fließen. Daher ist der (n-Typ-)Transistor 214 optional, d. h. die Inverterstufe 208 kann alternativ nur unter Verwendung des (p-Typ-)Transistors 212 implementiert werden, wie oben angemerkt.
Um die Nachführfähigkeiten der Verstärkerschaltung 200, 300 weiter zu verbessern, wäre es vorteilhaft, eine verbesserte Steuerung des Stroms bereitzustellen, der zu der Last 210 geleitet oder von dieser abgeleitet wird. Aufgrund der „Ein-Aus“-Natur der Gegentaktstufe 208 des Schaltverstärkers 200, 300 könnte die induzierte Welligkeit am Ausgangsknoten D für kleine Signalamplituden reduziert werden, indem der Strom reduziert wird, der durch die Gegentaktausgangstransistoren 212, 214 angetrieben wird. Diese Prozedur kann in Abhängigkeit von den gewünschten Ausgangssignalamplituden einstellbar sein.
6, 7 und 8 zeigen weitere beispielhafte Modifikationen der Ausgangsstufe des Verstärkers 200, 300 in 2 und 3 gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung, die eine dynamische Treiberstärke für das Gesamtverstärker-Design ermöglichen.
6 zeigt die erste Modifikation der Ausgangsstufe zur Verwendung in dem Verstärker 200, 300 in 2 und 3. Der Gegentakttransistor 212 ist mit dem Referenzpotential 220A über einen Vorspannungstransistor 602 verbunden, der den durch den Gegentakttransistor 212 zum Ausgangsanschluss D der Inverterstufe 208 fließenden Strom steuert. Die Source des Transistors 212 ist mit dem Drain des Transistors 602 verbunden. Die Source des Transistors 602 ist mit dem Referenzpotential 220A verbunden. Die Transistoren 212 und 602 können zum Beispiel p-leitende Transistoren sein. Gleichermaßen ist der Gegentakttransistor 214 mit einem zweiten Referenzpotential 220B über einen weiteren Vorspannungstransistor 604 verbunden, der den durch den Gegentakttransistor 214 zum Ausgangsanschluss D der Inverterstufe 208 fließenden Strom steuert. Die Source des Transistors 214 ist mit dem Drain des Transistors 604 verbunden. Die Source des Transistors 604 ist mit dem zweiten Referenzpotential 220B verbunden, das zum Beispiel GND sein kann. Die Transistoren 214 und 604 können zum Beispiel n-leitende Transistoren sein. Die Transistoren 212 und 214 wirken als Schalter und werden durch das Ausgangssignal des Komparators 204 am Knoten C angesteuert, das durch einen Puffer 206 geleitet wird, der durch einen Inverter implementiert ist.
Das Steuersignal vom Knoten C wird auch an zwei Integratorschaltungen weitergeleitet. Jede der Integratorschaltungen wird durch einen Inverter 606, 610 und einen Pufferkondensator 608, 612 gebildet, um die Vorspannungssignale P2_bias und N2_bias zu erzeugen, die an die Gate-Anschlüsse der Vorspannungstransistoren 602 und 604 angelegt werden. Die Vorspannungssignale sind analoge (und nicht digitale Signale), die bewirken, dass die Transistoren 602 und 604 als spannungsabhängige Widerstände wirken, die den Strom begrenzen, der zu dem Ausgangsknoten D geleitet oder von diesem abgeleitet werden kann. Die Schlüsselidee für diese einfache Implementierung einer dynamischen Treibstärke ist die Verwendung des Ausgangssignal des Komparators, das am Knoten C bereitgestellt wird, zum Ein- und Ausschalten und ferner zum Erhöhen oder Verringern der entsprechenden Vorspannungssignale und daher der Ausgangsströme.
Wenn das Potential am Knoten C logisch hoch ist, sollte das Potential am Ausgang D erhöht werden. Gleichzeitig verringert sich das Vorspannungssignal P2_bias in Abhängigkeit von der entsprechenden Zeitkonstante und senkt daher den effektiven Widerstand des p-leitenden Transistors 602, der den Strom erhöht, der geleitet werden kann. Wenn das Potential am Knoten C logisch niedrig ist, sollte sich das Potential am Ausgangsknoten D verringern. Gleichzeitig erhöht sich das Vorspannungssignal N2_bias in Abhängigkeit von der entsprechenden Zeitkonstante und senkt daher den effektiven Widerstand des n-leitenden Transistors 604, der den Strom erhöht, der abgeleitet werden kann.
Da das Signal am Knoten C pulsbreitenmoduliert ist, ändern sich die Vorspannungssignale entsprechend der resultierenden Pulsbreiten. Daher wird die Treiberstärke der Ausgangsstufe auch durch den Komparator 204 gesteuert, der mit dem Rückkopplungskreis am Ausgangsknoten D verbunden ist.
7 zeigt die zweite Modifikation der Ausgangsstufe zur Verwendung in dem Verstärker 200, 300 in 2 und 3, die der in Verbindung mit 6 beschriebenen ersten Modifikation ähnlich ist. Der Gegentakttransistor 212 ist mit dem Referenzpotential 220A über eine Vielzahl von parallel geschalteten Vorspannungstransistoren 702 verbunden, die den durch den Gegentakttransistor 212 zum Ausgangsanschluss D der Inverterstufe 208 fließenden Strom steuern. Die Source des Transistors 212 ist mit den Drain-Anschlüssen der Transistoren 702 verbunden. Die Source-Anschlüsse der Transistoren 702 sind mit dem Referenzpotential 220A verbunden. Die Transistoren 212 und 702 können zum Beispiel p-leitende Transistoren sein. Gleichermaßen ist der Gegentakttransistor 214 mit einem zweiten Referenzpotential 220B über eine weitere Vielzahl von parallel geschalteten Vorspannungstransistoren 704 verbunden, die den durch den Gegentakttransistor 214 zum Ausgangsanschluss D der Inverterstufe 208 fließenden Strom steuern. Die Source des Transistors 214 ist mit den Drain-Anschlüssen der Transistoren 704 verbunden. Die Source-Anschlüsse der Transistoren 704 sind mit dem zweiten Referenzpotential 220B verbunden, das zum Beispiel GND sein kann. Die Transistoren 214 und 704 können zum Beispiel n-leitende Transistoren sein. Die Transistoren 212 und 214 wirken als Schalter und werden durch das Ausgangssignal des Komparators 204 am Knoten C angesteuert, das durch einen Puffer 206 geleitet wird, der durch einen Inverter implementiert ist.
In 7 wird das PWM-Signal am Knoten C weiter in einer Vorspannungssteuerschaltung 706 und einer Vorspannungssteuerschaltung 708 verarbeitet. Diese Schaltungsblöcke 706 und 708 können zum Beispiel in digitaler Logik realisiert sein, z. B. einem Zähler oder einer Schaltmatrix, die eine Funktionalität implementiert, um eine bestimmte Anzahl von parallelen Vorspannungstransistoren 702 und 704 unter Verwendung der Steuersignale C1 bzw. C2 selektiv zu aktivieren oder zu deaktivieren. Abhängig von der Anzahl von aktivierten/deaktivierten Transistoren 702, 704 kann der Widerstand der parallel geschalteten Vorspannungstransistoren 702, 704 variiert werden, so dass sich die Vorspannungstransistoren 702, 704 wie die Vorspannungstransistoren 602, 604 in 6 verhalten. Im Gegensatz zu 6 verhält sich jeder der Vorspannungstransistoren 702, 704 wie ein Schalter, der abhängig von den an die jeweiligen Gate-Anschlüsse der Vorspannungstransistoren 702, 704 angelegten Steuersignalen entweder aktiviert oder deaktiviert (ein- und ausgeschaltet) wird. Die Transistoren 702, 704 können nicht alle die gleiche Gate-Breite und/oder Gate-Länge aufweisen und dass die Steuerlogik 706, 708 die Vorspannungstransistoren 702 oder 704 nicht nacheinander einzeln schalten muss. Es ist auch möglich, dass die Anzahl von aktivierten „Schaltern“ 702 oder 704 in Abhängigkeit von der Verarbeitung des Ausgangssignals des Komparators 204 am Knoten C binär/exponentiell ausgewählt wird.
8 zeigt die dritte Modifikation der Ausgangsstufe zur Verwendung in dem Verstärker 200, 300 in 2 und 3. Anders als in 6 und 7 verwendet die Modifikation in 8 keine zusätzlichen Vorspannungstransistoren zusätzlich zu den Gegentakttransistoren 212, 214. Stattdessen werden zwei Integratorschaltungen ähnlich denen in 6 gezeigten verwendet, um eine obere variable Versorgungsschiene (am Knoten var_vdd) und eine untere variable Versorgungsschiene (var_vss) für die Ausgangstransistoren 212 und 214 bereitzustellen. Wie in 6 wird die Integratorschaltung, die die obere variable Versorgungsschiene (am Knoten var_vdd) bereitstellt, durch eine Inverterschaltung 802 gebildet, die mit zwei Referenzpotentialen 806 und 808 verbunden ist, zwischen denen die obere variable Versorgungsschiene am Knoten var_vdd variieren kann. Der Ausgangsstrom des Inverters 802 lädt den Pufferkondensator 804, um die variable obere Versorgungsschienenspannung am Knoten var_vdd an den Source-Anschluss des Gegentakttransistors 212 bereitzustellen. Gleichermaßen wird die Integratorschaltung, die die untere variable Versorgungsschiene am Knoten var_vss bereitstellt, durch eine Inverterschaltung 810 gebildet, die mit zwei Referenzpotentialen 814 und 816 verbunden ist, zwischen denen die untere variable Versorgungsschiene am Knoten var_vss variieren kann. Das Referenzpotential 814 kann höher als das Referenzpotential 816 sein. Das Referenzpotential 816 kann das niedrigste Potential unter den Referenzpotentialen 806, 808, 814 und 816 sein, während das Referenzpotential 806 das höchste Potential sein kann. Der Ausgangsstrom des Inverters 810 lädt den Pufferkondensator 812, um die variable untere Versorgungsschienenspannung am Knoten var_vss an den Source-Anschluss des Gegentakttransistors 214 bereitzustellen.
Wenn das Potential am Knoten C logisch hoch ist, sollte sich das Potential am Ausgangsknoten D verringern. Wenn das Potential am Knoten C hoch ist, wird der p-leitende Gegentakttransistor 212 deaktiviert und der n-leitende Gegentakttransistor 214 aktiviert, so dass nur die Potentialdifferenz zwischen dem Ausgangsanschluss D und der unteren Versorgungsschiene am Knoten var_vss relevant ist. Mit dem hohen Potential am Knoten C kann die im Kondensator 812 gespeicherte Energie in Richtung des niedrigsten Referenzpotentials 816 entladen werden, was das Potential am Knoten var_vss verringert. Dies bewirkt, dass sich die Potentialdifferenz zwischen dem Ausgangsknoten D und dem Knoten var_vss ändert, was äquivalent zu einer Änderung des Ausgangswiderstands ist, um Strom vom Knoten D abzuleiten, wie zuvor beschrieben. Dieser Strom fließt vom Ausgangsknoten D über die Kapazität 812 am Knoten var_vss und durch den NFET des Inverters 810 in Richtung des Referenzpotentials 816. Abhängig von dem Einschaltwiderstand des NFET des Inverters 810, dem Einschaltwiderstand des Gegentakttransistors 214 und den auf dem Kondensator 812 gespeicherten Ladungen fließt ein resultierender Strom vom Ausgangsknoten D und ändert sich im Laufe der Zeit.
Wenn das Potential am Knoten C logisch niedrig ist, sollte das Potential am Ausgangsknoten D erhöht werden. Wenn das Potential am Knoten C niedrig ist, wird der n-leitende Gegentakttransistor 214 deaktiviert und der p-leitende Gegentakttransistor 212 aktiviert, so dass die Potentialdifferenz zwischen dem Ausgangsknoten D und der oberen Versorgungsschiene am Knoten var_vdd relevant ist. Mit dem niedrigen Potential am Knoten C kann die im Kondensator 804 gespeicherte Energie am Knoten var_vdd in Richtung des höchsten Referenzpotentials 806 geladen werden, was das Potential am Knoten var_vdd erhöht. Dies bewirkt, dass sich die Potentialdifferenz zwischen dem Ausgangsknoten D und dem Knoten var_vdd ändert, was äquivalent zu einer Änderung des Ausgangswiderstands ist, um Strom in Richtung des Ausgangsknotens D abzuleiten, wie zuvor beschrieben. Dieser Strom fließt von der PFET des Inverters 802 über die Kapazität 804 am Knoten var_vdd und durch den Gegentakttransistor 212 in Richtung des Ausgangsknotens D. Abhängig von dem Einschaltwiderstand dieser PFET des Inverters 802, dem Einschaltwiderstand des Gegentakttransistors 212 und den bereits gespeicherten Ladungen am Kondensator 804 fließt ein resultierender Strom in Richtung des Ausgangsknotens D und ändert sich im Laufe der Zeit.
Insbesondere ist der Einfluss des Potentials am Knoten C auf den Stromfluss in 8 im Vergleich zu 6 und 7 genau entgegengesetzt. Da ein digitales Signal als PWM-Impulsfolge am Knoten C bereitgestellt wird, kann die Logik dahinter jederzeit in der Signalkette invertiert werden. Außerdem könnten die Eingänge zu den Anschlüssen A und B des Komparators 204 ausgetauscht werden, um das PWM-Signal am Knoten C zu invertieren. Bei Verwendung eines volldifferentiellen Komparators mit den Ausgängen B und B, wobei das Signal am Ausgang B die negierte/180°-phasenverschobene Version des Signals am Ausgang B ist, könnte das Signal am Ausgang B verwendet werden, um das Signal am Knoten C bereitzustellen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

WO 2012095185 A1 [0039]

Claims

Verstärkerschaltung zum Verbinden mit einer induktiven Last, wobei die Verstärkerschaltung umfasst: eine Verstärkungsstufe, umfassend: einen Komparator, wobei der Komparator einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss und einen invertierenden Eingangsanschluss aufweist, die konfiguriert sind, um ein zu verstärkendes Signal und ein Rückkopplungssignal zu empfangen und an seinem Ausgangsanschluss ein Ausgangssignal des Komparators durch Vergleichen des zu verstärkenden Signals und des Rückkopplungssignals zu erzeugen und auszugeben; und eine Inverterstufe, die konfiguriert ist, um ein pulsbreitenmoduliertes Signal als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators zu erzeugen und das pulsbreitenmodulierte Signal als ein zeitkontinuierliches Stromsignal an einem Ausgangsanschluss der Inverterstufe auszugeben, das durch die induktive Last fließen soll, wobei der Ausgangsanschluss der Inverterstufe auch der Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung ist; eine Rückkopplungsstufe, wobei die Rückkopplungsstufe umfasst: einen Stromspiegel mit einem ersten Pfad, durch den das zeitkontinuierliche Stromsignal fließen soll, und einem zweiten Pfad, wobei der Stromspiegel konfiguriert ist, um zu bewirken, dass ein gespiegeltes zeitkontinuierliches Stromsignal durch den zweiten Pfad des Stromspiegels fließt, wobei das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal dem zeitkontinuierlichen Stromsignal entspricht, das durch den ersten Pfad fließt; einen Widerstand mit einem Anschluss, der mit dem zweiten Pfad des Stromspiegels verbunden ist, und einem weiteren Anschluss, der entweder mit dem Ausgangsanschluss der Verstärkerschaltung oder einem Referenzpotential verbunden ist, wobei der Widerstand konfiguriert ist, um das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal, das durch den zweiten Pfad des Stromspiegels fließt, in ein zeitkontinuierliches Spannungssignal umzuwandeln; und einen Spannungsteiler, der das zeitkontinuierliche Spannungssignal an seinem Eingang empfängt an seinem Ausgang und mit dem Referenzpotential verbunden ist, wobei der Spannungsteiler konfiguriert ist, dem Komparator das zeitkontinuierliche Spannungssignal mit einem reduzierten Spannungspegel als das Rückkopplungssignal bereitzustellen.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Anschluss des Widerstands der Rückkopplungsstufe mit dem Ausgangsanschluss der Inverterstufe verbunden ist und der zweite Anschluss des Widerstands mit dem Eingangsanschluss des Spannungsteilers und dem zweiten Pfad des Stromspiegels verbunden ist; und wobei der zweite Pfad des Stromspiegels zwischen dem zweiten Anschluss des Widerstands und einem Referenzpotential verbunden ist und der erste Pfad des Stromspiegels zwischen der induktiven Last und dem Referenzpotential verbunden ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, wobei der Stromspiegel unter Verwendung von n-Transistoren implementiert ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Anschluss des Widerstands der Rückkopplungsstufe mit einem Referenzpotential verbunden ist und der zweite Anschluss des Widerstands mit dem Eingangsanschluss des Spannungsteilers und dem zweiten Pfad des Stromspiegels verbunden ist; und wobei der zweite Pfad des Stromspiegels zwischen dem Ausgangsanschluss der Inverterstufe und dem zweiten Anschluss des Widerstands verbunden ist und der erste Pfad des Stromspiegels zwischen dem Ausgangsanschluss der Inverterstufe und der induktiven Last verbunden ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, wobei der Stromspiegel unter Verwendung von p-leitenden Transistoren implementiert ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal, das durch den zweiten Pfad des Stromspiegels fließt, proportional und kleiner als das zeitkontinuierliche Stromsignal ist, das durch den ersten Pfad des Stromspiegels fließt.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, wobei das gespiegelte zeitkontinuierliche Stromsignal, das durch den zweiten Pfad des Stromspiegels fließt, um einen Faktor 1/N kleiner als das zeitkontinuierliche Stromsignal ist, das durch den ersten Pfad des Stromspiegels fließt.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 7, wobei der Widerstand des Widerstands der Rückkopplungsstufe N-mal größer als die Widerstände der induktiven Last ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei der erste Pfad des Stromspiegels eine erste Anzahl von ersten Transistoren, die parallel zueinander geschaltet sind und das zeitkontinuierliche Stromsignal empfangen, das durch die induktive Last an ihrem Gate-Anschluss fließt, und die erste Anzahl von zweiten Transistoren, die parallel zueinander geschaltet und in Reihe mit den ersten Transistoren geschaltet sind, umfasst, wobei die Gate-Anschlüsse der zweiten Transistoren den Strom empfangen, der durch die ersten Transistoren fließt; und der zweite Pfad des Stromspiegels eine zweite Anzahl von dritten Transistoren, die parallel zueinander geschaltet sind und deren Gate-Anschlüsse mit den Gate-Anschlüssen der ersten Transistoren gekoppelt sind, und die zweite Anzahl von vierten Transistoren, die parallel zueinander geschaltet und in Reihe mit den dritten Transistoren geschaltet sind, umfasst, wobei die Gate-Anschlüsse der vierten Transistoren mit den Gate-Anschlüssen der zweiten Transistoren gekoppelt sind.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 9, wobei die erste Anzahl N-mal die zweite Anzahl ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei das zu verstärkende Signal an dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Komparators empfangen wird und das Rückkopplungssignal an dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators empfangen wird.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei der Spannungsteiler einen ersten Widerstand und einen zweiten Widerstand umfasst, die in Reihe geschaltet sind, wobei der erste Widerstand einen Anschluss aufweist, der mit einem Ausgang des Rückkopplungsfilters verbunden ist, um ein zeitkontinuierliches Spannungssignal zu empfangen, und einen anderen Anschluss aufweist, der mit dem einen der Eingangsanschlüsse des Komparators verbunden ist, um das Rückkopplungssignal bereitzustellen; und wobei der zweite Widerstand einen Anschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des ersten Widerstands verbunden ist, und einen anderen Anschluss aufweist, der mit dem Referenzpotential verbunden ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei der Spannungsteiler einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator umfasst, die in Reihe geschaltet sind, wobei der erste Kondensator einen Anschluss aufweist, der mit einem Ausgang des Rückkopplungsfilters verbunden ist, um ein zeitkontinuierliches Spannungssignal zu empfangen, und einen anderen Anschluss aufweist, der mit dem einen der Eingangsanschlüsse des Komparators verbunden ist, um das Rückkopplungssignal bereitzustellen; und wobei der zweite Kondensator einen Anschluss aufweist, der mit dem anderen Anschluss des ersten Kondensators verbunden ist, und einen anderen Anschluss aufweist, der mit dem Referenzpotential verbunden ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, wobei das zu verstärkende Signal einen Spannungspegel relativ zu dem Referenzpotential aufweist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei die Verstärkungsstufe ferner eine oder mehrere Pufferschaltungen umfasst, die zwischen dem Ausgangsanschluss des Komparators und einem Eingangsanschluss der Inverterstufe in Reihe geschaltet sind.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 15, wobei die eine oder die mehreren Pufferschaltungen konfiguriert sind, um eine Pegelverschiebung des Ausgangssignals des Komparators durchzuführen und das pegelverschobene Ausgangssignal des Komparators an den Eingangsanschluss der Inverterstufe bereitzustellen.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 16, wobei die eine oder mehreren Pufferschaltungen konfiguriert sind, um die Drive-Stärke des an den Eingangsanschluss der Inverterstufe angelegten Signals zu verstärken.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 16, wobei die Inverterstufe mindestens ein Paar von Gegentakttransistoren umfasst, die in Reihe geschaltet sind und eine Gegentaktkonfiguration bilden.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 18, wobei ein erster Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren ein p-leitender Transistor ist und der andere zweite Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren ein n-leitender Transistor ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 18 oder 19, wobei ein erster Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren mit einem ersten Referenzpotential verbunden ist und ein anderer zweiter Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren mit einem zweiten Referenzpotential verbunden ist, das sich von dem ersten Referenzpotential unterscheidet.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 20, ferner umfassend: eine erste Vorspannungssteuerschaltung, die konfiguriert ist, um das Ausgangssignal des Komparators zu integrieren und das integrierte Ausgangssignal des Komparators als das erste Referenzsignal an den Source-Anschluss des ersten Gegentakttransistors bereitzustellen; und eine zweite Vorspannungssteuerschaltung, die konfiguriert ist, um das Ausgangssignal des Komparators zu integrieren und das integrierte Ausgangssignal des Komparators als das zweite Referenzsignal an den Source-Anschluss des zweiten Gegentakttransistors bereitzustellen.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 18 oder 19, wobei ein erster Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren mit einem ersten Referenzpotential über einen oder mehrere erste Vorspannungstransistoren verbunden ist, die konfiguriert sind, um den durch den ersten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern, und wobei ein weiterer zweiter Gegentakttransistor des Paars von Gegentakttransistoren mit einem zweiten Referenzpotential über einen oder mehrere weitere zweite Vorspannungstransistoren verbunden ist, die konfiguriert sind, um den durch den zweiten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 22, wobei der eine oder die mehreren ersten Vorspannungstransistoren und der eine oder die mehreren zweiten Vorspannungstransistoren variable Widerstände bilden.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 22 oder 23, ferner umfassend: eine erste Vorspannungssteuerschaltung, die konfiguriert ist, um ein Vorspannungssignal an den Gate-Anschluss/die Gate-Anschlüsse des einen oder der mehreren ersten Vorspannungstransistoren als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators anzulegen, um dadurch den durch den ersten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern; und eine zweite Vorspannungssteuerschaltung, die konfiguriert ist, um ein Vorspannungssignal an den Gate-Anschluss/die Gate-Anschlüsse des einen oder der mehreren zweiten Vorspannungstransistoren als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators anzulegen, um dadurch den durch den zweiten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 24, wobei die erste und die zweite Vorspannungssteuerschaltung konfiguriert sind, um das Ausgangssignal des Komparators zu integrieren und das integrierte Ausgangssignal des Komparators als das Vorspannungssignal an die Gate-Anschlüsse des einen oder der mehreren ersten bzw. zweiten Vorspannungstransistoren bereitzustellen.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 24, wobei die erste Vorspannungssteuerschaltung konfiguriert ist, um eine ausgewählte Anzahl der ersten Vorspannungstransistoren als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators selektiv zu aktivieren und zu deaktivieren, um dadurch den durch den ersten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern; und die zweite Vorspannungssteuerschaltung konfiguriert ist, um eine ausgewählte Anzahl der zweiten Vorspannungstransistoren als Reaktion auf das Ausgangssignal des Komparators selektiv zu aktivieren und zu deaktivieren, um dadurch den durch den ersten Gegentakttransistor zum Ausgangsanschluss der Inverterstufe fließenden Strom zu steuern,
Verstärkerschaltung nach Anspruch 26, wobei die erste und die zweite Vorspannungssteuerschaltung einen Zähler oder eine Schaltmatrix implementieren, um die ausgewählte Anzahl von Vorspannungstransistoren selektiv zu aktivieren oder zu deaktivieren.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 21 oder 24, wobei jede der ersten und der zweiten Vorspannungssteuerschaltung eine Inverterschaltung umfasst, die zwischen zwei Gleichspannungsreferenzen und einen Pufferkondensator geschaltet ist, der zwischen den Ausgang der Inverterschaltung und eine der Gleichspannungsreferenzen geschaltet ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 28, wobei die Inverterstufe mehrere kaskadierte Inverter umfasst.