DE69909086T2

DE69909086T2 - Schaltung und deren Verwendung zur Reduzierung von Verzerrungen und Störungen von Rechteckimpulsen

Info

Publication number: DE69909086T2
Application number: DE69909086T
Authority: DE
Inventors: Niels Anderskouv; Lars Risbo
Original assignee: Texas Instruments Denmark AS
Current assignee: Texas Instruments Denmark AS
Priority date: 1998-05-11
Filing date: 1999-05-11
Publication date: 2004-04-01
Anticipated expiration: 2019-05-12
Also published as: EP1086526B1; DK1086526T3; KR20010043427A; ATE243891T1; WO1999059241A2; DE69909086D1; JP2002515665A; AU3516999A; CN1190005C; WO1999059241A3; EP1086526A2; CN1305660A

Description

Die Erfindung betrifft eine im Oberbegriff des vorliegenden Anspruchs 2 definierte Schaltung und die im Oberbegriff des vorliegenden Anspruchs 1 definierten Verwendung einer Schaltung.
Traditionelle Umschalt-Schaltungen zur Verwendung in der Leistungselektronik benötigen eine bestimmte Totzeit zum Vermeiden großer zerstörender Anschluß- und Trennströme, teilweise um Schaltverluste in der in die Schaltung aufgenommenen Halbbrücke zu beschränken, und teilweise, um Überschwingungen am Ausgangssignal zu beseitigen, ohne ein paralleles Dämpfungselement hinzuzufügen und dadurch die Verluste zu vergrößern.
Die Aufnahme einer Totzeit in Umschalt-Schaltungen, die in Verstärkern und insbesondere in Klasse-D-Verstärkern für HiFi-Anwendungen verwendet werden, führt jedoch zu einer nicht tolerierbaren Verzerrung der modulierten Ausgangssignale. Es wurde daher seit langem versucht, ein Prinzip zu finden, das es ermöglicht, die Totzeit in Halbbrücken zu verringern, ohne die vorstehend erwähnten Nachteile herbeizuführen.
Das Prinzip eines geschalteten Verstärkers besteht darin, daß ein oder mehrere Schalter in einer Umschalt-Schaltung in der Art eines Zwei-Ports oder eine Vielzahl davon, beispielsweise durch Impulsbreiten- oder Impulsdichtemodulation, abhängig von der Amplitude eines Signals in der Art eines Audiosignals, geschaltet werden, so daß sie leiten bzw. nicht leiten.
Hierdurch werden die Informationen des Audiosignals in eine Anzahl von Impulsen umgewandelt, die genau den Informationen des Audiosignals entsprechen.
Der Hauptvorteil der impulsmodulierten Verstärker besteht in einem sehr hohen Wirkungsgrad, der theoretisch 100% beträgt, was bedeutet, daß der Verstärker theoretisch verlustfrei ist. Bei praktischen Verwirklichungen von impulsmodulierten Verstärkern können typische Wirkungsgrade zwischen 90 und 98% erreicht werden. Impulsmodulierte Verstärker sind theoretisch auch vollkommen linear und haben daher eine sehr geringe Verzerrung, es wurde in der Praxis jedoch herausgefunden, daß Nichtlinearitäten sie für die Verwendung in HiFi-Verstärkern für Audioanwendungen ungeeignet machen. Dies liegt in erster Linie daran, daß es nicht möglich ist, in der Umschalt-Schaltung ideale Rechteckwellenimpulse bereitzustellen, weil Schalter verwendet werden, die nicht ideal sind und die um das Schaltelement kapazitive und induktive Parasitärkomponenten aufweisen.
Einer der Hauptgründe, aus denen die Impulse nicht ideal erzeugt werden können, läßt sich unter anderem in der Verbindung und beim Trennen der Schalter finden. Die Impulsbreiten ändern sich als Folge von Änderungen der Einschalt- und Ausschaltzeiten der Schalter, während die erforderliche Totzeit zwischen dem Verbinden und dem Trennen der zwei Schalter konstant gehalten wird. Die Änderungen der Einschalt- und der Ausschaltzeiten sind auf mehrere Faktoren zurückzuführen, wobei die wichtigsten in Änderungen des Laststroms und der Eigenschaften der in der und um die Ausgangsstufe verwendeten Bauteile bestehen. Die wichtigsten Änderungen der Eigenschaften der Bauteile sind auf Temperaturänderungen zurückzuführen, es sind jedoch auch sich ändernde Eigenschaften von Bauteilen infolge verschiedener Lose und infolge von Alterungsphänomenen als wichtige Probleme bekannt, denen Rechnung getragen werden muß. Es ist daher wünschenswert, bei impulsmodulierten Leistungsverstärkern die Einschalt- und Ausschaltzeiten und dadurch die Totzeit auf ein Minimum zu verringern.
Umgekehrt führen verringerte Einschalt- und Ausschaltzeiten sowie eine verkürzte Totzeit zu Problemen eines erhöhten Leistungsverbrauchs und folglich zu destruktiven Spitzenströmen in den Schaltern und starken Überschwingungen des Ausgangssignals, weil beide Schalter für kurze Zeit gleichzeitig eingeschaltet werden.
Es ist weiterhin bekannt, daß die Impulshöhen wegen der Überschwingungen stark variieren, welche auftreten, wenn der Laststrom verbunden und getrennt wird, wodurch eine Verzerrung des Audiosignals hervorgerufen wird.
Diese Überschwingungen können teilweise begrenzt werden, indem eine parallele Dämpfungsschaltung eines bekannten Typs über die Schalter gelegt wird, welche die Oszillationen abschwächt, welche wegen der Parasitärinduktivitäten und -kapazitäten der Umschalt-Schaltung auftreten. Der Nachteil einer solchen Schaltung besteht jedoch darin, daß die Ein- und Ausschaltzeiten verlängert werden und daß die Schaltverluste und damit die Ruheverluste des Verstärkers zunehmen, so daß der Wirkungsgrad des Verstärkers verringert wird und die Impulsbreitenverzerrung zunimmt.
Bei bestehenden praktischen Verwirklichungen werden dennoch parallele Dämpfungsschaltungen verwendet, weil die Überschwingungen in und um Umschalt-Schaltungen bedeuten, daß die Schaltungen so starke Hochfrequenzsignale aussenden, daß sie nach heutigen Normen auf dem Gebiet nicht verwendet werden können.
Die bekannten Verfahren zum Erzeugen von Rechteckwellenimpulsen in geschalteten Verstärkern betreffen demgemäß die Verzerrung des modulierten Signals. Diese Verfahren sind insbesondere nicht zur Verwendung bei geschalteten Verstärkern, beispielsweise Klasse-D-Verstärkern für HiFi, geeignet, bei denen Entwurfskriterien, wie eine geringe Verzerrung, ein geringes Rauschen und ein hoher Wirkungsgrad, wichtig sind.
Es gibt zwei Kategorien geschalteter Verstärker für Audioanwendungen. Eine Kategorie besteht in geschalteten Verstärkern, die analoge Eingangssignale aufweisen. Die andere Kategorie besteht in geschalteten Verstärkern mit digitalen Eingangssignalen.
Der letztgenannte Verstärker arbeitet ausschließlich im digitalen Bereich und wird daher als volldigitaler Leistungsverstärker bezeichnet.
Es ist beim volldigitalen Leistungsverstärker insbesondere wichtig, in etwa ideale Rechteckwellenimpulse erzeugen zu können, weil die die Verzerrung verringernde Rückkopplung um die Ausgangsstufe nicht erreicht werden kann, ohne daß der digitale Bereich verlassen wird.
Hierdurch werden sehr strenge Anforderungen an die Linearität der Ausgangsstufe und damit an die Erzeugung der Rechteckwellenimpulse mit einer minimalen Verzerrung und mit minimalem Rauschen gestellt.
Eine Aufgabe der Erfindung besteht dementsprechend darin, eine Schaltung bereitzustellen, die in der Lage ist, minimal verzerrte Rechteckwellenimpulse mit einem minimalen Rauschen und minimalen Verlusten in der Ausgangsstufe zu erzeugen und den Spitzenstrom während der Schaltsequenzen in der Umschalt-Schaltung zu verringern.
Die Aufgabe der Erfindung wird durch eine in Anspruch 2 definierte Schaltung gelöst.
Die Schaltung hat den Vorteil, daß die hochfrequenten Überschwingungen, welche normalerweise wegen Parasitärinduktivitäten und -kapazitäten in der Umschaft-Schaltung auftreten, durch die resistive Dämpfung erheblich abgeschwächt werden können.
Das resistive Verhalten der Rauschabschwächungsschaltung bei hohen Frequenzen hat auch den Vorteil, daß transiente Spitzenströme in der Umschalt-Schaltung durch Kurzschließen der Schaltkontakte auf ein Maximalwertereignis reduziert werden können. Die Totzeit kann daher auf ein Minimum verringert werden, ohne daß ein destruktiver Strom in den Schaltern oder Impulshöhenfehler in Form starker Überschwingungen am Ausgangssignal, die von starken Kurzschlußströmen herrühren, erzeugt werden.
Wenn der Korrektur-Schaltungsblock einen Satz von Eingangsanschlüssen aufweist, an die eine einzige oder eine doppelte Spannungsversorgung angeschlossen ist, und eine Reihenschaltung aus einer Induktivität und einer Lastschaltung an den schaltbaren Port des Umschalt-Schaltungsblocks angeschlossen ist, ist gewährleistet, daß ein Buck-Umsetzer erzeugt werden kann, der in der Lage ist, näherungsweise ideale Rechteckwellenimpulse mit minimaler Verzerrung und minimalem Rauschen bei einer minimalen Totzeit und minimalen Überschwingungen in der Umschalt-Schaltung zu erzeugen, während der Spitzenstrom in den Schaltern der Umschalt-Schaltung auf einen Maximalwert begrenzt werden kann.
Wie erwähnt wurde, betrifft die Erfindung auch die Verwendung einer Schaltung.
Diese Verwendung einer Schaltung ist in Anspruch 1 definiert.
Die überwiegend widerstandsbehaftete Impedanz bei hohen Frequenzen bietet den Vorteil, daß die Schaltung während der transienten Schaltsequenzen in der Umschalt-Schaltung als ein Strombegrenzer wirkt, wodurch ermöglicht wird, daß eine minimale Totzeit aufrechterhalten wird. Das überwiegend resistive Verhalten der Rauschabschwächungsschaltung bei hohen Frequenzen hat zusätzlich den Vorteil, daß die Hochfrequenz-Überschwingungen, die normalerweise wegen Parasitärinduktivitäten und -kapazitäten in der Umschalt-Schaltung auftreten, erheblich abgeschwächt werden. Verglichen mit parallelen Dämpfungsschaltungen, mit denen das Gleiche erreicht werden kann, hat diese Schaltung weniger Verluste, weil es keinen parallelen Kondensator gibt, der durch die Schalter in der Spannung verschoben werden muß.
Wenn, wie in Anspruch 3 erwähnt, der Korrektur-Schaltungsblock ein induktives Bauteil aufweist, das mit einer Reihenschaltung aus einem kapazitiven und einem resistiven Bauteil verbunden ist, wird eine sehr einfache Schaltungsstruktur mit nur drei Bauteilen erhalten.
Wenn, wie in Anspruch 5 erwähnt, ein resistives Bauteil parallel zum induktiven Bauteil geschaltet ist, ist gewährleistet, daß der Wert des Widerstands in der Reihenschaltung aus dem Kondensator und dem Widerstand erhöht werden kann, weil die zwei Widerstände eine Wechselspannungs-Parallelschaltung bilden.
Wie in Anspruch 6 erwähnt, ist es zweckmäßig, daß der Wert der kapazitiven und der induktiven Bauteile des Netzwerks wenigstens viermal größer sind als die Werte der kapazitiven und induktiven Parasitärkomponenten der Umschalt-Schaltung.
Wenn der Widerstandswert des Korrektur-Schaltungsblocks bei hohen Frequenzen zweimal so groß ist wie die charakteristische Impedanz der gesamten Parasitärinduktivität und der gesamten Parasitärkapazität der Umschalt-Schaltung, wird eine starke Abschwächung der unvermeidlich auftretenden Oszillationen erreicht, was bedeutet, daß die Totzeit zwischen dem Einschalten und dem Ausschalten sowie die Einschalt- und die Ausschaltraten der Schalter in der Umschalt-Schaltung auf ein Minimum verringert werden können, ohne daß starke Überschwingungen auftreten, die andernfalls eine Verzerrung und Rauschen und eine mögliche Zerstörung der Schalter hervorrufen würden.
Die Verzerrung der Rechteckwellenimpulse kann zusätzlich dadurch verringert werden, daß eine bekannte Dämpfungsschaltung, die aus einer Reihenschaltung eines Kondensators und eines Widerstands besteht, parallel zum schaltbaren Port des Umschalt-Schaltungsblocks geschaltet wird.
Die Schaltung weist eine besonders stark verringerte Verzerrung auf, wenn sie in Umschalt-Schaltungen mit verhältnismäßig großen Parasitärinduktivitäten verwendet wird. Das Hinzufügen der parallelen Dämpfungsschaltungen kann vorteilhafterweise in Umschalt-Schaltungsentwürfen erfolgen, bei denen die charakteristische Impedanz von Parasitärinduktivitäten und -kapazitäten groß ist, was beispielsweise bei Layouts mit großen Abmessungen auftreten kann.
Wie in Anspruch 7 erwähnt, sind der Korrektur-Schaltungsblock und der Umschalt-Schaltungsblock als eine integrierte Einheit auf einem Substrat ausgebildet. Dies bedeutet, daß die Parasitärinduktivitäten und die Verzerrung in der Halbbrücke zusätzlich verringert sind.
Wenn, wie in Anspruch 9 erwähnt, die Reihenschaltung aus dem kapazitiven Bauteil (14) und dem widerstandsbehafteten Bauteil (15) aus einem Kondensator und seinem internen Reihenwiderstand besteht, ist gewährleistet, daß die Schaltung auf sehr einfache Weise verwirklicht werden kann.
Zweckmäßige Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Es ist demgemäß bei Klasse-D-Verstärkern und Leistungsversorgungen möglich, den Spitzenstrom in den Schaltern zu begrenzen und eine viel einfachere Verringerung des Rauschens, der Verzerrungen und der Überschwingungen in den darin aufgenommenen Umschalt-Schaltungen zu erreichen, als dies beim herkömmlich verwendeten Filtern in Umschalt-Schaltungen möglich ist.
Die Erfindung wird nun mit Bezug auf eine in der Zeichnung dargestellte Ausführungsform der Erfindung vollständiger erklärt. Es zeigen:
1 die Grundstruktur der Erfindung in Form eines Blockdiagramms,
2 Beispiele von Verwendungen der Erfindung in Form eines Blockdiagramms,
3 ein Beispiel einer Umschalt-Schaltung in der Art eines Zwei-Ports in der Grundstruktur aus 1,
4 ein Beispiel eines Zwei-Port-Netzwerks in Diagrammform in der Grundstruktur aus 1 gemäß der Erfindung,
5 ein Beispiel einer zweiten Schaltung in Diagrammform in der Grundstruktur aus 1 gemäß der Erfindung,
6 den Verlauf einer Spannung in der Schaltung während und nach einer Schaltsequenz,
7 einen Verlauf einer Spannung in der erfindungsgemäßen Schaltung,
8 ein Beispiel einer Rauschabschwächungsschaltung in Diagrammform in der Grundstruktur aus 1,
9 ein weiteres Beispiel einer Rauschabschwächungsschaltung in Diagrammform in der Grundstruktur aus 1,
10 ein Beispiel in Diagrammform dazu, wie eine einzige Spannungsversorgung an die Rauschabschwächungsschaltung angeschlossen werden kann,
11 ein Beispiel in Diagrammform dazu, wie eine doppelte Spannungsversorgung an die Rauschabschwächungsschaltung in dem Diagramm aus 2 angeschlossen werden kann,
12 ein Beispiel in Diagrammform dazu, wie eine Last an die Rauschabschwächungsschaltung in dem Diagramm aus 2 angeschlossen werden kann,
13 ein Beispiel dazu, wie die Schaltungen 1 und 2 in 1 verwirklicht werden können,
die 14a–14g unterschiedliche Zustände von Stromflüssen in den in 13 dargestellten Schaltungen 1 und 2,
die 15a–15b verschiedene Zustände des Stromflusses in den Schaltungen 1 und 2 bei niedrigen Frequenzen und
die 16a–16b verschiedene Zustände des Stromflusses in den Schaltungen 1 und 2 bei sehr hohen Frequenzen.
In 1 bezeichnet die Bezugszahl 1 eine Schaltung, die über zwei Anschlüsse 5 und 6 mit einer Umschalt-Schaltung in der Art eines Zwei-Ports 2 verbunden ist. Die Umschalt-Schaltung besteht aus einem Zwei-Port, bei dem die Anschlüsse 6 und 8 miteinander verbunden sind, wobei ein Port einen Schalt-Anschluß 7 aufweist, der mit einem Schalter 17 verbunden ist, welcher zwischen den zwei Anschlüssen 5 und 6 des anderen Ports geschaltet werden kann. Die von dem Port, der die Anschlüsse 5 und 6 enthält, gesehene Kurzschlußimpedanz (wobei die Anschlüsse 3, 4 und 20 kurzgeschlossen sind) der Schaltung 1 ist dadurch gekennzeichnet, daß sie bei niedrigen Frequenzen niedrig ist und bei hohen Frequenzen hoch und überwiegend widerstandsbehaftet ist.
2 zeigt Beispiele der Verwendung der Schaltung 1 und der Umschalt-Schaltung 2, wobei die Anschlüsse 3, 4 und 20 der Schaltung 1 mit einer Schaltung 9 verbunden sind und wobei der Anschluß 7 der Umschalt-Schaltung mit einer Reihenschaltung aus einer Induktivität 11 und einer mit dem Anschluß 8 verbundenen Schaltung 10 verbunden ist. Die Schaltungen 9 und 10 können beispielsweise durch eine Spannungsversorgung 9 und eine Last 10 gegeben sein, wobei die Schaltung 1 und die Umschalt-Schaltung 2 in eine Konfiguration aufgenommen sind, welche in der Literatur als ein Buck-Umsetzer bekannt ist. Dementsprechend können die Schaltungen 9 und 10 durch eine Last 9 und eine Spannungsversorgung 10 gegeben sein, wobei die Schaltung und die Umschalt-Schaltung in eine als Verstärkungs-Umsetzer bekannte Konfiguration aufgenommen sind.
3 zeigt ein Beispiel einer vereinfachten Umschalt-Schaltung 2 in der Art eines Zwei-Ports, wobei die Parasitärbestandteile auch dargestellt sind. Ein Port weist einen schaltbaren Anschluß 7 auf, der zwischen den Anschlüssen 5 und 6 des anderen Ports aus 1 oder 2 geschaltet werden kann. Die Anschlüsse 6 und 8 der Ports sind als miteinander verbunden dargestellt. Die Parasitärbestandteile der Umschalt-Schaltung sind um die Schalter 34, 35 herum gezeichnet. Die Parasitärinduktivitäten 28 und 31 treten zwischen den Anschlüssen 5 und 6 auf, und die Schalter 34 und 35 sowie der Wert der Induktivitäten sind in erster Linie durch das Layout und Chipmontagetechniken bestimmt. Die Parasitärinduktivitäten 29 und 30 sind zwischen dem Anschluß 7 und den Schaltern 34 und 35 bereitgestellt, und der Wert dieser Induktivitäten ist ebenso in erster Linie durch das Layout und Chipmontagetechniken bestimmt.
Parasitärkapazitäten 32 und 33 sind parallel zu den Schaltern 34 und 35 bereitgestellt, und der Wert dieser Kapazitäten ist durch das vom Bauteillieferanten verwendete Herstellungsverfahren bestimmt.
Die Parasitärkapazitäten und -induktivitäten bilden auf diese Weise einen Oszillationskreis, der durch den Schalt-Anschluß 7 zwischen den Anschlüssen 5 und 6 eingeschaltet wird, wodurch an den Anschlüssen der Umschalt-Schaltung Überschwingungen auftreten. Diese Überschwingungen können durch Verbinden der Schaltung 1 mit den Anschlüssen 5 und 6 erheblich gedämpft werden. Die Schalter in 3 sind durch zwei Kraft-kommutierte Kontakte (Transistoren) dargestellt, sie können jedoch auch durch einen Kraft-kommutierten und einen nicht Kraft-kommutierten Kontakt (beispielsweise eine Diode) gebildet sein.
4 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Schaltung 1 als ein Zwei-Port-Netzwerk verwirklicht werden kann. Die Induktivität 13 der Schaltung ist wie dargestellt zwischen die Anschlüsse 21 und 23 geschaltet, und die Reihenschaltung aus dem Kondensator 14 und dem Widerstand 15 der Schaltung ist wie dargestellt zwischen die Anschlüsse 23 und 24 geschaltet.
5 zeigt ein anderes Beispiel dafür, wie die Schaltung 1 als ein Zwei-Port-Netzwerk verwirklicht werden kann, wobei das Zwei-Port-Netzwerk mit einem Widerstand 16 parallel zur Induktivität 13 zwischen den Anschlüssen 21 und 23 versehen ist.
Wenn diese Ausführungsform des Zwei-Port-Netzwerks verwendet wird, kann der Wert des Widerstands 15 erhöht werden, weil die Widerstände 15 und 16 bei hohen Frequenzen eine Parallelschaltung bilden. Wahlweise kann der Widerstand 15 so ausgewählt werden, daß er unendlich groß ist, so daß der Kondensator 14 und der Widerstand 15 vollständig fortgelassen werden können. Die Anschlüsse 22 und 24 sind miteinander verbunden.
6 zeigt einen Verlauf der Überschwingungen unmittelbar nach dem Schalten des Anschlusses 7, wobei die Schaltung 1 mit den Anschlüssen 5 und 6 verbunden ist oder wobei dies nicht der Fall ist. Der Wechselspannungsverlauf der Überschwingungen für den Anschluß 7 ist bei 27 dargestellt, ohne daß die Schaltung 1 mit den Anschlüssen 5 und 6 verbunden ist, und er ist bei 18 dargestellt, wobei die Schaltung 1 mit den Anschlüssen 5 und 6 verbunden ist. Es wird verständlich werden, daß die Überschwingungen 27 leicht gedämpft werden und daher einen verhältnismäßig großen Teil der Schaltperiode bilden, wodurch eine Verzerrung der Impulshöhe und eine elektromagnetische Abstrahlung erzeugt werden. Andererseits zeigt 18 einen stark gedämpften Verlauf der Überschwingungen, und der Übergangszustand nimmt bei praktischen Verwirklichungen weniger als eine Periode ein, was bedeutet, daß die Impulshöhenverzerrung und die elektromagnetische Abstrahlung sehr gering sind.
In 7 zeigt ein Beispiel des Wechselspannungsverlaufs der Spannung am Widerstand 15 unmittelbar nach dem Schalten des Anschlusses 7 vom Anschluß 6 zum Anschluß 5 bei 18, wo der Strom in den Anschluß 7 ein positives Vorzeichen hat. Falls der Wert des Widerstands so ausgewählt wird, daß in der Umschalt-Schaltung eine kritische Dämpfung des seriellen Oszillationskreises erhalten wird, wird ein Verlauf mit dem gleichen Typ, wie er bei 18 angegeben ist, erhalten. Demgemäß ist bei 18 dargestellt, wie die Spannung am Widerstand 15 sehr schnell auf einen Spitzenwert zunimmt, der überwiegend durch den Wert des Widerstands 15, multipliziert mit dem Strom im Anschluß 7, bestimmt ist. Die Spannung nimmt ab, wenn der Strom über die Induktivität 13 geführt wird, und er ist nach einem kurzen Übergangszustand null. Unter den gleichen Bedingungen zeigt 19 eine Sequenz, bei der der Anschluß 7 von dem Anschluß 5 zum Anschluß 6 umgeschaltet wird, und es ist ersichtlich, daß der Strom in der Induktivität 13 von dem Zustand, in dem er im Anschluß 5 fließt, umgeschaltet wird, so daß er im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließt, wodurch die Spannung am Widerstand 15 einen negativen Wert annimmt, der durch das Produkt aus dem Wert des Widerstands 15 und dem Strom in der Induktivität zum Schaltzeitpunkt gegeben ist. Die Spannung nimmt dann gegen null zu, wenn der Strom in der Induktivität 13 abnimmt, und er ist nach einem kurzen Übergangszustand null.
8 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Schaltung 1 mit einem Zwei-Port-Netzwerk verwirklicht werden kann, wie in Zusammenhang mit 1 und 3 beschrieben wurde. Die Anschlüsse 21 und 22 des Zwei-Port-Netzwerks sind mit dem Anschluß 3 bzw. dem Anschluß 4 der Schaltung 1 verbunden, und der Anschluß 20 der Schaltung ist mit dem Anschluß 4 verbunden. Die Anschlüsse 23 und 24 des Zwei-Port-Netzwerks sind mit den Anschlüssen 5 bzw. 6 der Schaltung verbunden.
9 zeigt ein anderes Beispiel dafür, wie die Schaltung 1 mit zwei Zwei-Port-Netzwerken verwirklicht werden kann, wobei die Anschlüsse 21 der Zwei-Port-Netzwerke mit den Anschlüssen 3 bzw. 4 der Schaltung 1 verbunden sind und wobei die Anschlüsse 22 beider Zwei-Port-Netzwerke mit dem Anschluß 20 der Schaltung verbunden sind. Die Anschlüsse 23 der Zwei-Port-Netzwerke sind mit den Anschlüssen 5 bzw. 6 der Schaltung verbunden.
10 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Schaltung 9 mit einer einzigen Spannungsversorgung 24 verwirklicht werden kann, die zwischen die Anschlüsse 3 und 4 der Schaltung 9 geschaltet sind, wobei der Anschluß 20 mit dem Anschluß 4 verbunden ist.
11 zeigt ein weiteres Beispiel dafür, wie die Schaltung 9 mit einer durch 24 und 25 gegebenen doppelten Spannungsversorgung verwirklicht werden kann, wobei die Spannungsversorgung 24 mit den Anschlüssen 3 und 20 der Schaltung 9 verbunden ist und wobei die Spannungsversorgung 25 mit den Anschlüssen 20 und 4 der Schaltung 9 verbunden ist.
12 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Schaltung 9 mit einer Last 26 verwirklicht werden kann, die zwischen die Anschlüsse 3 und 4 geschaltet ist, wobei der Anschluß 20 mit dem Anschluß 4 verbunden ist.
13 zeigt ein Beispiel dafür, wie die Schaltungen 1 und 2 in 1 verwirklicht werden können, wobei die Last zwischen die Anschlüsse 7 und 8 geschaltet werden kann und die Spannungsversorgung zwischen die Anschlüsse 3 und 4 geschaltet werden kann.
In den 14a–14g sind verschiedene Stromflußgraphiken der in 13 gezeigten Schaltung dargestellt, wobei die Stromflußgraphik in 6 Zustände der Schaltungen 1 und 3 unterteilt ist.
14a zeigt einen Zustand, in dem der Schalter 35 einen positiven Laststrom leitet und der Strom im Dämpfungsinduktor 13 und in den zwei Parasitärinduktoren 30 und 31 fließt.
14b zeigt die gleichen Schaltungen 1 und 3, wobei der Schalter 35 gerade ausgeschaltet worden ist und der Schalter 34 gerade eingeschaltet worden ist, wobei die Ströme im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließen, bis die in den Induktoren 13, 30 und 31 enthaltene Energie auf Null gegangen ist, weil der im Dämpfungsinduktor 13 fließende Strom und die in den Parasitärinduktoren 30 und 31 fließenden Ströme sich nicht gleichzeitig ändern können. Bei der Verwirklichung der Schaltungen 1 und 3 wird der Induktor 13 typischerweise so gewählt, daß seine Induktivität viel größer ist als die Parasitärinduktivitäten zusammen, was dazu führt, daß die Induktivität 13 bei der Resonanzfrequenz der Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 vernachlässigt werden kann, und es ist daher ersichtlich, daß der Widerstand 15 die Überschwingungen in der Ausgangsstufe dämpft.
14c zeigt die Schaltungen 1 und 3 gleich nachdem die Energie in den Parasitärinduktoren null ist, und es ist ersichtlich, daß ein Laststrom durch den Schalter 34 und seine Parasitärinduktivitäten 28 und 29 fließt. Es ist weiterhin ersichtlich, daß der Strom, der sich im Induktor 13 befand, noch im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließt, bis die Energie im Induktor 13 null ist.
14d zeigt die Schaltungen 1 und 3 in einem Zustand, in dem das Umschalten vom Schalter 35 zum Schalter 34 abgeschlossen ist und 34 einen positiven Laststrom leitet und der Strom im Schalter 34 selbst und in den zwei Parasitärinduktoren 28 und 29 fließt.
14e zeigt den Stromfluß in den Schaltungen 1 und 3 beim Umschalten der Last vom Schalter 34 zum Schalter 35, und es ist ersichtlich, daß der Strom von der Last im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließt und daß der in den Parasitärkomponenten 28, 29, 30 und 31 der Schalter 34 und 35 fließende resonante Hochfrequenzstrom auch durch den Kondensator 14 und den Widerstand 15 fließt. Die Resonanzfrequenz der Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 wird auf diese Weise durch den Widerstand 15 gedämpft.
14f zeigt den Stromfloß in den Schaltungen 1 und 3 nach dem Umschalten vom Schalter 34 zum Schalter 35 und nach der Übernahme des Laststroms vom Kondensator 14 und vom Widerstand 15 durch den Dämpfungsinduktor 13.
14g zeigt den folgenden Stromfloß von den Schaltungen 1 und 3, und es ist ersichtlich, daß der Stromfloß mit demjenigen in 14a identisch ist, so daß die Stromflußgraphik vollständig ist.
15a zeigt das Stromflußdiagramm für die Schaltungen 1 und 3 bei niedrigen Frequenzen, wenn die Last, d.h. der Anschluß 7 zur Spannungsversorgung, d.h. zum Anschluß 3 geschaltet ist, und es ist ersichtlich, daß der Stromweg streng durch den Schalter 35 gegeben ist.
15b zeigt das Stromflußdiagramm für die Schaltungen 1 und 3 bei niedrigen Frequenzen, wenn die Last, d.h. der Anschluß 7 zum Masseanschluß 4 geschaltet ist, und es ist ersichtlich, daß der Stromweg streng durch den Schalter 34 gegeben ist.
16a zeigt das Stromflußdiagramm für die Schaltungen 1 und 3 bei sehr hohen Frequenzen gleich nachdem die Last vom Schalter 34 zum Schalter 35 umgeschaltet worden ist, und es ist ersichtlich, daß der in den Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 fließende Strom primär im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließt, und daß der aus den Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 bestehende Schwingkreis mit den richtigen Werten für den Kondensator 14 und den Widerstand 15 durch den Widerstand 15 wirksam gedämpft werden kann.
16b zeigt das Stromflußdiagramm für die Schaltungen 1 und 3 bei sehr hohen Frequenzen gleich nachdem die Last vom Schalter 35 zum Schalter 34 umgeschaltet worden ist, und es ist ersichtlich, daß der in den Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 fließende Strom primär im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließt, und daß der aus den Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 bestehende Schwingkreis mit den richtigen Werten für den Kondensator 14 und den Widerstand 15 durch den Widerstand 15 wirksam gedämpft werden kann.
Wie anhand des vorstehend Erwähnten verständlich geworden sein wird, sieht die Erfindung eine Schaltung mit geringen Verlusten vor, die in Kombination mit einer Umschalt-Schaltung in der Art eines Zwei-Ports in der Lage ist, minimal verzerrte Rechteckwellenimpulse mit minimalem Rauschen und minimalen Oszillationen zu erzeugen, und die in der Lage ist, den Spitzenstrom in den Schaltern während der Schaltsequenzen zu begrenzen, wobei die Schaltung eine sehr geringe Komplexität aufweist.

Claims

Verwendung einer Schaltung, die folgendes umfaßt: wenigstens einen Korrektur-Schaltungsblock (1) und einen Umschalt-Schaltungsblock (2), wobei die Schaltungsblöcke von der Art eines Zwei-Ports sind, wobei der Umschalt-Schaltungsblock (2) einen schaltbaren Port umfaßt, der zwischen Anschlüssen (23, 24) des Korrektur-Schaltungsblocks (1) bei einer Schaltfrequenz eines Klasse-D-Audioverstärkers geschaltet werden kann, wobei der Korrektur-Schaltungsblock (1) eine Kurzschlußimpedanz aufweist, die, vom Umschalt-Schaltungsblock aus gesehen, bei der Schaltfrequenz einen ersten Wert aufweist und bei einer Überschwingfrequenz, die höher als die Schaltfrequenz ist und die als Folge der parasitären Induktivitäten und Kapazitäten in dem Umschalt-Schaltungsblock (2) auftritt, einen zweiten Wert aufweist, der überwiegend widerstandsbehaftet ist, wobei der Betrag des ersten Wertes kleiner als der Betrag des zweiten Wertes ist, zur Verringerung von Verzerrungen und Rauschen von Rechteckwellenimpulsen und zur Begrenzung von Spitzenströmen, wobei die Rechteckwellenimpulse und die Spitzenströme während Schaltfolgen im Umschalt-Schaltungsblock (2) auftreten.
Schaltung, die wenigstens einen Korrektur-Schaltungsblock (1) und einen Umschalt-Schaltungsblock (2) umfaßt, wobei die Schaltungsblöcke von der Art eines Zwei-Ports sind, der Umschalt-Schaltungsblock (2) einen schaltbaren Port umfaßt, der zwischen Anschlüssen (23, 24) des Konektur-Schaltungsblocks (1) bei einer Schaltfrequenz eines Klasse-D-Audioverstärkers geschaltet werden kann, dadurch gekennzeichnet, daß der Korrektur-Schaltungsblock (1) eine Kurzschlußimpedanz aufweist, die, vom Umschalt-Schaltungsblock aus gesehen, bei der Schaltfrequenz einen ersten Wert aufweist und bei einer Überschwingfrequenz, die höher als die Schaltfrequenz ist und die als Folge der parasitären Induktivitäten und Kapazitäten in dem Umschalt-Schaltungsblock (2) auftritt, einen zweiten Wert aufweist, der überwiegend widerstandsbehaftet ist, wobei der Betrag des ersten Wertes kleiner als der Betrag des zweiten Wertes ist, so daß der Korrektur-Schaltungsblock (1) ein Filter zur Verringerung von Verzerrungen und Rauschen von Rechteckwellenimpulsen und zur Begrenzung von Spitzenströmen bildet, wobei die Rechteckwellenimpulse und die Spitzenströme während Schaltfolgen im Umschalt-Schaltungsblock (2) auftreten.
Schaltung nach Anspruch 2, bei der der Umschalt-Schaltungsblock (2) folgendes umfaßt: – einen ersten Anschluß, der wenigstens einen ersten Anschluß (5) und einen zweiten Anschluß (6) umfaßt, – einen zweiten Anschluß, der wenigstens einen ersten Anschluß (7) und einen zweiten Anschluß (8) umfaßt, – einen Schaltanschluß (17), der mit dem ersten Anschluß (7) des zweiten Ports verbunden ist und der dazu ausgelegt ist, zwischen dem ersten Anschluß (5) und dem zweiten Anschluß (6) des ersten Ports umgeschaltet zu werden, wobei der Korrektur-Schaltungsblock (1) folgendes umfaßt: – einen ersten Anschluß, der wenigstens einen ersten Anschluß (3,21) und einen zweiten Anschluß (4,22) umfaßt, – einen zweiten Anschluß, der einen ersten Anschluß (23) und einen zweiten Anschluß (24) umfaßt, wobei der erste Anschluß (23) mit dem ersten Anschluß (3,21) des ersten Ports über ein erstes induktives Bauteil (13) verbunden ist und der zweite Anschluß (24) mit dem zweiten Anschluß (4,22) des ersten Ports verbunden ist, – ein erstes kapazitives Bauteil (14) und – ein erstes widerstandsbehaftetes Bauteil (15), wobei das erste kapazitive Bauteil (14) und das erste widerstandsbehaftete Bauteil (15) in Serie zwischen dem ersten Anschluß (23) und dem zweiten Anschluß (24) des zweiten Ports angeordnet sind, um eine erste Reihenschaltung zu bilden, wodurch die Kurzschlußimpedanz zwischen den Anschlüssen (23,24) des zweiten Ports bereitgestellt wird, wobei der erste Anschluß (23) des zweiten Ports des Korrektur-Schaltungsblocks (1) mit dem ersten Anschluß (5) des ersten Ports des Umschalt-Schaltungsblocks (2) verbunden ist und der zweite Anschluß (24) des zweiten Ports des Korrektur-Schaltungsblocks (1) mit dem zweiten Anschluß (6) des ersten Ports des Umschalt-Schaltungsblocks (2) verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 3, bei der der erste Port des Korrektur-Schaltungsblocks (1) darüber hinaus umfaßt: – einen dritten Anschluß (20), – ein zweites induktives Bauteil (13'), – ein zweites kapazitives Bauteil (14') und – ein zweites widerstandsbehaftetes Bauteil (15'), bei der im Korrektur-Schaltungsblock (1): – das zweite induktive Bauteil (13') zwischen dem zweiten Anschluß (4) des ersten Ports und dem zweiten Anschluß (24) des zweiten Ports angeordnet ist, – das zweite kapazitive Bauteil (14') und das zweite widerstandsbehaftete Bauteil (15') in Serie mit dem ersten kapazitiven Bauteil (14) und dem ersten widerstandsbehafteten Bauteil (15) zwischen dem ersten Anschluß (23) und dem zweiten Anschluß (24) des zweiten Ports angeordnet sind, um eine zweite Reihenschaltung zu bilden, – der dritte Anschluß (20) mit einem Punkt zwischen der ersten und der zweiten Reihenschaltung verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 3, bei der der Korrektur-Schaltungsblock (1) darüber hinaus ein drittes widerstandsbehaftetes Bauteil (16) umfaßt, das parallel zum ersten induktiven Bauteil (13) angeschlossen ist.
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die Werte der kapazitiven und induktiven Bauteile des Korrektur-Schaltungsblocks (1) wenigstens viermal größer sind als die Werte der parasitären kapazitiven und induktiven Bauteile des Umschalt-Schaltungsblocks (2).
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der der Korrektur-Schaltungsblock (1) und der Umschalt-Schaltungsblock (2) als eine integrierte Einheit auf einem Substrat gebildet sind.
Schaltung nach Anspruch 7, bei der ein Leitungspfad auf dem Substrat das induktive Bauteil (13) bildet.
Schaltung nach einem der vorherigen Ansprüche, bei der die erste und/oder zweite Reihenschaltung des/der kapazitiven (14,14') und widerstandsbehafteten (15,15') Bauteils/Bauteile durch den internen Widerstand des/der kapazitiven Bauteils/Bauteile gebildet wird/werden.
Klasse-D-Audioverstärker, der eine Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 9 umfaßt.