DE69636643T2

DE69636643T2 - Verstärker mit db-linearer verstärkungsregelung

Info

Publication number: DE69636643T2
Application number: DE69636643T
Authority: DE
Inventors: Barrie Portland GILBERT; Eberhard Portland BRUNNER
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 1995-12-13
Filing date: 1996-12-12
Publication date: 2007-08-23
Anticipated expiration: 2016-12-13
Also published as: WO1997022177A1; US5684431A; EP0867067A4; EP0867067B1; DE69636643D1; EP0867067A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft allgemein Regelverstärker und insbesondere Verstärker, bei denen die Verstärkung genau exponential zu einem analogen Regelsignal variiert werden kann.
Regelverstärker sind seit vielen Jahren in Verwendung, und zahlreiche unterschiedliche Techniken wurden zur Regelung ihrer Verstärkung eingesetzt. Dieses Thema ist so bedeutend für den Bereich der Signalverarbeitung, dass die Literatur zu umfangreich ist, um hier in angemessener Bündigkeit zusammengefasst zu werden. Es hat indessen den Anschein, dass ein gemeinsames Thema in vielen analogen Regelverstärkertechniken zur Sprache kommt – die Verwendung nichtlinearer Schaltkreiselemente direkt im Signalweg, z.B. das exponentielle Verhältnis zwischen Kollektorstrom und Basis-Emitter-Spannung in einem bipolaren Sperrschichttransistor.
Beispiele für diesen Ansatz finden sich in U.S.-Patent Nr.5,077,541 mit dem Titel "Variable Gain Amplifier Controlled by an Analog Signal und Having a Large Dynamic Range," und Nr. 5,432,478 mit dem Titel "Linear Interpolation Circuit", die beide von einem der gegenwärtigen Antragsteller stammen. Die in diesen beiden Patenten beschriebenen und diskutierten Regelverstärker lassen sich anhand des Blockdiagramms in 1 darstellen. Der Regelverstärker der 1 umfasst vier Hauptkomponenten: einen Interpolator 12, ein Dämpfernetzwerk 14, eine Reihe von Transkonduktanz-(gm)-Stufen 16 und einen Hauptverstärker 18. Der Regelverstärker, allgemein mit dem Bezugszeichen 10 dargestellt, umfasst auch einen Verstärkungseinstell-Rückkopplungsdämpfer, bestehend aus den Widerständen R1 und R2. Ein dritter Widerstand R0 ist gekoppelt zwischen einem inneren Kontaktfleck und einer Systemerdung (SYSTEM GROUND) dargestellt. Dieser Widerstand R0 repräsentiert den Widerstand nach einem Bonddraht in einem IC-Package sowie andere Störwiderstände.
Der Regelverstärker 10 umfasst einen einzigen Eingangsanschluss INP, an den eine Eingangsspannung V_IN angelegt ist. Diese Eingangsspannung wird mit der Systemerdung in Beziehung gesetzt, wie in 1 dargestellt. Der Verstärker 10 umfasst ähnlicher Weise einen Ausgangsanschluss zum Anlegen einer Ausgangsspannung V_OUT, die ebenfalls mit der Systemerdung in Beziehung gesetzt wird. Somit sind die Eingangs- und Ausgangsspannungen beide eintaktig.
Der Verstärker 10 umfasst auch ein Paar Eingangsanschlüsse GNP und GNM, an denen eine Verstärkungsregelspannung V_G anliegt. Diese Verstärkungsregelspannung V_G wird an den Interpolator 12 geliefert, der in Folge einen Regelstrom I_E zu den einzelnen gm-Stufen liefert, wenn die Verstärkungsregelspannung V_G zwischen ihren Minimal- und Maximalwerten variiert. Der Regelstrom aktiviert die einzelnen gm-Stufen in Folge und bewegt damit auf überlappende Weise die Transkonduktanz einer jeder von praktisch Null auf ein Maximum und zurück auf Null, um auf diese Weise die Gesamtverstärkung des variablen Verstärkers gleichmäßig zu variieren, während die Regelspannung V_G durch ihren Regelbereich geführt wird.
Der Dämpfer 14 umfasst eine Mehrzahl von (N) Abgriffen zur Bereitstellung einer fortschreitend gedämpften Version der Eingangsspannung V_IN. Jeder dieser Abgriffe ist wiederum mit einem nichtinvertierenden Eingang einer entsprechenden gm-Stufe verbunden. Eine gemeinsame Rückkopplungsspannung ist an die invertierenden Eingänge aller gm-Stufen gekoppelt. Eine detailliertere Illustration ist in 2 dargestellt, wo der Regelverstärker des Patents 5,077,541 reproduziert ist. Wie in 2 dargestellt, umfasst das Dämpfernetzwerk 14 N-1 R-2R Dämpferstufen. Jede dieser Stufen nach dem Stand der Technik wird hier als "Γ" Dämpferstufe bezeichnet.
Der Regelverstärker der 2 erzeugt präzise kalibrierte Linear-in-dB-Verstärkungsregelung, geringes Rauschen und gute Signalbearbeitungsfähigkeit sowie geringe Verzerrung. Diese Topologie weist jedoch einige Beschränkungen auf. Zunächst liegt der Eingangswiderstand normalerweise bei nur 100 Ohm. Dieser geringe Widerstand war nötig, um eine niedrige Spannungsgeräusch-Spektrumdichte (VNSD) zu erreichen, doch bereitet er in einigen Anwendungen Probleme. Zweitens bringen die Verwendung einer asymmetrischen Kettenleiter und einer "klassischen Op-Amp"-Rückkopplungstechnik gemeinsam die Notwendigkeit eines sehr geringen Widerstands im Erdungsanschluss mit sich (weniger als 0,2 Ohm), wenn Verstärkungsfehler vermieden werden sollen. Dieser erfordert die Verwendung mehrerer Bonddrähte. Drittens muss das Eingangssignal einseitig und auf die selbe Erdung bezogen sein wie das Ausgangssignal. Viertens sind zwei Spannungsversorgungen nötig. Fünftens gibt es eine hohe Ausgangs-Fehlspannung infolge der hohen Kreisverstärkung des Festverstärkers. Sechstens besteht eine hohe Offset- Welligkeit am Ausgang mit variierender Verstärkung, die hauptsächlich auf die periodisch variierenden Basisströme im Leiterdämpfer zurückzuführen ist. Diese Offsetvariation bei der Verstärkung ist in einigen Anwendungen störend, wo eine schnell steigende Verstärkungsregelspannung Störsignale mit wesentlich höherer Frequenz generieren kann. Siebentens variiert die Gesetzmäßigkeit des Verstärkungsfehlers (der "Verstärkungswelligkeit") mit der Temperatur. Wenn der Interpolator auf eine geringe Verstärkungswelligkeit bei 27°C konzipiert ist, hat er bei niedrigen Temperaturen eine sehr ausgeprägte Welligkeit, während er an den Extremitäten des Verstärkungsbereichs bei höheren Temperaturen höhere Fehler aufweist. Schließlich gibt es eine kleine, periodische Variation in der nichtlinearen Verzerrung über den Verstärkungsbereich.
Es besteht dem entsprechend ein Bedarf an einer Regelverstärker-Topologie, die nicht unter den Beschränkungen nach dem Stand der Technik leidet.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Es ist folglich ein Ziel der Erfindung, diese Beschränkungen der Regelverstärker auf dem Stand der Technik zu überwinden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Regelverstärker geschaffen, der Folgendes umfasst:
Einen Dämpfer mit einem Paar Differentialdämpfereingänge zum Empfangen eines Differentialeingangssignals und mit einer Reihe von Differentialdämpferausgängen zur Erzeugung progressiv gedämpfter Differentialsignale;
Eine Mehrzahl von Transkonduktanzstufen, je mit einem an einen der Differentialdämpferausgänge gekoppelten Differentialeingang, einem Vorspannungseingang zum Empfangen eines entsprechenden Ansteuersignals und einem Ausgang;
einen Interpolator mit ersten und zweiten Verstärkungsregeleingängen zum Empfangen eines analogen Regelsignals und einer Mehrzahl von Verstärkungsregelausgängen, wobei jeder Verstärkungsregelausgang mit einem entsprechenden Vorspannungseingang einer Transkonduktanzstufe gekoppelt ist, um an diese ein entsprechendes Ansteuersignal abzugeben;
einen Ausgangsverstärker, an dessen Ausgang jeder Transkonduktanzstufe ein Verstärkereingang gekoppelt ist und mit einem Verstärkerausgang zum Abgeben eines Regelverstärkerausgangssignals; und
eine Rückkopplungsstufe, die zwischen dem Ausgang des Ausgangsverstärkers und dem Eingang des Verstärkers eingebracht ist.
Der Regelverstärker gemäß der Erfindung funktioniert nach dem Prinzip des aktiven Rückkopplungsverstärkers (AFA). Mit dem AFA können zwei gleiche Differentialeingangs-gm-Stufen benützt werden, um einen Kreisverstärker zu realisieren. Der AFA liefert einen hochohmigen Differentialeingang und erlaubt die Trennung von Eingangs- und Ausgangs-Erdungen. Der Regelverstärker gemäß der Erfindung erreicht dies durch Bereitstellung eines Differentialdämpfers, der aus N-1 "π" Dämpferstufen besteht (wobei N der Anzahl der gm-Stufen entspricht), wodurch ein vollsymmetrisches "π" Netzwerk gebildet wird. Zudem wird die Rückkoppelung nicht an alle gm-Stufen gegeben, sondern vielmehr an eine separate, unabhängige gm-Stufe, eine der beiden des AFA. Dies erlaubt die Verwendung beider Signalanschlüsse der Eingangs-gm-Stufen womit eine vollständige Differentialeingangskapazität geboten wird. Ein hohes Gleichtaktunterdrückungsverhältnis (CMRR) wird durch eine sorgfältige Planung des Verstärkers von DC bis zu hohen Frequenzen gewährleistet. Unter Nutzung von PNP-Transistoren kann der Gleichtaktbereich bis hinunter zur Erdung erweitert werden (allgemeiner, bis zu einer negativen Versorgung), was die Nützlichkeit des Verstärkers beträchtlich erhöht.
Ein Zwei-Quadrant-Vervielfacher kann bereitgestellt werden, um die temperaturstabile Verstärkungsregelspannung V_G in eine Spannung proportional zu V_G zu wandeln, die aber auch zur absoluten Temperatur proportional ist (PTAT), die wiederum das Interpolator-Netzwerk mit einer variablen PTAT-Spannung ansteuert. Dies erlaubt eine niedrigere Signalansteuerung auf die Eingangsspannung zum Interpolator über den gesamten Temperaturbereich, wodurch der Regelverstärker mit einer einzelnen Versorgungsspannung arbeiten kann.
Eine Stromfreigabezelle kann bereitgestellt werden, die den Regelverstärker effektiv ausschaltet, wenn die Verstärkungsregelspannung V_G unter einen bestimmten Schwellwert fällt.
Ein Vorteil der Erfindung ist der voll differentielle Eingang.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung ist die Eliminierung von Fehlern aufgrund der Impedanzkopplung im Eingangsdämpfernetzwerk.
Ein weiterer Vorteil ist die Genauigkeit und Temperaturunempfindlichkeit der Verstärkungsentsprechung des Verstärkers.
Ein weiterer Vorteil des Verstärkers gemäß der Erfindung ist, dass der Schaltkreis von einer einzigen Versorgung aus operieren kann.
Ein weiterer Vorteil ist die Fähigkeit, den Schaltkreis in einen tieferen Energiezustand zu versetzen.
Die Erfindung wird anhand eines nicht einschränkenden Beispiels unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen weiter beschrieben.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm eines Regelverstärkers auf dem Stand der Technik unter Anwendung einer OPA-Topografie.
2 ist ein detaillierteres Blockdiagramm des Regelverstärker auf dem Stand der Technik in 1.
3 ist ein Blockdiagramm eines Regelverstärkers gemäß der Erfindung.
4 ist ein detaillierteres Blockdiagramm des Regelverstärkers der 3 mit dem Design des Differentialdämpfers.
5 ist eine schematische Zeichnung eines praktischen Ausführungsbeispiels des Differentialdämpfers der 3.
6 ist eine schematische Zeichnung eines weiteren Ausführungsbeispiels des Differentialdämpfers der 3.
7 ist ein schematisches Diagramm des Regelverstärkers der 3.
8 ist ein schematisches Diagramm des Interpolators der 7.
9 ist eine schematische Darstellung eines Zweiquadrant-Vervielfachers, der dazu dient, die temperaturstabile Verstärkungsregelspannung V_G in eine Spannung V_BB proportional zur absoluten Temperatur (PTAT) zu wandeln, die den Interpolator der 3 ansteuert.
10 ist ein schematisches Diagramm einer Stromfreigabezelle, die Strom vom Regelverstärker abzieht, wenn die Verstärkungsregelspannung V_G unter einem bestimmten Schwellwert liegt.
11 ist ein Blockdiagramm einer Dualmodusversion des Regelverstärkers gemäß der Erfindung, der mit einer einfachen und einer doppelten Spannungsversorgung arbeitet.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Nunmehr Bezug nehmend auf 3, ist ein Regelverstärker unter dem Bezugszeichen 20 allgemein dargestellt. Der erste bestimmende Aspekt des Verstärkers 20 im Vergleich zu Regelverstärkern nach dem Stand der Technik sind die voll differentiellen Signaleingänge, bestehend aus den Eingangsanschlüssen INP und INM. Eine voll differentielle Eingangsspannung V_IN kann dann über die beiden Anschlüsse angelegt werden. Die Eingangsimpedanz liegt – als diese Schnittstelle betrachtet – zwischen 200 Ω und 1 kΩ und ist im wesentlichen potentialfrei, je nach Design des Dämpfers. Dies im Kontrast zu der relativ niedrigen Impedanz (z.B. 100 Ω) des einseitigen Signaleingangs des oben erörterten Regelverstärkers nach dem Stand der Technik.
Die Differentialsignal-Eingangsanschlüsse INP und INM sind mit einem Differentialdämpfer 22 gekoppelt. Der Differentialdämpfer wird weiter unten detaillierter beschrieben. Wie der
3 jedoch zu entnehmen ist, hat der Differentialdämpfer 22 N Ausgangspaare. Jedes Paar Differentialdämpferausgänge ist mit den Differentialeingängen einer entsprechenden gm-Stufe in einem gm-Block 24 gekoppelt. Für jedes Ausgangspaar ist ein Paar direkt mit einem nichtinvertierenden Eingang (+) der entsprechenden gm-Stufe verbunden, und das andere direkt mit dem invertierenden Eingang (–) der selben Stufe. Die Differentialausgänge jeder gm-Stufe sind mit dem Differentialeingang des Hauptverstärkers 28 gekoppelt.
Wie auf dem Stand der Technik, umfasst der Regelverstärker 20 eine differentielle Verstärkungsregelschnittstelle, bestehend aus den Eingangsanschlüssen GNP und GNM, über die eine Verstärkungsregelspannung V_G angelegt ist. Diese Verstärkungsregeleingänge sind mit einem Interpolator 26 verbunden, der entweder ein linearer oder Gaußscher Interpolator sein kann, wie in den oben zitierten US-Patenten gezeigt und beschrieben. Der Interpolator 26 umfasst, wie in der Fachwelt bekannt, N Ausgänge, wobei jeder Ausgang an eine entsprechende gm-Stufe gekoppelt ist, um einen Vorspannungsstrom an jede der gm-Stufen zu liefern, der auf die Verstärkungsregelspannung V_G anspricht. Dies wird besser einsehbar in der nachstehenden Diskussion unter Bezugnahme auf 4 und 5.
Der Verstärker 20 umfasst einen Hauptverstärker 28 mit einer sehr hohen Verstärkung des offenen Regelkreises (d.h. A_OL → ∞). Der Hauptverstärker 28 besitzt einen Differentialeingang, der mit den Differentialausgängen aller N gm-Stufen von 24 verbunden ist.
Der Regelverstärker 20 umfasst ein Rückkopplungsnetzwerk, bestehend aus den Widerständen R4 und R5. Ein weiterer augenfälliger Unterschied zwischen der in 3 dargestellten Topologie und jener des Standes der Technik liegt darin, dass die Rückkopplung nicht an alle gm-Stufen zurück gegeben wird, sondern vielmehr an eine getrennte, unabhängige gm-Stufe 30, wie bei einem Aktiv-Rückkopplungs-Verstärker (AFA). Dies erlaubt die Verwendung beider Signalanschlüsse der Eingangs-gm-Stufen 24, wodurch eine voll differentielle Eingangskapazität zur Verfügung gestellt wird – eine wertvolle neue Funktion! Bei dieser Konfiguration ist die Kreisverstärkung proportional zum Verhältnis der Eingangs-gms (die infolge ihrer sequenziellen Freigabe durch den Interpolator 26 variieren) zum Fest-gm der Rückkopplungsstufe 30. Das muss die Verstärkungsgenauigkeit nicht direkt beeinträchtigen, da analoge Schaltkreise für gewöhnlich von Abgleichungen und Verhältnissen zwischen gleichen Elementen in monolithischen Schaltungen abhängig sind, es erfordert jedoch eine sorgfältigere Beachtung der Implementierungsdetails. Beispielsweise sind alle gm-Stufen in einem praktischen Ausführungsbeispiel irgendwie vom Gleichtaktniveau an ihren Eingängen abhängig; es liegt also nunmehr ein Mechanismus für eine Verstärkungsabhängigkeit vom Gleichtaktsignal in jenen Anwendungen vor, in denen die Differenzierungsfähigkeit gefordert ist. Die signifikant geänderte Topologie wirkt sich auch auf die Verzerrung aus, da die Sig nale von den gm-Stufen nicht mehr genullt werden, wie nach dem Stand der Technik, sondern von diesen voll unterstützt werden müssen. Hier ist indessen das Prinzip der Nichtlinearitätsunterdrückung entscheidend.
Der Regelverstärker gemäß der Erfindung verwendet eine Rückkopplungsstufe und einen Verstärkungseinstelldämpfer zur Herstellung eines kompletten Aktiv-Rückkopplungs-Verstärkers (AFA). Der wesentliche Punkt zum Verständnis besteht hier darin, dass die gm-Nichtlinearität (hyperbolische Tangentenfunktion) des in der Rückkopplungsstufe verwendeten, einfachen bipolaren Differentialpaares die von den Eingangs-gm-Stufen eingeführten Nichtlinearitäten unterdrückt. In einem einfachen AFA mit nur einer Eingangszelle und einer Rückkopplungszelle besteht die formale Anforderung für die Linearität lediglich darin, dass die Schweifströme gleich sind. Im Fall des Regelverstärkers gemäß der Erfindung wird diese Bedingung durch die Tatsache verzerrt, dass bei jedem einzelnen Wert der Verstärkung mehr als eine Eingangszelle partiell aktiv ist. Es wurde empirisch festgestellt, dass die Mindestverzerrung stattfindet, wenn die Rückkopplungszelle mit annähernd 0,8 Mal der Eingangszellen-Vorspannung betrieben wird.
Mit einem Pufferverstärker 31 wird die Ausgangsspannung V_OUT "autozentriert". So kann der Verstärker mit unterschiedlichen Stromversorgungs-Konfigurationen operieren, einschließlich Einfach- und Doppelversorgungen.
Nunmehr Bezug nehmend auf 4, ist ein detaillierteres Blockdiagramm des Regelverstärkers 20 dargestellt. In diesem Diagramm sind die N gm-Stufen einzeln dargestellt, wobei N gleich 8 ist. Die Erfindung ist nicht auf den Fall N = 8 beschränkt, sondern kann auch auf weniger oder mehr gm-Stufen erweitert werden. Jede gm-Stufe (z.B. 24A) umfasst eine Gruppe von Differentialeingängen (+, –) und Differentialausgängen. Die Differentialausgänge jeder Stufe sind mit den Differentialeingängen des Hauptverstärkers 28 gekoppelt, während die Differentialeingänge der gm-Stufen mit einem entsprechenden Abgriffpaar des Differentialdämpfers 22 gekoppelt sind.
Der Dämpfer 22 ist ein spiegelsymmetrischer Leiterdämpfer, der (N-1) "p"-Dämpferabschnitte oder Stufen umfasst, anstelle der "Γ"-Abschnitte nach dem Stand der Technik. Infolge dieser Symmetrie fließen die "im wesentlichen gleichen" Basisströme, die zu den einzelnen Transistorpaaren in den gm-Stufen gehören, nun in gleiche Widerstände und generieren im wesentlichen null Offsetspannungen aufgrund dieser Ströme. Dies hat bisher nach dem Stand der Technik nicht gegolten.
Die Optimierung der Dämpfung pro Abgriff ist wichtig. Ist sie zu niedrig, wird eine große Anzahl von Abgriffen (und damit gm-Stufen) benötigt, um einen bestimmten Verstärkungsbereich abzudecken; das ist unwirtschaftlich und erhöht die Ansteuerspannungserfordernisse für den Interpolator. Ist sie zu hoch, nimmt die Welligkeit im Verstärkungsbereich zu, es sei denn andere Maßnahmen zum "Glätten" der Interpolatorfunktion werden ergriffen. Wird die Leitermethode zu weit getrieben, können "Rundschultern" an den Extrempunkten des Verstärkungsbereichs die Folge sein. Ein weiterer wichtiger Faktor ist die Herstellbarkeit des Dämpfers. Die Verwendung ganzzahliger Widerstände wird aus Gründen der Herstellbarkeit bevorzugt. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist für jede Dämpferstufe eine R-3R-R "Ganzzahlübersetzung" gewählt. Diese Wahl erzeugt eine Dämpfung von 6,9 dB pro Abgriff oder 48,4 dB Gesamtdämpfung. Dies erbringt eine adäquate Menge Bereichsüber- und Unterlauf und gute Gesetzeskonformität bis zu den Rändern eines nominalen 40 dB Regelverstärkungsbereichs, bei gleichzeitiger Vermeidung exzessiver Welligkeit im Verstärkungsfehler.
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel des Differentialdämpfers 24 ist in 5 dargestellt. Dieser Dämpfer ist eigentlich ein R/3-R-R/3 Netzwerk. Wenn wir R mit 800 Ohm ansetzen, liegt der Eingangswiderstand bei annähernd 1 k Ohm. Es ist erforderlich, dass diese Widerstände R physikalisch groß sind, um die potenziell hohen Spitzensignalströme (damit die Eingangsleistung) zu bewältigen. Der Dämpfer ist anschlussseitig auch mit Padding-Widerständen ausgestattet, die benötigt werden, weil der theoretische Endabschluss zur Nutzung dieses Netzwerks mit R = 800 Ohm bei 471,7 Ohm liegt, was mit Einheitswiderständen nicht zu realisieren ist. Wenn annähernd 800 Ohm parallel mit zweimal 800 Ohm (also 533,3 Ohm) verwendet werden, sind im Nebenschluss weitere 4,08k Ohm erforderlich. Eine kleine empirische Anpassung dieses Endabschlusses kann eine genauere Verstärkung ergeben, die für das untere Ende des Bereichs geeignet ist.
Ein alternatives Ausführungsbeispiel des Differentialdämpfers ist in 6 dargestellt. Dieser Dämpfer mit "Mittelabgriff" umfasst einen dritten Eingangsanschluss MID, an den eine mittlere Spannungsversorgung angelegt ist. Diese Mittelspannung eliminiert die Strommodulierung infolge früher Spannungseffekte auf die in der Interpolatorschaltung benützten Stromspiegel (7) sowie die Vorspannung über die N gm-Stufen hinauf.
In 7 ist ein detaillierteres Diagramm des Regelverstärkers gemäß der Erfindung dargestellt. Der Verstärker mit Gaußschem Interpolator 40 und mehreren doppelten Stromspiegeln 42 ist dargestellt. Der Gaußsche Interpolator 40 umfasst mehrere Eingänge: Die Regeleingänge INTP und INTM, einen Vorspannungseingang BASE, einen Versorgungsspannungseingang VP und einen Steuerstromeingang IE, durch den ein Steuerstrom I_E fließt. Der Interpolator 40 also umfasst auch acht Ausgänge I1–I8, die hintereinander mit dem Steuerstrom IE angesteuert werden, während das Steuersignal zwischen seinen Minimal- und Maximalwerten variiert.
Das bevorzugte Ausführungsbeispiel des Dämpfers 40 ist in 8 dargestellt. Der darin dargestellte Gaußsche Interpolator 40 entspricht im wesentlichen dem in U.S.-Patent Nr. 5,077,541 dargestellten. Es bestehen allerdings zwei Unterschiede. Der erste ist der Vorspannungseingang BASE, der an einem mittleren Punkt im Schaltkreis angeschlossen ist. Dieser Vorspannungseingang BASE ist mit den Basen der einzelnen Stromquellentransistoren verbunden, um dort eine Vorspannung anzulegen. Diese Vorspannung schafft den Strom, der von den einzelnen Stromquellentransistoren bereitgestellt wird (z.B. Q4). Der andere Unterschied ist die Hinzufügung von RC-Netzwerken 44 und 46 zu den Signaleingängen INTP bzw. INTM. Abgesehen davon, ist der Interpolator 40 im wesentlichen jener, der im zitierten Patent dargestellt ist und funktioniert im wesentlichen auf dieselbe Art und Weise. Dem entsprechend wird seine Funktionsweise hier nicht weiter erörtert.
Weiter Bezug nehmend auf 7, ist eine Mehrzahl von Doppel-Stromspiegeln 42 mit den acht Ausgängen des Interpolators 40 gekoppelt. Beispielsweise ist ein Doppel-Stromspiegel 42A mit dem Ausgang 1, des Interpolators 40 gekoppelt, um von diesem einen Strom zu beziehen. Dieser Strom fließt durch die am Transistor Q1 angeschlossene Diode, die damit eine Basis-Emitterspannung über die Basis-Emitter-Verbindung schafft. Diese Spannung (zuzüglich den Spannungsabfall am Widerstand R33) wird über die Basis-Emitter-Verbindungen der Spiegeltransistoren Q2 und Q3 angelegt, wodurch Ströme in diesen Spiegeltransistoren produziert werden. Auf diese Weise wird der Strom durch Q1 auf die Transistoren Q2 und Q3 "gespiegelt". Der Strom durch die Spiegeltransistoren Q2 und Q3 ist nicht von der gleichen Stärke wie jener durch Q1, da die Emitter-Bereiche von Q2 und Q3 nicht jenen von Q1 entsprechen. Die Emitter-Bereiche von Q2 und Q3 müssen jedoch exakt gleich sein, so dass die Ströme durch Q2 und Q3 exakt identisch sind. Doppelte Stromspiegel sind erforderlich wegen der gewählten Implementierung der unten in 7 dargestellten gm-Stufen.
Jede gm-Stufe besteht aus vier Transistoren, sie als sogenannte "Multi-tanh" gm Zellen organisiert sind. Die Multi-tanh gm Zellen besitzen eine weitaus bessere inhärente Linearität als die einfachen bipolaren Differentialpaare, die typischer Weise als gm Zellen verwendet werden. Die detaillierte Erklärung der Multi-tanh gm Zellen erfolgt in meinem gemeinschatflich zugeteilten, gleichzeitig eingereichten Patentantrag mit den Titel "Current-Controlled Quadrature Oscillator Based on Differential gm/C Cells" vom 23. November 1994, Seriennummer 08/344,361, das diesem Dokument durch Bezugnahme einverleibt sei. Die Multi-tanh Zelle 24A funktioniert im wesentlichen wie ein einfaches Differentialpaar, nur mit erhöhter Linearität. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist das Emitterbereich-Verhältnis Q6 zu Q8 und Q7 zu Q9 gleich vier zu eins (4:1). Es ist dieser Unterschied der Emitterbereiche, der die erweiterte Linearität erzeugt.
Die Multi-tanh gm Zelle 24A umfasst vier Eingänge und zwei Ausgänge. Zwei der Eingänge 44 und 46 sind an die entsprechenden Ausgänge 44 und 46 des jeweiligen Stromspiegels 42A angeschlossen. Der Stromspiegel 42A liefert folglich die beiden Schweifströme, die von der Multi-tanh gm Zelle benötigt werden. Wenn anderseits ein einfaches Differentialpaar für jede gm-Zelle verwendet würde, wäre nur ein einfacher Stromspiegelausgang erforderlich.
Die Multi-tanh gm Zelle 24A umfasst des weiteren zwei Signaleingänge 48 und 50, die mit einem Abgriffpaar auf dem Differentialdämpfer verbunden sind, um eine gedämpfte Version der Eingangsspannung V_IN zu erhalten. Die Ausgänge 52 und 54 sind mit den Ausgängen OPM bzw. OPP verbunden, die mit den Differentialeingängen des Hauptverstärkers verbunden sind (3). Die anderen Multi-tanh gm Zellen sind ähnlicher Weise mit ihren jeweiligen Stromspiegeln und Abgriffen auf dem Differentialdämpfer verbunden.
In 7 nicht dargestellt sind der Hauptverstärker und die Rückkopplungs-gm-Stufe. Die Fest-gm-Stufe kann ähnlich wie die anderen gm-Stufen unter Verwendung einer Multi-tanh gm Zelle konstruiert werden. Die Schweifströme an die Fest-gm-Zelle kommen jedoch nicht vom Interpolator, da die Schweifströme fixiert sind. So können feste Stromquellen verwendet werden, wie sie in der Fachwelt bekannt sind.
Erneut Bezug nehmend auf 8, war der Interpolator nach dem Stand der Technik, wie er im Patent '541 dargestellt ist, für ein Doppelversorgungssystem vorgesehen (d.h. +/– 5 Volt). Es ist jedoch wünschenswert, mit einer einzelnen 5-Volt-Versorgung zu arbeiten, was bei Worstcase-Temperaturen bedeutet: von einer 4,5-Volt-Versorgung. Im Gaußschen Interpolator wird der Steuerstrom I_E von den an den Basisknoten angelegten Spannungen zu einem der acht Transistoren "gelenkt", die das Ergebnis zweier Effekte sind: (1) die Ströme I_B in den Widerständen R_B veranlassen die Basisspannungen V_B(x), wobei x für die Links-Rechts-Position steht, dazu, an einer parabolischen Ortskurve anzuliegen, die am positivsten innerhalb des Netzwerks ist und zu beiden Seiten ihres Maximums negativ abfällt und eine Spitzenamplitude I_BR_B/8 aufweist; (2) die Spannungsdifferenz V_BB zwischen den Enden des Widerstandsnetzwerks ändert die Position dieses Maximums in V_B(x). Infolge der hohen Transkonduktanz des BJT, führen die Transistoren mit den positivsten Basen den Großteil des I_E. Somit kann V_B(x) in der Form –Qx² ausgedrückt werden, wobei Q für den Parabolgradienten steht; dies resultiert zusammen mit der exponentiellen Beziehung I_E minus V_BE in einer im wesentlichen Gaußschen Formel exp(–Qx²) für die Kollektorströme, ausgenommen dass die N Transistoren eine sehr unterschiedliche Form haben, weil die parabolische Spannung für jene Geräte, die schließlich alle I_E für große V_BB Übersteuerungen leiten, "über das Ende des Netzwerks abläuft".
Es kann gezeigt werden, dass für ein N-Transistornetzwerk eine Ansteuerung von präzise (N-1) I_BR_B erforderlich ist, um das Maximum von einem Basisknoten zu seinem Nachbarn zu übertragen. Für eine Bewegung von Q, zu Q_N (die (N-1) Verschiebungen mit sich bringt) ist dem nach eine Ansteuerung von (N-1)²I_BR_B erforderlich, und in der Praxis beträgt die Spitzenansteuerung etwa "eine Einheit" von (N-1) I_BR_B mehr als dies. Für einen Fall mit acht Transistoren ist somit eine gesamte Spannungsvariation von etwa 56I_BR_B erforderlich (N = 8). Diese Ansteuerung wird differentiell angelegt, so dass sich jedes Ende des Basisnetzwerks um 28I_BR_B bewegen muss. In allen Fällen ist I_B proportional zur absoluten Temperatur (PTAT), um das gm (und damit die Bandbreite) des OP-Verstärkers zu stabilisieren, von dem diese gm Zellen die Eingangsstufen bilden.
Das Ausmaß der Spannung I_BR_B bestimmt den Parabolgradienten Q. Es kann gezeigt werden, dass der Gradient Q eine bestimmte Menge von V_T (d.h. kT ÷ q) Einheiten sein muss, um einen gut kontrollierten Transfer von I_E von einem Transistor zum anderen zu erreichen. Wenn Q zu hoch ist, wird der Transfer abrupt, und die letzte Verstärkerfunktion weist eine starke Abweichung (Welligkeit) vom idealen Linear-in-dB-Gesetz auf; wenn zu niedrig, ist der Verstärkerfehler "weich" und hat "Schultern" an den Bereichsextremen.
Die Spannung, die zum vollständigen Ansteuern des Caußschen Interpolators des Patents '541 erforderlich ist (eine lineare Replikation der Verstärkungsregelspannung V_G), ist mit dem Strom stabil, um sicherzustellen, dass die gesamte Verstärkungsskalierung stabil war. So wurden die Ströme I_B von einer temperatur-stabilen Spannungsquelle abgeleitet. Folglich ist für einen I_BR_B gleich 140 Millivolt die erforderliche volle Ansteuerspannung 28 × 140 Millivolt = 3,92 Volt an jedem Ende des Netzwerks (⁓8V gesamt), unabhängig von der Temperatur. Dies war in der Doppelversorgungsumgebung nach dem Stand der Technik keine besondere Herausforderung. Bei Verwendung einer Einfachversorgung ist das Erreichen dieser Ansteuerspannung jedoch bedeutend schwieriger. Entsprechend ist es wünschenswert, die erforderliche Ansteuerung zum Netzwerk zu senken.
Der Interpolator gemäß der Erfindung erreicht dies auf unterschiedliche Arten. Zunächst ist zu beachten, dass der Parameter Q als I_BR_B/2V_T ausgedrückt werden kann. Wenn somit I_B fest ist, ist Q unvermeidlicherweise eine Funktion der Temperatur. Wenn folglich die Temperatur niedrig ist, ist Q hoch, und die Verstärkerfunktion weist eine starke Welligkeit auf; wenn die Temperatur hoch ist, ist Q niedrig, und die Verstärkerfunktion ist an den Bereichsextremen "weich". Genau dies geschieht im Gaußschen Interpolator des Patents '541. Wenn beispielsweise Q unter seinen Planwert von 2,6 bei T = 27°C gesenkt wird (in einem Versuch, die volle Ansteuerspannung zu senken), wird der Verstärkungsfehler bei T = –55°C sehr abgerundet.
Dieses Problem wurde im Interpolator gemäß der Erfindung durch die Verwendung eines Proportional-zur-absoluten-Temperatur-Stroms (PTAT) für I_B gelöst. Da Q über den gesamten Temperaturbereich konstant ist, kann jetzt sein Nennwert beträchtlich gesenkt werden. Die gewünschte Reaktion auf die Verstärkungsregelungs-Eingangsspannung V_G sollte jedoch einen Tem peraturkoeffizienten nahe –0 haben. Um dieses gewünschte Ergebnis zu erreichen, wird die Verstärkungsregel-Eingangsspannung V_G von einer temperaturstabilen (individuell eingegebenen) Spannung auf eine interne PTAT-Spannung V_BB konvertiert, um den Interpolator anzusteuern. Die Erfindung verwendet für diese Konvertierung einen spezifischen Zweiquadrant-Vervielfacher.
In 9 ist ein schematischer Zweiquadrant-Vervielfacher dargestellt. Der Vervielfacher 50 konvertiert die an die Differentialeingangsanschlüsse GNP und GNM angelegte temperaturstabile Verstärkungsregelspannung V_G in eine Spannung proportional zu V_G, die aber auch proportional zur absoluten Temperatur (PTAT) ist. Diese PTAT-Spannung V_BB tritt an den Lastwiderständen R_L auf und steuert das in 8 dargestellte Interpolatornetzwerk an. Der Interpolator 50 wird dann zwischen den Differentialeingangsanschlüssen GNP und GNM und den Verstärkungsregeleingängen des Interpolators eingebracht.
Die PTAT-Form der Ausgangsspannung V_BB tritt auf, weil ein Vorspannungsstrom I_P an den Eingangsanschluss IP ebenfalls PTAT ist. Ein temperaturstabiler Vorspannungsstrom I_Z wird anderseits zum Eingangsanschluss IZ geleitet. Der Vervielfacher 50 vervielfacht diese zwei Ströme dann, um die Spannung V_BB zu produzieren, welche in folgendem Verhältnis steht: VBB = VC ×(IP/IR)wobei V_G die an den Eingängen GNP und GNM anliegende Verstärkungsregelspannung ist.
Der Vervielfacher 50 umfasst einen klassischen translinearen Vervielfacherkern, bestehend aus den Transistoren Q21, Q22, Q23 und Q24. Die Ströme in den Transistoren Q21 und Q24 werden von den (temperaturstabilen) Strömen bestimmt, die von den Transistoren Q13 und Q14 geliefert werden, und die am Widerstand R_G, den Verstärkungseinstellwiderstand, über den Eingang V_G = V_GNP – V_GNM aufgebrachte Spannung. Der Transfer von V_G auf R_G wird linear durchgeführt durch die Funktion der Transistoren Q17 und Q18 bei im wesentlichen konstanten Strömen, die von den zwei Widerständen R50 und R51 bereitgestellt werden, die ihrerseits von einer stabilen Spannung bestimmt sind, die am Widerstand R52 im gemeinsamen Emitterzweig der Transistoren Q21 und Q24 generiert wird. Die Transistoren Q19 und Q20 sind Emitterfolger, die dazu dienen, die Eingangsimpedanz zu erhöhen und eine Pegelumsetzung vorzunehmen. Die Stromverhältnisse in Q21 und Q24 sind in Q22 und Q23 repliziert, aber ihre Ausgänge sind ebenfalls PTAT. Die Spannungen an den Kollektoren dieser Transistoren können von der Versorgungsschiene VP auf innerhalb etwa ein Volt über der anderen Schiene VSS ausschwingen und damit die benötigte große Schwingung für das Interpolatornetzwerk bereitstellen, wenn die Gesamtversorgung nur 4,5 Volt ist. Durch die Verwendung ungleicher Ströme in den Transistoren Q13 und Q14 wird zudem der Bereich von V_G versetzt, so dass wenn GNM geerdet ist, der erforderliche Bereich von V_G von etwa +0,1 Volt bis +1,25 Volt reicht.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung ist in 10 dargestellt. Der Regelverstärker gemäß der Erfindung ist für Anwendungen vorgesehen, die einen Mindestenergieverbrauch erfordern. In diesen Anwendungen ist es wünschenswert, den Stromverbrauch des Geräts zu reduzieren oder zu eliminieren, wenn es nicht in Gebrauch ist. Viele Komponenten haben zu diesem Zweck einen eigenen Pin. Diese Methode kann jedoch ein größeres Package erfordern und damit die Bauteilkosten steigern. Der in der vorliegenden Erfindung gewählte Ansatz benützt demgegenüber die Verstärkungsregeleingänge dazu, den Stromverbrauch des Verstärkers abzuschalten, wenn die Verstärkungsregelspannung V_G unter einen vorgegebenen Schwellwert fällt. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel liegt dieser Schwellwert bei annähernd 50 Millivolt.
Die grundlegende Verstärkungs-Skalierung für den Regelverstärker gemäß der Erfindung ist 40 dB/V, so dass sich die Differentialeingangsspannung V_G um 1,15V ändern muss, um die mittleren 46 db zu durchlaufen. Dies wird in den bevorzugten Ausführungsbeispielen versetzt, so dass die Verstärkung durch einen Eingang von 0,1V ≤ V_G ≤ 1,25V geregelt wird. In den meisten Fällen ist der Eingang GNM geerdet und die erforderliche Spannung von einem einzelnen Digital/Analog-Wandler (DAC) bereitgestellt. Der Maximaleingang von 1,25V liegt klar innerhalb der Möglichkeiten eines preisgünstigen DAC, der mit einer 5-Volt-Versorgung arbeitet. Bei Bedarf können höhere Steuerspannungen unter Einbeziehung eines einfachen Widerstandsteilers verwendet werden.
Die Stromregelzelle 60 erzeugt die gewünschte Schwellspannung durch Skalierung des Emitter-Bereichs des Transistors Q32 mit Bezug auf jenen von Q33. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel liegt das Emitterbereichverhältnis von Q32 zu Q33 bei 7:1. Dies erzeugt eine vorbestimmte Schwellspannung von 50 Millivolt. Wenn die Verstärkungsregelspannung V_G unter diesem Schwellenwert liegt, deaktiviert die Verstärkungsregelzelle 60 einen primären Vorspannungsstrom I_PB, der vom Stromspiegeltransistor Q42 bereitgestellt wird. Dieser Strom soll eine PTAT Vorspannungszelle ein und aus schalten. Durch die Deaktivierung des primären Vorspannungsstroms I_PB eliminiert die Stromregelzelle 60 damit wirksam jeglichen Stromverbrauch durch den Regelverstärker.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in 11 dargestellt. Diese Version umfasst einen Spannungspuffer 70 zwischen SUM und dem nichtinvertierenden Eingang der Rückkopplungs-gm-Zelle 30. Es ist zu beachten, dass der Differentialdämpfer 22 und der Interpolator 26 nicht gezeigt werden, um die Zeichnung zu vereinfachen. Sie sind jedoch auf die selbe Weise wie in 3 dargestellt angeschlossen. Der Spannungspuffer ist ein einfacher Breitband- Spannungsfolger. Ein zusätzliches Paar von Verstärkungseinstellwiderständen R70 und R71 sind am SUM-Pin angeschlossen. Die Hinzufügung dieser zwei Widerstände erlaubt die Steigerung der Verstärkung. Die Verstärkung des Verstärkers kann dann wie folgt ausgedrückt werden:
In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel befinden sich diese Widerstände R70 und R71 außerhalb des Regelverstärkers, der in einer monolithischen Schaltung ausgeführt ist.
Ein erster Schalter S1 ist zwischen dem Widerstand R71 und dem Versorgungsspannungsanschluss VNC eingesetzt. Ähnlicherweise ist ein zweiter Schalter S2 zwischen dem Widerstand R70 und der Versorgungsspannung VPS eingebracht. Die Schalter öffnen unter bestimmten Bedingungen den zwischen den Widerständen und den Versorgungsspannungen gebildeten Schaltkreis. Diese Bedingungen werden von einer Detektorschaltung 72 festgestellt. Die Detektorschaltung 72 öffnet die Schalter, wenn eine der zwei Bedingungen erfüllt ist: (1) Wenn die Versorgungsspannung niedriger ist als 7,5; und (2) wenn der Verstärker heruntergefahren wird (d.h. V_G ist kleiner oder gleich 50 Millivolt). Die erste Bedingung ermöglicht die Zentrierung der Ausgangsspannung zum Mittelpunkt der Versorgung in einer Einzelversorgungsanwendung und gleichzeitig eine hohe Impedanz in einem Doppelversorgungssystem. Die zweite eliminiert jeden Stromverbrauch aufgrund der Widerstände R70 und R71, wenn der Verstärker ausgeschaltet ist. Damit kann der Schaltkreis in Einzel- ebenso wie in Doppelversorgungsanwendungen verwendet werden, während die Mindestmenge an Ruhestrom verbraucht wird.
In diesem Dokument wurde ein neuer Typ eines Regelverstärkers offenbart. Dieser Verstärker hat einige Vorteile gegenüber früheren Ausführungen. Insbesondere ist der Eingang nunmehr differentiell und präsentiert einen im wesentlichen konstanten Float-Widerstand. Es kommt auch signifikant weniger Ausgangs-Offsetwelligkeit vor. Der Verstärker fährt herunter, wenn die Verstärkungsregelspannung geringer ist als eine bestimmte Spannung, ohne einen eigenen Eingangs-Pin dafür zu benötigen. Zudem zentriert er automatisch den Ausgang zum Mittelpunkt der Versorgung in Einzelversorgungsanwendungen, während der relevante Pin (SUM) bei Verwendung von Doppelversorgungen zu einer Hochimpedanz befreit wird.
Nach der Beschreibung und Illustration der Prinzipien der Erfindung in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sollte es selbstverständlich sein, dass die Erfindung in ihrer Anordnung und in Details modifiziert werden kann, ohne von diesen Prinzipien abzuweichen.

Claims

Verstärker (20) mit variablem Verstärkungsfaktor, der folgendes aufweist: einen Spannungsteiler (22) mit einem Paar Spannungsteiler-Differenzeingängen (INTP, INTM) zum Empfangen eines Differenzeingangssignals und mit einer Reihe von Spannungsteiler-Differenzausgängen zur Erzeugung progressiv geteilter Differenzsignale; eine Vielzahl von Transkonduktanzstufen (24A–24G), von welchen jede einen Differenzeingang hat, welcher mit einem der Spannungsteiler-Differenzausgänge verbunden ist, einem Vorspannungseingang zum Empfangen eines entsprechenden Vorspannungssignals und einem Ausgang; einen Interpolator (26) mit ersten und zweiten Verstärkungsregeleingängen (GNP, GNM) zum Empfangen eines analogen Steuersignals und einer Vielzahl von Verstärkungsregelausgängen (11–18, 4), wobei jeder Verstärkungsregelausgang mit einem entsprechenden Vorspannungseingang einer Transkonduktanzstufe verbunden ist, um an diese ein entsprechendes Ansteuersignal abzugeben; einen Ausgangsverstärker (28), der einen Verstärkereingang aufweist, der mit dem Ausgang jeder Transkonduktanzstufe verbunden ist, und der einen Verstärkerausgang aufweist zum Abgeben eines Verstärkerausgangssignals mit variablem Verstärkerfaktor; und eine Rückkopplungsstufe (R4, R5, 30), die zwischen dem Ausgang des Ausgangsverstärkers und dem Eingang des Verstärkers geschaltet ist.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 1, wobei der Spannungsteiler (22) ein symmetrisches Kettenleiternetzwerk aufweist (22, 4).
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 2, wobei der Spannungsteiler (22) ein π-Impedanznetzwerk (6) mit einer Vielzahl in Reihe geschalteter Netzwerkimpedanzstufen aufweist und jede Impedanzstufe folgendes umfasst: einen ersten Widerstand, der mit dem ersten Verstärkungsregeleingang verbunden ist (INP, 6); einen zweiten Widerstand, der mit dem zweiten Verstärkungsregeleingang verbunden ist (INM, 6); einen dritten Widerstand, der zwischen den ersten Widerstand und einen gemeinsamen Knoten (MID, 6) geschaltet ist, der eine Zusatzversorgungsspannung empfängt; und einen vierten Widerstand, der zwischen den zweiten Widerstand und den gemeinsamen Knoten geschaltet ist.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 2, wobei der Spannungsteiler (22) ein symmetrisches π-Impedanznetzwerk (22, 4) mit einer Vielzahl von in Reihe geschalteten Netzwerkimpedanzstufen aufweist und wobei jede Impedanzstufe einen mit dem ersten Verstärkungsregeleingang verbundenen ersten Widerstand, einen zweiten mit dem zweiten Verstärkungsregeleingang verbundenen Widerstand und einen dritten zwischen dem ersten und dem zweiten Widerstand geschalteten Widerstand aufweist.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 4, wobei der Widerstand des ersten Widerstands einen Widerstand R, der dritte Widerstand einen Widerstand 3R und der zweite Widerstand einen Widerstand R aufweist.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 1, wobei der Spannungsteiler (22) einen Mittelabgriff (MID, 6) zum Empfangen einer Zusatzversorgungsspannung besitzt.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 1, wobei der Interpolator (40, 8) einen Gaußschen Interpolator mit folgenden Elementen umfasst: eine Vielzahl von Transistoren (Q9–Q16, 8), die hintereinander von einem ersten Transistor (Q9, 8) zu einem letzten Transistor (Q16, 8) angeordnet sind, wobei jeder Transistor einen Kollektor, eine Basis und einen Emitter besitzt und die Basis des ersten Transistors einen ersten Verstärkungsregeleingang (INTP, 8) und die Basis des letzten Transistors einen zweiten Verstärkungsregeleingang (INTM, 8) bildet, wobei das analoge Steuersignal über den ersten und den zweiten Verstärkungsregeleingängen empfangen wird, wobei die Kollektoren der einzelnen Transistoren einen entsprechenden Verstärkungsregelausgang (11–18, 8) bilden; eine Vielzahl von Basiswiderständen (RB, 8), wobei jeder Basiswiderstand zwischen den Basen zweier benachbarter Transistoren geschaltet ist; eine Vielzahl von Vorspannungsstromquellen (Q1–Q8, 8), wobei jede Vorspannungsstromquelle mit der Basis eines entsprechenden Transistors verbunden ist; und eine Konstantstromquelle (IE, 8), die mit den Emittern der Vielzahl von Transistoren verbunden ist, um einen Konstantstrom an einen oder mehrere der Transistoren zu liefern, wobei der Vorspannungskonstantstrom den Emittern der einzelnen Transistoren auf sequenzielle Art und Weise zugeleitet wird, wenn das analoge Steuersignal seinen Signalbereich überstreicht.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 7, wobei der Interpolator (40, 7) des weiteren eine Vielzahl von Stromspiegeln umfasst (42A, 7), wobei jeder Stromspiegel zwischen dem Kollektor eines entsprechenden Transistors (Q9–Q16, 8) und dem Steuereingang der damit verbundenen Transkonduktanzstufe eingebracht ist (24, 4).
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 8, wobei die Vielzahl von Transistoren (Q9–Q16, 8) bipolare NPN-Transistoren sind und die Stromspiegel (42A, 7) aus PNP-Transistoren bestehen.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 7, wobei die Konstantstromquelle (IE, 8) einen Konstantstrom erzeugt, der proportional zur absoluten Temperatur ist.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 7, wobei die Vorspannungsstromquellen (QI–Q8, 8) jeweils einen Vorspannungsstrom erzeugen, der proportional zur absoluten Temperatur ist.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 1, wobei das analoge Steuersignal (Vg, 4) proportional zur absoluten Temperatur ist.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 12, des weiteren umfassend einen Zweiquadrant-Analogvervielfacher (50, 9) mit einem ersten Eingang (GNP-GNM, 9) zum Empfangen einer temperaturstabilen Verstärkungsregelspannung (V_G), einen zweiten Eingang (IP, 9) zum Empfangen eines zur absoluten Temperatur proportionalen Stroms (I_P), einen dritten Eingang (IZ, 9) zum Empfangen eines temperaturstabilen Referenzstroms (I_R) und einen mit dem ersten und zweiten Verstärkungsregeleingang des Interpolators (INTP, INTM, 8) verbundenen Ausgang zum Erzeugen des Analogsteuersignals (V_BB), das proportional zur absoluten Temperatur ist und folgender Relation entspricht: VBB = VG × (IP/IR).
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 1, des weiteren eine Energieaktivierungszelle (60, 10) mit einem ersten Eingang (GNP, 10) umfassend, die mit dem ersten Verstärkungsregeleingang verbunden ist, und mit einem zweiten Eingang (GNM, 10), der mit dem zweiten Verstärkungsregeleingang zum Empfangen des Verstärkungsregelsignals verbunden ist, wobei die Energieaktivierungszelle mit dem Ausgangsverstärker und dem Interpolator verbunden ist, um von diesen Leistung abzuziehen, wenn das Verstärkungsregelsignal unter einem bestimmten Schwellenwert liegt.
Verstärker mit variablem Verstärkungsfaktor gemäß Anspruch 1, wobei die aktive Rückkopplungsstufe Folgendes umfasst: eine Rückkopplungs-Transkonduktanzstufe (30) mit einem Differenzeingang, einem Differenzausgang und einem Vorspannungseingang zum Empfangen eines entsprechenden Ansteuersignals, wobei der Differenzausgang mit dem Differenzeingang des Ausgangsverstärkers (28) verbunden ist; eine Konstantstromquelle, die zum Abgeben des Ansteuersignals mit dem Vorspannungseingang der Rückkopplungs-Transkonduktanzstufe verbunden ist; und einen rückgekoppelten Spannungsteiler (R4–R5), der zwischen dem Ausgang des Ausgangsverstärkers und dem Differenzeingang der Rückkopplungs-Transkonduktanzstufe geschaltet ist.