DE2929683A1

DE2929683A1 - Gegentakt-verstaerker

Info

Publication number: DE2929683A1
Application number: DE19792929683
Authority: DE
Inventors: Hikaru Kondou
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1978-07-24
Filing date: 1979-07-21
Publication date: 1980-02-07
Also published as: SG27283G; GB2031238A; US4306199A; HK45583A; DE2929683C2; GB2031238B; AU529417B2; AU4909879A

Description

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VICTOR COMPANY OF JAPAN, LTD. Yokohama-City, Kunagawa-Ken, Japan

Gegentakt-Verstärker

Die Erfindung betrifft einen Gegentakt-Verstärker mit einer ersten und zweiten Ausgangsschaltung, von denen jede zumindest einen Transistor aufweist und die gegenseitig in einer Gegentaktanordnung verbunden sind. Insbesondere betrifft die Erfindung einen Gegentakt-Ver star leer mit hoher Wirksamkeit, der einen Ausgang mit einem niedrigen Verzerrungsfaktor liefert und einen verbesserten Verstärkungsbetrieb gemäß der Klasse "A" liefert.

Im allgemeinen werden Verstärker in die Klassen "A", "AB", "B" usw. eingeteilt, was von der Weise abhängt, in welcher ihre Arbeitspunkte ausgewählt werden. Von diesen Verstärkern besitzt ein Verstärker der Klasse "A" einen Arbeitspunkt, der im wesentlichen in der Mitte des linearen Teils der Eingangsspannung in Abhängigkeit von der Ausgangsstromcharakteristik der Ausgangsstufentransistoren eingestellt ist. Aus diesem Grund weist ein Verstärker der Klasse "A" eine Charakteristik mit einer sehr niedrigen Verzerrung auf, besitzt jedoch andererseits gewisse Nachteile, wie beispielsweise die Notwendigkeit, einen Ruhestrom auch dann hindurchlaufen zu lassen, wenn kein Signal auftritt, wodurch der Wirkungsgrad gering ist und eine große Wärmemenge erzeugt wird. Im Falle eines üblichen Verstärkers der Klasse "A" mit 100 Watt Ausgang beispielsweise wird die Versorgungsspannung auf - 50 V eingestellt und der Ruhestrom auf einen Wert in der Größenordnung von 4 Ampere. Dementsprechend wird zu einem Zeitpunkt, zu dem kein iügnal auftritt, eine Leistung von 400 Watt verbraucht. Aus diesem Grund wird eine große Wärmemenge von einem derartigen Verstärker der Klasse "A" erzeugt, welche es erforderlich macht, Einrichtungen für die Ablaitung der Wärme vorzusehen, wodurch sich solche Probleme wie hohe Ko-

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sten, erhöhtes Gewicht und die Schwierigkeit bei der Miniaturisierung des Verstärkers ergeben.

Der Ruhestrom eines Verstärkers der Klasse "A" wird unter Beachtung des geschätzten Minimalwerts der Lastimpedanz, beispielsweise 4 Ohm, bestimmt. Aus diesem Grund wird in dem Fall, in welchem der Verstärker mit einer Lastimpedanz größer als dieser Wert verwendet wird, ein Nachteil in der Wirksamkeit auftreten, wie noch nachstehend beschrieben werden wird. Ein weiteres Problem ergibt sich dadurch, daß beim überschreiten dos Nennwertes durch die Ausgangsleistung mit einem herkömmlichen Verstärker der Klasse "A" dieser dann als ein Verstärker der Klasse "AB" arbeitet und dadurch Schaltverzerrungen auftreten können.

Bei einem Verstärker der Klasse "AB" ist der Ruhestrom geringer als bei einem Verstärker der Klasse "A", während im Falle eines Verstärkers der Klasse "B" der Ruhestrom theoretisch gleich Null ist. Bei den beiden zuletzt genannten Verstärkern ist der Wirkungsgrad höher als bei einem Verstärker der Klasse "A", und es wird weniger Wärme erzeugt. Andererseits tritt jedoch bei den Ausgangsstufentransistoren der Gegentakt-Verstärker der Klasse "AB" und "B" ein Schaltvorgang auf. Aus diesem Grund wird in ihren Ausgängen eine Schaltverzerrung erzeugt, und der Verzerrungsfaktor ist grosser als bei einem Gegentakt-Verstärker der Klasse "A".

Aufgabe der Erfindung ist es, einen neuen Gegentakt-Verstärker zu schaffen, der diese Nachteile nicht aufweist und bei Anlegen strenger Maßstäbe in keine der zuvor erwähnten, bekannten Klassen "A", "AB" und "B" eingereiht werden kann, jedoch eine verbesserte Betriebsweise gemäß der Klasse "A" nach einem neuen Betriebsmodus ermöglicht.

Diese Aufgabe wird von einem Gegentakt-Verstärker der eingangs beschriebenen Art gelöst, der nach den Merkmalen des kennzeichnenden Teils des Anspruchs 1 aufgebaut ist.

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Mit der Erfindung wird ein Gegentakt-Verstärker mit einem Schaltungsaufbau geschaffen, bei dem die Vorspannung der Ausgangsstufentransistoren konstant gehalten wird, wenn der Ausgang in einem Bereich unterhalb eines vorgegebenen Wertes liegt und bei dem die Vorspannung in Abhängigkeit von dem Ausgang verändert wird, wenn der Ausgangswert oberhalb eines bestimmten Wertes liegt.

Mit der Erfindung werden die Vorteile erzielt, daß ein verbesserter Betrieb gemäß der Klasse "A", ein sehr niedriger Ruhestrom erhalten werden, der einen guten Arbeitswirkungsgrad zur Folge hat und daß vor allem ein sehr niedriger Verzerrungsfaktor am Ausgang auftritt, infolge des Fehlens von Verzerrungen wie beispielsweise einer Schalt- und einer Überkreuz-Verzerrung. Die weitere Ausbildung der Erfindung ergibt sich aus den kennzeichnenden Merkmalen der Ansprüche 2 bis 7.

Im folgenden wird die Erfindung unter Bezugnahme auf zeichnerisch dargestellte Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1 - ein Diagramm der Charakteristiken zur Beschreibung der Arbeitsweise eines bekannten Verstärkers der Klasse "A",

Figur 2 - ein Schaltdiagramm einer ersten Ausführungsform des Gegentakt-Verstärkers nach der Erfindung,

Figur 3 - ein Diagramm der Beziehungen zwischen der Differenz der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung der Ausgangsstufentransistoren in der Schaltung nach Figur 2 und der Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter eines Transistors zum Verändern der Vorspannung,

Figur 4 - in einem Diagramm die Beziehung zwischen dem Ausgangsstrom und der Vorspannung der Schaltung nach Figur 2,

Figur 5 - eine Wellenform-Karte mit Wellenformen des Ausgangsstroms der Schaltung nach Figur 2_f

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Figur 6 - eine Wellenform-Karte mit der Wellenform des Ausgangsstroms eines bekannten Gegentakt-Verstärkers der Klasse "B",

Figur 7 - ein Schaltdiagramm einer zweiten Ausfuhrungsform des Gegentakt-Verstärkers nach der Erfindung,

Figur 8 - ein Teilschaltbild einer Abwandlung eines Teils der Schaltung nach Figur 7, und

Figur 9 - ein Schaltdiagramm einer dritten Ausführungsform des Gegentakt-Verstärkers nach der Erfindung.

Zum vollen Verständnis der vorliegenden Erfindung ist es förderlich, zunächst kurz den Ruhestrom eines bekannten Verstärkers der Klasse "A" in Verbindung mit Figur 1 zu beschreiben. Auf der Abszisse der Figur 1 ist die Spannung V_c„ zwischen dem Kollektor und dem Emitter eines Ausgangsstufentransistors des Verstärkers dargestellt, während die Ordinate den Emxtterausgangsstrom I_p des Transistors wiedergibt.

Im Falle einer Lastimpedanz von 8 Ohm ist die optimale Lastlinie zum Erhalten einer Ausgangswellenform, die durch die nicht unterbrochene Linie IV angezeigt ist, durch die nicht unterbrochene Linie I wiedergegeben. Der Ruhestrom in diesem Fall soll einen Wert haben, wie er im Punkt I- angezeigt ist. Die Lastlinie einer Lastimpedanz von 4 Ohm, wenn der Ruhestrom den Wert I₁ besitzt, entspricht der versetzten Linie II. Aus diesem Grund wird die Ausgangswellenform zu diesem Zeitpunkt verzerrt bzw. gestört, wie dies durch die versetzte Linie V angezeigt ist, und die Eingangswellenform wird nicht mehr langer genau wiedergegeben. Daher hat es sich in der Praxis von bekannten Verstärkern der Klasse "A" eingebürgert, den Ruhestrom auf einen Ruhestromwert I- einzustellen, der durch die optimale Lastlinie für die geschätzte niedrigste Lastimpedanz von 4 Ohm bestimmt wird, angezeigt durch die strichpunktierte Linie III. Wird jedoch der Verstärker für eine Last von 8 Ohm verwendet, so ist diese Praxis nachteilig in bezug auf den Wirkungsgrad.

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Demgegenüber ist es mit der Erfindung möglich, einen Gegentakt-Verstärker zu schaffen, der einen geringen Verzerrungsfaktor in der gleichen Größenordnung als derjenige eines Verstärkers der Klasse "A" besitzt und darüber hinaus für einen Betrieb geeignet ist mit einem hohen Wirkungsgrad, der nahe an denjenigen eines Verstärkers der Klasse "AB" oder "B" heranreicht.

Anhand von Figur 2 wird nun die erste Ausführungsform eines Gegentakt-Verstärkers nach der Erfindung beschrieben. Ein Tonsignal wird an einem Eingangsanschluß 11 eingespeist, durch eine Vortreiberschaltung 12 verstärkt und danach über die Emitter von Transistoren Q2 und Q5 weitergeleitet. Das durch den Emitter des Transistors Q2 weitergeleitete Signal wird an die Basis eines Transistors Q7 angelegt und zur gleichen Zeit an den nichtinvertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 17a. In ähnlicher Weise gelangt das Signal über den Emitter des Transistors Q5 an die Basis eines Transistors Q9 und wird zugleich dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 17b eingespeist.

Eine Dauerstrom- bzw. Konstantstromschaltung 13a umfaßt einen PNP-Transistor Q1, Widerstände R1 und R2 und eine Diode D1 und ist mit dem Emitter des Transistor:; Q2 verbunden. In ähnlicher Weise besteht eine Konstantstromschaltung 13b aus einem NPN-Transistor Q6, Widerständen R3 und R4 und aus einer Diode D2 und ist mit dem Emitter des Transistors Q5 in Verbindung. Der PNP-Transistor Q2, eine Diode D3 und Widerstände R5 und R6 bilden eine variable Vorspannungsschaltung 14a. Die vorwärts gerichtete Diode D3 und der Widerstand R6 sind parallel zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors Q2 geschaltet. Der Widerstand R5 liegt in Reihe mit dem Widerstand R6. Der NPN-Transistor Q5, eine Diode D4 und Widerstände R7 und R8 bilden eine weitere variable Vorspannungsschaltung 14b. Die in umgekehrter Richtung gepolte Diode D4 und der Widerstand R8 sind parallel zwischen den Kollektor und die Basis des Transistors Q5 geschaltet. Der Widerstand R7 ist in Reihe

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mit dem Widerstand R8 verbunden. Die zuvor erwähnten Widerstände R5, R6, R7 und R8 werden so ausgewählt, daß sie jeweils den gleichen Widerstandswert aufweisen.

Ein PNP-Transistor Q3, ein NPN-Transistor QA und Stromquellen -B1 und +B1 sind mit den Kollektoren dieser Tran~ sistoren verbunden, um eine Stromversorgungsschaltung 15 zu bilden. Der NPN-Transistor Q7 und ein weiterer NPN-Transistor Q8 und der PNP-Transistor Q9 und ein weiterer PNP-Transistor Q10 sind miteinander so verbunden, daß sie ein Darlington-Paar als Ausgangsstufen bilden. Die Emitter der Transistoren Q8 und Q10 sind mittels Widerständen R9 und R10 miteinander verbunden und die Ausgangsstufe ist als eine rein komplementäre Gegentakt-Anordnung aufgebaut. Die Verbindungsstelle zwischen den Widerstcnden R9 und R10 ist mit Widerständen R11 und R13 verbunden .

Eine Detektorschaltung 16a umfaßt einen Operationsverstärker 17a, dessen nichtinvertierender Eingangsanschluß mit dem Widerstand R11 verbunden ist und zwischen dessen Ausgang und nichtinvertierenden Eingang ein Widerstand R12 geschaltet ist. In ähnlicher Weise umfaßt eine weitere Detektorschaltung 16b einen Operationsverstärker 17b, dessen nichtinvertierender Eingangsanschluß mit dem Widerstand R13 in Verbindung steht und zwischen dessen Ausgang und nichtinvertierenden Eingang ein Widerstand R14 geschaltet ist. Bestimmte Gleichspannungen werden von Gleichspannungsquellen 18a und 19a und entsprechenden Gleichspannungsquellen 18b und 19b den beiden Eingangsanschlüssen dieser Operationsverstärker 17a bzw. 17b eingespeist. Die Widerstandswerte der Widerstände R12 und R14 werden gleich groß zu denjenigen der Widerstände R11 und R13 gewählt.

Das an der Verbindungsstelle der Widerstände R9 und R10 auftretende Ausgangssignal wird durch ein Filter geleitet, das eine Spule L1, einen Kondensator C1 und Widerstände R15 und R16 umfaßt und gelangt an einen Ausgangsanschluß 20.

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Die Emitterausgänge der Transistoren Q8 und Q10 werden durch die Widerstände R9 und R11 bzw. die Widerstände R10 und R13 geleitet und gelangen an die invertierenden Eingangsanschlüsse der Operationsverstärker 17a und 17b. Der Operationsverstärker 17a mißt die Spannungsdifferenz zwischen der Basisspannung des Transistors Q7 und der Emitterspannung des Transistors Q8, das ist die Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung der Ausgangsstufentransistoren Q7 und Q8. Das Spannungsdifferenzmeßsignal des Operationsverstärkers 17a gelangt über den Widerstand R5 an die Basis des Transistors Q2. In ähnlicher Weise stellt der Operationsverstärker 17b die Spannungsdifferenz zwischen der Basisspannung des Transistors Q9 und der Emitterspannung des Transistors Q10 fest, das ist die Spannungsdifferenz zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung der Ausgangsstufentransistoren Q9 und Q10. Das Spannungsdifferenz-Detektorausgangssignal des Operationsverstärkers 17b gelangt über den Widerstand R7 an die Basis des Transistors Q5.

Dies bedeutet nun, daß, wenn die Spannungsdifferenz zwischen der Basisspannung des Transistors Q7 und der Emitterspannung des Transistors Q8 groß wird, die festgestellte Ausgangsspannung für diese Spannungsdifferenz von dem Operationsverstärker 17a mit dieser Spannungsdifferenz übereinstimmt und dementsprechend groß wird, wodurch die Diode D3 sperrt und die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q2 infolge der Eingangsspannung an der Basis ansteigt. Umgekehrt, wenn die Spannungsdifferenz zwischen der Basisspannung des Transistors Q7 und der Emitterspannung des Transistors Q8 klein wird, beispielsweise in der Größenordnung von 1 Volt oder weniger, wird die als Ausgangssignal von dem Operationsverstärker 17a erzeugte festgestellte Spannungsdifferenz niedrig, wodurch die Diode D3 leitend wird. Demgemäß gilt für den Fall, in welchem als Transistor Q2 ein Siliziumtransistor und als Diode D3 ein Germaniumdiode verwendet werden, daß die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q2 einen Spannungswert von 0,2 Volt aufweist,

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der sich aus der Subtraktion des Spannungsabfalis von 0,5 Volt in der Durchgangsrichtung der Diode D3 von der Schwellenwertspannung von 0,7 Volt des Transistors Q2 ergibt.

Des weiteren gilt, da die Konstantstromschaltung 13a mit dem Emitter des Transistors Q2 verbunden ist und der Emitterstrom daher ein Konstantstrom ist, daß der Transistor Q2 einen abgeschalteten Zustand einnimmt. Zusätzlich gilt, da die Diode D3 zwischen den Kollektor und die Basis geschaltet ist, daß der Transistor Q2 nicht einen voll gesättigten Zustand erreicht und die Spannung zwischen seinem Kollektor und Emitter nicht unter 0,2 Volt absinkt. Daher nehmen die Ausgangsstufentransistorcm Q7 und Q8 niemals einen völlig abgeschalteten Zustand ein.

Die Differenz V_ßE zwischen den Eingangs- und Ausgangsspannungen der Ausgangsstufentransistoren Q7 und Q8 und die Spannung V_CE zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q2 stehen zueinander in einem Zusammenhang, der durch die Kurve VI in Figur 3 angezeigt ist. In ähnlicher Weise steht die Differenz V_ßE zwischen den Eingangs- und Ausgangsspannungen der Ausgangsstufentransistoren Q9 und Q10 und die Spannung V™ zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q5 untereinander in einer Beziehung, die durch die Kurve VII in Figur 3 dargestellt ist, wenn die Kollektorspannung des Transistors Q5 als eine Bezugsgröße genommen wird.

Die Summe

(Vorspannung) V_DC, zwischen dem Emitter des Transistors Q2 und dem Emitter des Transistors Q5, das ist die Spannung ^V _CE/_O2) zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q2 und die Spannung V___/r>!-, zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q5 weisen einen Zusammenhang in bezug auf den Ausgangsstrom I„ des Ausgangsanschlusses 20 auf, wie er in Fi gur 4 dargestellt ist. Insbesondere gilt, daß die Vorspannung V_ßS einen konstanten Wert von 2,8 Volt besitzt, wenn die Amplitude des Ausgangsstroms I₀ unterhalb eines bestimmten Wer-

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tes liegt. Wenn die Amplitude des Ausgangsstromes I_Q einen bestimmten Wart überschreitet, nimmt die Vorspannung V_no einen Wert an, der aus einer glättenden Addition der Änderung der Differenz zwischen den Eingangs- und Ausgangsspannungen der Ausgangsstufentransistoren von der zuvor erwähnten konstanten Spannung resultiert. Somit gilt, selbst wenn der Ausgang hoch ist, daß die Ausgangsstufentransistoren Q7, Q8, Q9 und Q10 nicht abgeschaltet sind und nur in ihrem aktiven Bereich arbeiten.

Die Wellenformen des Emitterausgangsstromes I„ der Transistoren Q8 und Q10, das ist der Ausgangsstrom I» zum Zeitpunkt einer großen Amplitude, sind in Figur 5 dargestellt. Die Kurve VIII zeigt die Ausgangsstromwellenforii des Emitters des Transistors Q8, während die Kurve IX die Ausgangsstromwellenform des Emitters des Transistors Q10 wiedergibt. Im Vergleich hierzu sind die Ausgangsstromwellenfor nen eines bekannten Gegentakt-Verstärkers der Klasse "B" in Figur 6 dargestellt.

Wie aus Figur 6 ersichtlich ist, werden bei dem bekannten Gegentakt-Verstärker der Klasse "B" Schaltverzerrungsanteile, die eingekreist dargestellt sind, in den Bereichen erzeugt, in denen die Transistoren Schaltvorgänge ausführen, wie beispielsweise abgeschaltet werden. Im Gegensatz dazu sind bei dem Gegentakt-Verstärker nach der Erfindung in der halben Periode auf der negativen Seite des Emitterausgangsstromes des Transistors Q8 und in der halben Periode auf der positiven Seite des Emitterausgangsstromes des Transistors Q10, wenn ein bestimmter konstanter Wert überschritten ist> die Emitterausgangsströme nach oben hin zu konstanten Werten durch die Diodencharakteristiken der Dioden D3 und D4 beschränkt. Somit ist aus einem Vergleich der Figui en 5 und 6 ersichtlich, daß Schaltverzerrungen, wie sie bei dem bekannten Gegentakt-Verstärker erzeugt werden, bei dem Geg· ;ntakt-Verstärker nach der Erfindung nicht auftreten. Des /eiteren gilt, da die Verbindung der Teile der oberen und unten η Äusgangs-

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wellenformen stetig ist, daß keine überkreuz-Verzerrung in der kombinierten Ausgangswellenform aufscheint.

Ein weiteres Merkmal des Gegentakt-Verstärkers der Erfindung ist, daß der gesamte Zyklus des Eingangs nicht verstärkt wij:d, wie dies bei einem, bekannten Gegentakt-Verstärker der Klasse "A" geschieht, stattdessen die halben Zyklen auf der Negativseite oder der Positivseite der Ausgangsströme der NPN-Transistoren Q7 und Q8 und der PNP-Transistoren Q9 und Q10 der Ausgangsstufe in ihrer Amplitude auf konstante Werte beschränkt werden, wodurch jeder Ruhestrom einen sehr geringen Wert von beispielsweise nur 0,3 Ampere aufweist. Daher wird in dem Verstärker nach der Erfindung nur eine sehr geringe Wärmemenge erzeugt und seine Wirksamkeit ist wesentlich höher als diejenige von einem bekannten Verstärker der Klasse ¹¹A" und ist ohne weiteres vergleichbar mit dem Wirkungsgrad eines bekannten Verstärkers der Klasse "B".

In der voranstehend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung können für die Dioden D3 und D4 Schottky-Dioden verwendet werden. Des weiteren können Feldeffekttransistoren mit verschiedenen Kanälen anstelle von bipolaren Transistoren eingesetzt werden.

Eine zweite Ausführungsform des Gegentakt-Verstärkers nach der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf Figur 7 beschrieben. In dieser Schaltungsanordnung sind zwei Konstantstromquellen 31a und 31b vorgesehen, zwischen denen eine variable Vorspannungsschaltung 32a, bestehend aus einem PNP-Transistor Q11 und Widerständen R21 und R22 für die Vorspanrungserzeugung, eine Stromversorgungsschaltung 33, bestehend aus einem variablen Widerstand VR für die Einstellung des Blindstromes und eine variable Vorspannungsschaltung 32b/ bestehend aus einem NPN-Transistor Q12 und den Vorspannungs-Widerständen R23 und R24 in Reihe geschaltet sind.

Detektorschaltungen 34a und 34b sind mit den variablen Vorspannungsschaltungen 32a und 32b verbunden. Die Detek-

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torschaltung 34a enthält PNP-Transistoren Q13 und Q1'4, Widerstände R25, R26 und R27 und eine Diode D11. Die Basen der Transistoren Q13 und Q14 sind miteinander verbunden, und ihre Verbindungsstelle steht in Verbindung mit dem Kollektor des Transistors Q14. Die Emitter der Transistoren Q13 und Q14 sind über die Widerstände R25 und R26 an einem Punkt (^ auf der Emitterseite des Transistors Q11 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q13 ist mit der Basis des Transistors Q11 verbunden. Die Diode D11 und der Widerstand R27 liegen in Reihe mit dem Kollektor des Transistors Ql4. Die Transistoren Q13 und Q14 und die Widerstände R25 und R26 bilden eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung. Die Detektorschaltung 34b hat einen Schaltungsaufbau ähnlich zu demjenigen der Detektorschaltung 34a, bestehend aus NPN-Transistoren Q15 und Q16, Widerständen R28, R29 und R20 und aus einer Diode Dl2. Die Transistoren Q15 und Q16 und die Widerstände R28 und R29 bilden eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung.

Die Emitter der Transistoren Q13 und QI4 sind über die Widerstände R25 und R26 mit der Basis eines Transistors Q17 verbunden. Die Ausgangsstufentransistoren Ql7, Q18 und Ql9 sind in einer Darlington-Anordnung miteinander verbunden. In ähnlicher Weise sind die Emitter der Transistoren Ql5 und Q16 über die Widerstände R28 und R29 mit der Basis eines Transistors Q20 verbunden. Die Ausgangsstufentransistoren Q20, Q21 und Q22 sind in einer Darlington-Anordnung miteinander verbunden. Die Ausgangsstufentransistoren Q17 bis Q22 bilden eine rein komplementäre, einpolig geerdete Gegentaktschaltung. Die Emitter der Transistoren Q17 und Q18 sind übor Widerstände R31 und R32 mit den Emittern der Transistoren Q20 und Q21 verbunden. Die Emitter der Transistoren Q19 und Q22 liegen über Widerstände R33 und R34 und einem Punkt (S) an einem Ausgangsanschluß 20. Der Verbindungspunkt (g) ist mit den Widerständen R27 und R30 verbunden.

In der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung werden die Widerstandswerte der Widerstände R21 bis R30 so gewählt, daß sich folgende Beziehungen ergeben:

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2R21 = R22, R23 = 2R24, R22 = R27 R25 = R26, R23 = R30, R28 = R29

Zur Vereinfachung der Beschreibung wird angenommen, daß die Schwellenwertspannungen zwischen den Basen und Emittern der Transistoren Q11 bis Q22 alle gleich sind und einen Wert V_ßES besitzen, und daß der emittergeerdete Gleichstromverstärkungsfaktor hp_E der Transistoren Q11 und Q12 einen derart großen Wert besitzt, daß der Basisstrom vernachlässigt werden kann. Der variable Widerstand VR wird so eingestellt, daß die Ruheströme, die durch die Widerstände R33 und R34 fließen, wenn kein Signal auftritt, von derart niedrigen Werten sind, daß der Spannungsabfall über die Widerstände R33 und R34 vernachlässigt werden kann. Als ein Ergebnis wird erhalten, daß die Ströme, die durch die Transistoren Q13, Q14, Q15 und Q16 fließen, im wesentlichen Null sind, wobei die Spannung zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistors Q11 (zwischen den Punkten (7y und ζα) ) und die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q12 (zwischen den Punkten (c\ und (d) ) den gleichen Wert von 3ν_ηϋσ besitzen.

Andererseits ist die Spannung zwischen den Punkten (e) und (G) gleich einem Wert 3V_ßES, infolge der Tatsache, daß die Transistoren Q17, Q18 und Q19 in einer dreistufigen Darlington-Anordnung miteinander verbunden sind. Des weiteren ist der Spannungsabfall in der Durchgangsrichtung des Transistors Q14 und der Diode D11 gleichfalls 3 V_ßES. Auch die Spannung zwischen den Punkten F und G ist 3V.™,,. Zu dem betrach-

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teten Zeitpunkt arbeitet jeder der Ausgangsstufentransistoren Q17 bis Q19 und Q20 bis Q22 in seinem aktiven Bereich.

Wenn ein Eingangssignal an den Eingangsanschluß 11 angelegt wird, der mit dem Punkt Q)) verbunden ist, fließt ein Strom durch den Ausgangsanschluß 20, der aus der Addition eines Stroms eines bestimmten Wertes, bestimmt durch dieses Eingangssignal, mit dem Ruhastrom resultiert. Während der Periode, in der dieser Strom wieder austritt, steigt die Po-

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tentialdifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Ausgangsstufentransistoren Q17, Q18 und Q19, das ist die Spannungsdifferenz zwischen den Punkten Qs) und (g) an, und zwar bis auf den Wert 3V_ßES zu dem Zeitpunkt, wenn kein Signal auftritt, durch eine zusätzliche Größe gleich der Summe aus Spannungsabfall über den Widerstand 33 und dem ansteigenden Inkrement der Spannung zwischen den Basen und Emittern der AusgangsStufentransistoren Q17, Q18 und Q19.

Dieses Spannungsanstieginkrement erscheint ebenso zwischen den beiden Anschlüssen des Widerstands R27, da die Widerstandswerte der Widerstände R25 und R26 so niedrig ausgewählt sind, daß sie im Vergleich mit dem Widerstandswert des Widerstands R27 vernachlässigbar sind. Hinzu kommt noch, da die strommäßig spiegelbildliche Schaltung die Transistoren Q13 und Q14 umfaßt, daß die Kollektorströme dieser Transistoren Q13 und Q14 im wesentlichen gleich sind und daher ein konstanter Strom I. von der Konstantstromquelle 31a durch den Widerstand R21 fließt. Aus diesem Grund erscheint auch das voranstehend erwähnte Spannungsanstiegsinkrement ebenso an den beiden Anschlüssen des Widerstandes R22. Demzufolge ist die Spannung zwischen den Punkten (a) und fß) um ein Inkrement angestiegen, das im wesentlichen gleich dem Anstiegsinkrement der Spannung zwischen den Punkten (e) und (g) ist.

Zu der gleichen Zeit sinken die Emitterausgangsströme der Ausgangsstufentransistoren Q20, Q21 und Q22 ab und die Spannungsdifferenz zwischen den Punkten © und (<z) wird kleiner. Die Spannung zwischen dem Kollektor und Emitter des Transistors Q12 wird im wesentlichen auf dem Wert 3V_BEg gehalten, auch wenn die durch die Transistoren Q15 und Q16 fließenden Ströme Null werden, wobei die Spannung zwischen den Punkten (f) und (^ ebenfalls im wesentlichen gleich 3V__Eg wird und die Vorspannung in -Vorwärtsrichtung der PNP-Transistoren Q20, Q21 und Q22 bleibt erhalten. Daher werden die Transistoren Q20_# Q21 und Q22 nicht in ihren Ausschaltzustand gebracht, so daß eine Schaltverzerrung nicht erzeugt wird.

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Andererseits steigen während der Periode, in der ein Ausgangsstrom durch den Ausgangsanschluß 20 infolge des Eingangssignals fließt, die Emitterausgangsströme der Ausgangsstufentransistoren Q20, Q21 und Q22 an, umgekehrt zu dem zuvor beschriebenen Ergebnis. Aus diesem Grund steigt die Spannungsdifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Ausgangsstufentransistoren Q20, Q21 und Q22, das ist zwischen den Punkten (f) und Cg) bis zu dem Wert von 3V_n^₀, zu dem Zeitpunkt an, in welchem kein Signal mehr auftritt, durch eine Inkrementgröße gleich der Summe aus Spannungsabfall über den Widerstand R34 und dem Anstiegsinkrement der Spannung zwischen den Basen und den Emittern der AusgangsStufentransistoren Q20, Q21 und Q22. Die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q12 steigt um eine inkrementelle Größe an, die im wesentlichen gleich dieser Spannungsänderung ist. Während dieses Zeitabschnitts, da die Spannung zwischen den Punkten (^ und Qi) im wesentlichen gleich 3V_ßES gehalten ist, sinkt die Spannung zwischen den Punkten (^) und (g) ab, wird dabei aber im wesentlichen gleich 3V_ßES, und die Ausgangsstufentransistoren Q17, Q18 und Q19 behalten ihre Vorspannung in Vorwärtsrichting im wesentlichen bei.

In der Schaltung dieser Ausführungsform der Erfindung entspricht die Ausgangsstromwellenform am Punkt (g) derjenigen, die in Figur 5 dargestellt ist.

Anstelle des Transistors Q11 in der zuvor beschriebenen Ausfuhrungsform der Erfindung können Transistoren Q23 und Q24 verwendet werden, die wie in Figur 8 gezeigt ist, geschaltet werden. Der Emitter des PNP-Transistors Q23 und der Kollektor des NPN-Transistors Q24 sind mit der Konstantstromschaltung 31a verbunden, und der Kollektor des Transistors Q23 ist mit der Basis des Transistors Q24 in Verbindung. Diese Schaltung ist vor allem wirksam, wenn sie als ein Ersatz in dem Fall verwendet wird, in welchem der Gleichstromverstärkungsfaktor h„„

zwischen Emitter und Masse des Transistors Q11 in der zuvor beschriebenen Ausführungsform der Erfindung klein ist und der

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Einfluß des Basisstromes nicht vernachlässigt werden darf. Insbesondere gilt, daß der Großteil des Konstantstromes X. durch den Transistor Q24 fließt, und daß der durch den Transistor Q23 fließende Strom relativ klein ist, wodurch der Einfluß des Basisstromes des Transistors Q23 auf die Spannung über die beiden Anschlüsse des Widerstandes R22 ausgeschaltet wird. Ein ähnlicher Schaltungsaufbau kann auch für den Transistor Q12 verwendet werden.

In der voranstehend beschriebenen Ausführungsforra der Erfindung sind die Ausgangsstufentransistoren in einer dreistufigen Darlington-Anordnung zusammengeschaltet, die Schwellwertspannung V„_ES zwischen den Basen und den Emittern ist daher im wesentlichen gleich, und der Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung wird auch gleich V_ßEg gehalten. Aus diesem Grund werden jeweils zwei Dioden für jede der Dioden D11 und D12 verwendet. In dem Fall, in welchem für den Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung verschiedene Dioden eingesetzt werden, ist die Anzahl der Dioden nicht auf zwei begrenzt. Des weiteren gilt für den Fall, in welchem die Ausgangsstufentransistoren in einer einzelnen Stufe angeordnet sind, daß die Dioden D11 und D12 nicht notwendig sind. Zusätzlich kann der Eingangsanschluß, der mit dem Emitter des Transistors Q12 verbunden ist, ebenso mit jedem der Punkte ^A) , (IT) und (c^ in Verbindung stehen.

Eine dritte Ausführungsform des Gegentakt-Verstärkers nach der Erfindung wird im folgenden unter Bezugnahme auf die Figur 9 beschrieben. In Figur 9 sind diejenigen Teile, die mit entsprechenden Teilen in Figur 7 übereinstimmen, mit den gleichen Bezugszahlen und -zeichen belegt. Eine Beschreibung dieser Teile erfolgt nicht mehr.

Dieser Verstärker weist eine Konstantspannungsschaltung 41 auf, die die Einstellung der Leerlaufströme und der Temperaturkompensation ermöglicht und die einen Transistor Q31, einen Thermistor TH1, der zwischen der Basis und dem Kollektor

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des Transistors Q31 geschaltet ist, und einen variablen Widerstand VR1 aufweist, der mit der Basis und dem Emitter des Transistors Q31 verbunden ist. Eine weitere wichtige Komponente dieses Verstärkers ist eine variable Vorspannungsschaltung 42a, die einen Transistors Q11, dessen Kollektor mit der Konstantspannungsschaltung 41 verbunden ist und einen Widerstand R22 umfaßt, der zwischen die Basis und den Kollektor des Transistors Q11 geschaltet ist. In symmetrischer Beziehung zu der variablen Vorspannungsschaltung 42a ist eine weitere variable Vorspannungsschaltung 42b vorgesehen, bestehend aus einem Transistor Q12, dessen Kollektor mit der Konstantspannungsschaltung 41 verbunden ist und einem Widerstand R23, der zwischen die Basis und den Kollektor dieses Transistors Q12 geschaltet ist. Dieser Verstärker weist des weiteren Detektorschaltungen 43a und 43b auf. Die Detektorschaltung 43a umfaßt Transistoren Q13 und Q14, die eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung bilden, einen Widerstand R27, einen Transistor Q32 in Diodenschaltung und einen Transistor Q33 in Emitterfolger-Schaltung. Ähnlich ist in symmetrischer komplementärer Beziehung zu der Detektorschaltung 43a die Detektorschaltung 43b aufgebaut, bestehend aus Transistoren Q15 und Q16, die eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung bilden, einem Widerstand R30, einem Transistor Q34 in Diodenschaltung und einem Transistor Q35 in Emitterfolger-Schaltung.

Die Leerlaufströme der Transistoren Q19 und Q22 sind mit Hilfe des variablen Widerstandes VR1 auf einen Wert von beispielsweise 50 bis 150 Milliampere eingestellt. Die Temperaturcharakteristiken werden durch den Thermistor TH1 und den Transistor Q31 kompensiert. Die durch die strommäßig spiegelbildlichen Schaltungen, welche die Transistoren Q13 und Q14 bzw. die Transistoren Q15 und Q16 enthalten, fließenden Ströme sind nahezu Null, wenn kein Eingangssignal auftritt.

Es wird angenommen, daß es einen Eingang in Vorwärtsrichtung gibt, wobei die Ströme der Ausgangsstufen-NPN-Transistoren Q17, Q18 und Q19 ansteigen und die Spannung zwischen den Punkten (a) und (g) gleichfalls ansteigt. Die Änderung in

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der Spannung zwischen den Basen und den Emittern der Transistoren Q14, Q32 und Q33 wird durch Δ V_ßE beschrieben- Die Spannungsänderung Δν_β1, die sich aus der Subtraktion von 3 4V„_E von der Spannungsänderung 4V,_G zwischen den Punkten (a) und (g) ergibt, tritt über den beiden Anschlüssen des Widerstandes R22 auf/ das ist zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q11. Als ein Ergebnis hiervon wird die Vorspannung zwischen den Punkten (b) und (G) um 3AV₀₁-, reduziert, und die Emitterausgangsstromwellenformen der Transistoren Q19 und Q22 erhalten den in Figur 5 gezeigten Verlauf. Die Betriebsweise des Schaltungsteils der verbleibenden unteren Hälfte der Figur ist ähnlich und ist daher aufgrund der voranstehenden Beschreibung verständlich, ohne daß eine weitere Beschreibung erforderlich ist.

Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen beschränkt, sondern es sind verschiedene Änderungen und Abwandlungen denkbar, ohne daß von dem Erfindungsgedanken abgewichen wird.

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Leerseite

Claims

I/r.-Ing. Wilhelm fidchel

BipHng. Woli(jang Baichel

6 Fiankiuri a. M. 1 18.7.1979

Paxksbafie 13

VICTOR COMPANY OF JAPAN, LTD. Yokohama-City, Kanagawa-Κθη, Japan

Patentansprüche

(J/. Gegentakt-Verstärker mit einer ersten und zweiten Ausgangsschaltung, von denen jede zumindest einen Transistor aufweist und die gegenseitig in einer Gegentaktanordnung verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß eine erste und zweite Detektorschaltung (16a, 16b; 34a, 34b; 43a, 43b) die Unterschiede zwischen den Eingangs- und Ausgangsspannungen der ersten und zweiten Ausgangsschaltung (Q7 bis Q10; Q17 bis Q22) feststellen und eine erste und zweite variable Vorspannungsschaltung (14a, 14b; 32a, 32b; 42a, 42b) entsprechend den festgestellten Ausgangssignalen der ersten und zweiten Detektorschaltung betätigen, um konstante Vorspannungen an die Transistoren der ersten und zweiten Ausgangsschaltung in dem Fall anzulegen, in welchem die Absolutwerte der Ausgangsströme der ersten und zweiten Ausgangsschaltung unterhalb eines bestimmten Pegels liegen, und um Vorspannungen gleich der Summe der konstanten Vorspannungen und der Spannungen, die den festgestellten Ausgangssignalen der ersten und zweiten Detektorschaltung zu der ersten und zweiten Ausgangsschaltung entsprechen für den Fall anzulegen, daß die Absolutwerte der Ausgangsströme oberhalb des bestimmten Pegels liegen.
2. Gegentakt-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Konstant-Stromschaltung (13a, 13b; 31a, 31b) mit der ersten und zweiten variablen Vorspannungsschaltung verbunden sind und daß eine Konstant-Spannungsschaltung (15; 33) zwischen die erste und zweite variable Vorspannungsschaltung geschaltet ist.

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3. Gegentakt-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite Detektorschaltung (16a, 16b) Operationsverstärker (17a, 17b) umfassen, an deren nicht invertierenden Eingängen die Exngangsspannungen der ersten und zweiten Ausgangsschaltung anliegen und in deren invertierenden Eingänge die Ausgangsspannungen der ersten und zweiten Ausgangsschaltungen eingespeist werden.
4. Gegentakt-Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und zweite variable Schaltung (14a, 14b) Transistoren (Q2, Q5) umfassen, deren Emitter mit der ersten bzw. zweiten Konstant-Stromschaltung (13a, 13b) und deren Basen über Widerstände (R5, R7) mit den Ausgangsseiten der ersten und zweiten Detektorschaltung (16a, 16b) verbunden sind, und daß je eine Diode (D3, D4) zwischen der Basis und dem Kollektor des entsprechenden Transistors geschaltet ist.
5. Gegentakt-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und die zweite Detektorschaltung (34a, 34b; 43a, 43b) eine Anzahl von Transistoren (Q13 bis Q16) umfassen, die gegeneinander in einer Weise geschaltet sind, daß sie strommäßig spiegelbildliche Schaltungen bilden und daß die Emitter der Transistoren an die Eingangsseiten der ersten und zweiten Ausgangsschaltung (Q17 bis Q19; Q20 bis Q22) und die Basen der Transistoren an die Ausgangsseiten der ersten und zweiten Ausgangsschaltung angeschlossen sind.
6. Gegentakt-Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Detektorschaltung (34a; 43a) einen ersten PNP-Transistor (Q13) und einen zweiten PNP-Transistor (Q14) enthält, dessen Basis mit dessen Kollektor und mit der Basis des ersten PNP-Transistors (Q13) verbunden ist, daß die Emitter der beiden PNP-Transistoren an die Eingangsseite der ersten

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Ausgangsschaltung (Q17 bis Q19) angeschlossen sind und eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung bilden, daß ein erster Widerstand (R27) zwischen den Basen der beiden PNP-Transistoren und der Ausgangsseite der ersten Ausgangsschaltung geschaltet ist, daß die zweite Detektorschaltung (34b; 43b) einen ersten NPN-Transistor (Q15) und einen zweiten NPN-Transistor (Q16) umfaßt, dessen Basis mit dessen Kollektor und mit der Basis des ersten NPN-Transistors verbunden ist, daß die Emitter der beiden NPN-Transistoren mit der Eingangsseite der zweiten Ausgangsschaltung (Q20 bis Q22) verbunden sind und eine strommäßig spiegelbildliche Schaltung bilden, daß ein zweiter Widerstand (R30) zwischen den Basen der ersten und zweiten NPN-Transistoren und der Ausgangsseite der zweiten Ausgangsschaltung geschaltet ist, daß die erste variable Vorspannungsschaltung (32a; 42a) einen dritten PNP-Transistor (Q11) aufweist, dessen Emitter mit der Eingangsseite der ersten Ausgangsschaltung und dessen Basis mit dem Kollektor des ersten PNP-Transistors (Q13) verbunden ist, daß ein dritter Widerstand (R22) zwischen die Basis und den Kollektor des dritten PNP-Transistors geschaltet ist, daß die zweite variable Vorspannungsschaltung (32b; 42b) einen dritten NPN-Transistor (Q12) enthält, dessen Emitter an die Eingangsseite der ersten Ausgangsschaltung und dessen Basis an den Kollektor des ersten NPN-Transistors (Q15) angeschlossen ist, und daß ein vierter Widerstand (R23) die Basis und den Kollektor des dritten NPN-Transistors miteinander verbindet.
7. Gegentakt-Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Detektorschaltung (34a; 43a) eine erste Diodenschaltung (D11; Q32, Q33) enthält, die in Reihe mit dem ersten Widerstand (R27) geschaltet und mit den Basen des ersten und zweiten PNP-Transistors verbunden ist, und daß die zweite Detektorschaltung (34b; 43b) eine zweite Diodenschaltung (D12; Q34, Q35) umfaßt, die in Reihe mit dem zweiten Widerstand (R30) liegt und mit den Basen des ersten und zweiten NPN-Transistors verbunden ist.

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