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Die Erfindung betrifft eine im Oberbegriff
des vorliegenden Anspruchs 2 definierte Schaltung und die im Oberbegriff
des vorliegenden Anspruchs 1 definierten Verwendung einer Schaltung.
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Traditionelle Umschalt-Schaltungen
zur Verwendung in der Leistungselektronik benötigen eine bestimmte Totzeit
zum Vermeiden großer
zerstörender
Anschluß-
und Trennströme,
teilweise um Schaltverluste in der in die Schaltung aufgenommenen Halbbrücke zu beschränken, und
teilweise, um Überschwingungen
am Ausgangssignal zu beseitigen, ohne ein paralleles Dämpfungselement
hinzuzufügen
und dadurch die Verluste zu vergrößern.
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Die Aufnahme einer Totzeit in Umschalt-Schaltungen,
die in Verstärkern
und insbesondere in Klasse-D-Verstärkern für HiFi-Anwendungen verwendet
werden, führt
jedoch zu einer nicht tolerierbaren Verzerrung der modulierten Ausgangssignale.
Es wurde daher seit langem versucht, ein Prinzip zu finden, das
es ermöglicht,
die Totzeit in Halbbrücken
zu verringern, ohne die vorstehend erwähnten Nachteile herbeizuführen.
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Das Prinzip eines geschalteten Verstärkers besteht
darin, daß ein
oder mehrere Schalter in einer Umschalt-Schaltung in der Art eines
Zwei-Ports oder eine Vielzahl davon, beispielsweise durch Impulsbreiten-
oder Impulsdichtemodulation, abhängig
von der Amplitude eines Signals in der Art eines Audiosignals, geschaltet
werden, so daß sie
leiten bzw. nicht leiten.
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Hierdurch werden die Informationen
des Audiosignals in eine Anzahl von Impulsen umgewandelt, die genau
den Informationen des Audiosignals entsprechen.
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Der Hauptvorteil der impulsmodulierten
Verstärker
besteht in einem sehr hohen Wirkungsgrad, der theoretisch 100% beträgt, was
bedeutet, daß der Verstärker theoretisch
verlustfrei ist. Bei praktischen Verwirklichungen von impulsmodulierten
Verstärkern können typische
Wirkungsgrade zwischen 90 und 98% erreicht werden. Impulsmodulierte
Verstärker sind
theoretisch auch vollkommen linear und haben daher eine sehr geringe
Verzerrung, es wurde in der Praxis jedoch herausgefunden, daß Nichtlinearitäten sie
für die
Verwendung in HiFi-Verstärkern
für Audioanwendungen
ungeeignet machen. Dies liegt in erster Linie daran, daß es nicht
möglich
ist, in der Umschalt-Schaltung ideale Rechteckwellenimpulse bereitzustellen,
weil Schalter verwendet werden, die nicht ideal sind und die um
das Schaltelement kapazitive und induktive Parasitärkomponenten
aufweisen.
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Einer der Hauptgründe, aus denen die Impulse
nicht ideal erzeugt werden können,
läßt sich
unter anderem in der Verbindung und beim Trennen der Schalter finden.
Die Impulsbreiten ändern
sich als Folge von Änderungen
der Einschalt- und
Ausschaltzeiten der Schalter, während
die erforderliche Totzeit zwischen dem Verbinden und dem Trennen
der zwei Schalter konstant gehalten wird. Die Änderungen der Einschalt- und
der Ausschaltzeiten sind auf mehrere Faktoren zurückzuführen, wobei
die wichtigsten in Änderungen
des Laststroms und der Eigenschaften der in der und um die Ausgangsstufe
verwendeten Bauteile bestehen. Die wichtigsten Änderungen der Eigenschaften
der Bauteile sind auf Temperaturänderungen
zurückzuführen, es
sind jedoch auch sich ändernde
Eigenschaften von Bauteilen infolge verschiedener Lose und infolge
von Alterungsphänomenen
als wichtige Probleme bekannt, denen Rechnung getragen werden muß. Es ist
daher wünschenswert,
bei impulsmodulierten Leistungsverstärkern die Einschalt- und Ausschaltzeiten
und dadurch die Totzeit auf ein Minimum zu verringern.
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Umgekehrt führen verringerte Einschalt-
und Ausschaltzeiten sowie eine verkürzte Totzeit zu Problemen eines
erhöhten
Leistungsverbrauchs und folglich zu destruktiven Spitzenströmen in den
Schaltern und starken Überschwingungen
des Ausgangssignals, weil beide Schalter für kurze Zeit gleichzeitig eingeschaltet
werden.
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Es ist weiterhin bekannt, daß die Impulshöhen wegen
der Überschwingungen
stark variieren, welche auftreten, wenn der Laststrom verbunden
und getrennt wird, wodurch eine Verzerrung des Audiosignals hervorgerufen
wird.
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Diese Überschwingungen können teilweise begrenzt
werden, indem eine parallele Dämpfungsschaltung
eines bekannten Typs über
die Schalter gelegt wird, welche die Oszillationen abschwächt, welche
wegen der Parasitärinduktivitäten und
-kapazitäten
der Umschalt-Schaltung auftreten. Der Nachteil einer solchen Schaltung
besteht jedoch darin, daß die
Ein- und Ausschaltzeiten verlängert
werden und daß die
Schaltverluste und damit die Ruheverluste des Verstärkers zunehmen,
so daß der
Wirkungsgrad des Verstärkers
verringert wird und die Impulsbreitenverzerrung zunimmt.
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Bei bestehenden praktischen Verwirklichungen
werden dennoch parallele Dämpfungsschaltungen
verwendet, weil die Überschwingungen
in und um Umschalt-Schaltungen bedeuten, daß die Schaltungen so starke
Hochfrequenzsignale aussenden, daß sie nach heutigen Normen
auf dem Gebiet nicht verwendet werden können.
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Die bekannten Verfahren zum Erzeugen
von Rechteckwellenimpulsen in geschalteten Verstärkern betreffen demgemäß die Verzerrung
des modulierten Signals. Diese Verfahren sind insbesondere nicht
zur Verwendung bei geschalteten Verstärkern, beispielsweise Klasse-D-Verstärkern für HiFi,
geeignet, bei denen Entwurfskriterien, wie eine geringe Verzerrung,
ein geringes Rauschen und ein hoher Wirkungsgrad, wichtig sind.
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Es gibt zwei Kategorien geschalteter
Verstärker
für Audioanwendungen.
Eine Kategorie besteht in geschalteten Verstärkern, die analoge Eingangssignale
aufweisen. Die andere Kategorie besteht in geschalteten Verstärkern mit
digitalen Eingangssignalen.
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Der letztgenannte Verstärker arbeitet
ausschließlich
im digitalen Bereich und wird daher als volldigitaler Leistungsverstärker bezeichnet.
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Es ist beim volldigitalen Leistungsverstärker insbesondere
wichtig, in etwa ideale Rechteckwellenimpulse erzeugen zu können, weil
die die Verzerrung verringernde Rückkopplung um die Ausgangsstufe
nicht erreicht werden kann, ohne daß der digitale Bereich verlassen
wird.
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Hierdurch werden sehr strenge Anforderungen
an die Linearität
der Ausgangsstufe und damit an die Erzeugung der Rechteckwellenimpulse
mit einer minimalen Verzerrung und mit minimalem Rauschen gestellt.
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Eine Aufgabe der Erfindung besteht
dementsprechend darin, eine Schaltung bereitzustellen, die in der
Lage ist, minimal verzerrte Rechteckwellenimpulse mit einem minimalen
Rauschen und minimalen Verlusten in der Ausgangsstufe zu erzeugen
und den Spitzenstrom während
der Schaltsequenzen in der Umschalt-Schaltung zu verringern.
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Die Aufgabe der Erfindung wird durch
eine in Anspruch 2 definierte Schaltung gelöst.
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Die Schaltung hat den Vorteil, daß die hochfrequenten Überschwingungen,
welche normalerweise wegen Parasitärinduktivitäten und -kapazitäten in der
Umschaft-Schaltung auftreten, durch die resistive Dämpfung erheblich
abgeschwächt
werden können.
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Das resistive Verhalten der Rauschabschwächungsschaltung
bei hohen Frequenzen hat auch den Vorteil, daß transiente Spitzenströme in der
Umschalt-Schaltung
durch Kurzschließen
der Schaltkontakte auf ein Maximalwertereignis reduziert werden können. Die
Totzeit kann daher auf ein Minimum verringert werden, ohne daß ein destruktiver
Strom in den Schaltern oder Impulshöhenfehler in Form starker Überschwingungen
am Ausgangssignal, die von starken Kurzschlußströmen herrühren, erzeugt werden.
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Wenn der Korrektur-Schaltungsblock
einen Satz von Eingangsanschlüssen
aufweist, an die eine einzige oder eine doppelte Spannungsversorgung angeschlossen
ist, und eine Reihenschaltung aus einer Induktivität und einer Lastschaltung
an den schaltbaren Port des Umschalt-Schaltungsblocks angeschlossen
ist, ist gewährleistet,
daß ein
Buck-Umsetzer erzeugt werden kann, der in der Lage ist, näherungsweise
ideale Rechteckwellenimpulse mit minimaler Verzerrung und minimalem
Rauschen bei einer minimalen Totzeit und minimalen Überschwingungen
in der Umschalt-Schaltung zu erzeugen, während der Spitzenstrom in den
Schaltern der Umschalt-Schaltung auf einen Maximalwert begrenzt werden
kann.
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Wie erwähnt wurde, betrifft die Erfindung auch
die Verwendung einer Schaltung.
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Diese Verwendung einer Schaltung
ist in Anspruch 1 definiert.
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Die überwiegend widerstandsbehaftete
Impedanz bei hohen Frequenzen bietet den Vorteil, daß die Schaltung
während
der transienten Schaltsequenzen in der Umschalt-Schaltung als ein
Strombegrenzer wirkt, wodurch ermöglicht wird, daß eine minimale
Totzeit aufrechterhalten wird. Das überwiegend resistive Verhalten
der Rauschabschwächungsschaltung
bei hohen Frequenzen hat zusätzlich
den Vorteil, daß die
Hochfrequenz-Überschwingungen,
die normalerweise wegen Parasitärinduktivitäten und
-kapazitäten
in der Umschalt-Schaltung auftreten, erheblich abgeschwächt werden.
Verglichen mit parallelen Dämpfungsschaltungen,
mit denen das Gleiche erreicht werden kann, hat diese Schaltung
weniger Verluste, weil es keinen parallelen Kondensator gibt, der
durch die Schalter in der Spannung verschoben werden muß.
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Wenn, wie in Anspruch 3 erwähnt, der
Korrektur-Schaltungsblock ein induktives Bauteil aufweist, das mit
einer Reihenschaltung aus einem kapazitiven und einem resistiven
Bauteil verbunden ist, wird eine sehr einfache Schaltungsstruktur
mit nur drei Bauteilen erhalten.
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Wenn, wie in Anspruch 5 erwähnt, ein
resistives Bauteil parallel zum induktiven Bauteil geschaltet ist,
ist gewährleistet,
daß der
Wert des Widerstands in der Reihenschaltung aus dem Kondensator und
dem Widerstand erhöht
werden kann, weil die zwei Widerstände eine Wechselspannungs-Parallelschaltung
bilden.
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Wie in Anspruch 6 erwähnt, ist
es zweckmäßig, daß der Wert
der kapazitiven und der induktiven Bauteile des Netzwerks wenigstens
viermal größer sind
als die Werte der kapazitiven und induktiven Parasitärkomponenten
der Umschalt-Schaltung.
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Wenn der Widerstandswert des Korrektur-Schaltungsblocks
bei hohen Frequenzen zweimal so groß ist wie die charakteristische
Impedanz der gesamten Parasitärinduktivität und der
gesamten Parasitärkapazität der Umschalt-Schaltung,
wird eine starke Abschwächung
der unvermeidlich auftretenden Oszillationen erreicht, was bedeutet,
daß die
Totzeit zwischen dem Einschalten und dem Ausschalten sowie die Einschalt-
und die Ausschaltraten der Schalter in der Umschalt-Schaltung auf
ein Minimum verringert werden können,
ohne daß starke Überschwingungen
auftreten, die andernfalls eine Verzerrung und Rauschen und eine
mögliche
Zerstörung der
Schalter hervorrufen würden.
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Die Verzerrung der Rechteckwellenimpulse kann
zusätzlich
dadurch verringert werden, daß eine bekannte
Dämpfungsschaltung,
die aus einer Reihenschaltung eines Kondensators und eines Widerstands
besteht, parallel zum schaltbaren Port des Umschalt-Schaltungsblocks
geschaltet wird.
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Die Schaltung weist eine besonders
stark verringerte Verzerrung auf, wenn sie in Umschalt-Schaltungen
mit verhältnismäßig großen Parasitärinduktivitäten verwendet
wird. Das Hinzufügen der
parallelen Dämpfungsschaltungen
kann vorteilhafterweise in Umschalt-Schaltungsentwürfen erfolgen,
bei denen die charakteristische Impedanz von Parasitärinduktivitäten und
-kapazitäten
groß ist,
was beispielsweise bei Layouts mit großen Abmessungen auftreten kann.
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Wie in Anspruch 7 erwähnt, sind
der Korrektur-Schaltungsblock und der Umschalt-Schaltungsblock als
eine integrierte Einheit auf einem Substrat ausgebildet. Dies bedeutet,
daß die
Parasitärinduktivitäten und
die Verzerrung in der Halbbrücke
zusätzlich
verringert sind.
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Wenn, wie in Anspruch 9 erwähnt, die
Reihenschaltung aus dem kapazitiven Bauteil (14) und dem
widerstandsbehafteten Bauteil (15) aus einem Kondensator
und seinem internen Reihenwiderstand besteht, ist gewährleistet,
daß die
Schaltung auf sehr einfache Weise verwirklicht werden kann.
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Zweckmäßige Ausführungsformen der Erfindung
sind in den abhängigen
Ansprüchen
definiert.
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Es ist demgemäß bei Klasse-D-Verstärkern und
Leistungsversorgungen möglich,
den Spitzenstrom in den Schaltern zu begrenzen und eine viel einfachere
Verringerung des Rauschens, der Verzerrungen und der Überschwingungen
in den darin aufgenommenen Umschalt-Schaltungen zu erreichen, als
dies beim herkömmlich
verwendeten Filtern in Umschalt-Schaltungen möglich ist.
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Die Erfindung wird nun mit Bezug
auf eine in der Zeichnung dargestellte Ausführungsform der Erfindung vollständiger erklärt. Es zeigen:
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1 die
Grundstruktur der Erfindung in Form eines Blockdiagramms,
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2 Beispiele
von Verwendungen der Erfindung in Form eines Blockdiagramms,
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3 ein
Beispiel einer Umschalt-Schaltung in der Art eines Zwei-Ports in
der Grundstruktur aus 1,
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4 ein
Beispiel eines Zwei-Port-Netzwerks in Diagrammform in der Grundstruktur
aus 1 gemäß der Erfindung,
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5 ein
Beispiel einer zweiten Schaltung in Diagrammform in der Grundstruktur
aus 1 gemäß der Erfindung,
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6 den
Verlauf einer Spannung in der Schaltung während und nach einer Schaltsequenz,
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7 einen
Verlauf einer Spannung in der erfindungsgemäßen Schaltung,
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8 ein
Beispiel einer Rauschabschwächungsschaltung
in Diagrammform in der Grundstruktur aus 1,
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9 ein
weiteres Beispiel einer Rauschabschwächungsschaltung in Diagrammform
in der Grundstruktur aus 1,
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10 ein
Beispiel in Diagrammform dazu, wie eine einzige Spannungsversorgung
an die Rauschabschwächungsschaltung
angeschlossen werden kann,
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11 ein
Beispiel in Diagrammform dazu, wie eine doppelte Spannungsversorgung
an die Rauschabschwächungsschaltung
in dem Diagramm aus 2 angeschlossen
werden kann,
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12 ein
Beispiel in Diagrammform dazu, wie eine Last an die Rauschabschwächungsschaltung
in dem Diagramm aus 2 angeschlossen werden
kann,
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13 ein
Beispiel dazu, wie die Schaltungen 1 und 2 in 1 verwirklicht werden können,
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die 14a–14g unterschiedliche Zustände von
Stromflüssen
in den in 13 dargestellten Schaltungen 1 und 2,
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die 15a–15b verschiedene Zustände des
Stromflusses in den Schaltungen 1 und 2 bei niedrigen
Frequenzen und
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die 16a–16b verschiedene Zustände des
Stromflusses in den Schaltungen 1 und 2 bei sehr
hohen Frequenzen.
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In 1 bezeichnet
die Bezugszahl 1 eine Schaltung, die über zwei Anschlüsse 5 und 6 mit
einer Umschalt-Schaltung in der Art eines Zwei-Ports 2 verbunden
ist. Die Umschalt-Schaltung besteht aus einem Zwei-Port, bei dem
die Anschlüsse 6 und 8 miteinander
verbunden sind, wobei ein Port einen Schalt-Anschluß 7 aufweist, der
mit einem Schalter 17 verbunden ist, welcher zwischen den
zwei Anschlüssen 5 und 6 des
anderen Ports geschaltet werden kann. Die von dem Port, der die
Anschlüsse 5 und 6 enthält, gesehene
Kurzschlußimpedanz
(wobei die Anschlüsse 3, 4 und 20 kurzgeschlossen
sind) der Schaltung 1 ist dadurch gekennzeichnet, daß sie bei
niedrigen Frequenzen niedrig ist und bei hohen Frequenzen hoch und überwiegend
widerstandsbehaftet ist.
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2 zeigt
Beispiele der Verwendung der Schaltung 1 und der Umschalt-Schaltung 2,
wobei die Anschlüsse 3, 4 und 20 der
Schaltung 1 mit einer Schaltung 9 verbunden sind
und wobei der Anschluß 7 der
Umschalt-Schaltung mit einer Reihenschaltung aus einer Induktivität 11 und
einer mit dem Anschluß 8 verbundenen
Schaltung 10 verbunden ist. Die Schaltungen 9 und 10 können beispielsweise
durch eine Spannungsversorgung 9 und eine Last 10 gegeben
sein, wobei die Schaltung 1 und die Umschalt-Schaltung 2 in
eine Konfiguration aufgenommen sind, welche in der Literatur als
ein Buck-Umsetzer bekannt ist. Dementsprechend können die Schaltungen 9 und 10 durch
eine Last 9 und eine Spannungsversorgung 10 gegeben
sein, wobei die Schaltung und die Umschalt-Schaltung in eine als Verstärkungs-Umsetzer
bekannte Konfiguration aufgenommen sind.
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3 zeigt
ein Beispiel einer vereinfachten Umschalt-Schaltung 2 in
der Art eines Zwei-Ports, wobei die Parasitärbestandteile auch dargestellt sind.
Ein Port weist einen schaltbaren Anschluß 7 auf, der zwischen
den Anschlüssen 5 und 6 des
anderen Ports aus 1 oder 2 geschaltet werden kann.
Die Anschlüsse 6 und 8 der
Ports sind als miteinander verbunden dargestellt. Die Parasitärbestandteile
der Umschalt-Schaltung sind um die Schalter 34, 35 herum
gezeichnet. Die Parasitärinduktivitäten 28 und 31 treten
zwischen den Anschlüssen 5 und 6 auf,
und die Schalter 34 und 35 sowie der Wert der
Induktivitäten
sind in erster Linie durch das Layout und Chipmontagetechniken bestimmt.
Die Parasitärinduktivitäten 29 und 30 sind
zwischen dem Anschluß 7 und
den Schaltern 34 und 35 bereitgestellt, und der
Wert dieser Induktivitäten
ist ebenso in erster Linie durch das Layout und Chipmontagetechniken
bestimmt.
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Parasitärkapazitäten 32 und 33 sind
parallel zu den Schaltern 34 und 35 bereitgestellt,
und der Wert dieser Kapazitäten
ist durch das vom Bauteillieferanten verwendete Herstellungsverfahren
bestimmt.
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Die Parasitärkapazitäten und -induktivitäten bilden
auf diese Weise einen Oszillationskreis, der durch den Schalt-Anschluß 7 zwischen
den Anschlüssen 5 und 6 eingeschaltet
wird, wodurch an den Anschlüssen
der Umschalt-Schaltung Überschwingungen
auftreten. Diese Überschwingungen können durch
Verbinden der Schaltung 1 mit den Anschlüssen 5 und 6 erheblich
gedämpft
werden. Die Schalter in 3 sind
durch zwei Kraft-kommutierte Kontakte (Transistoren) dargestellt,
sie können
jedoch auch durch einen Kraft-kommutierten und einen nicht Kraft-kommutierten
Kontakt (beispielsweise eine Diode) gebildet sein.
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4 zeigt
ein Beispiel dafür,
wie die Schaltung 1 als ein Zwei-Port-Netzwerk verwirklicht werden kann. Die
Induktivität 13 der
Schaltung ist wie dargestellt zwischen die Anschlüsse 21 und 23 geschaltet,
und die Reihenschaltung aus dem Kondensator 14 und dem
Widerstand 15 der Schaltung ist wie dargestellt zwischen
die Anschlüsse 23 und 24 geschaltet.
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5 zeigt
ein anderes Beispiel dafür,
wie die Schaltung 1 als ein Zwei-Port-Netzwerk verwirklicht werden kann, wobei
das Zwei-Port-Netzwerk mit einem Widerstand 16 parallel
zur Induktivität 13 zwischen
den Anschlüssen 21 und 23 versehen
ist.
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Wenn diese Ausführungsform des Zwei-Port-Netzwerks
verwendet wird, kann der Wert des Widerstands 15 erhöht werden,
weil die Widerstände 15 und 16 bei
hohen Frequenzen eine Parallelschaltung bilden. Wahlweise kann der
Widerstand 15 so ausgewählt
werden, daß er
unendlich groß ist, so
daß der
Kondensator 14 und der Widerstand 15 vollständig fortgelassen
werden können.
Die Anschlüsse 22 und 24 sind
miteinander verbunden.
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6 zeigt
einen Verlauf der Überschwingungen
unmittelbar nach dem Schalten des Anschlusses 7, wobei
die Schaltung 1 mit den Anschlüssen 5 und 6 verbunden
ist oder wobei dies nicht der Fall ist. Der Wechselspannungsverlauf
der Überschwingungen
für den
Anschluß 7 ist
bei 27 dargestellt, ohne daß die Schaltung 1 mit
den Anschlüssen 5 und 6 verbunden
ist, und er ist bei 18 dargestellt, wobei die Schaltung 1 mit
den Anschlüssen 5 und 6 verbunden
ist. Es wird verständlich
werden, daß die Überschwingungen 27 leicht
gedämpft
werden und daher einen verhältnismäßig großen Teil
der Schaltperiode bilden, wodurch eine Verzerrung der Impulshöhe und eine
elektromagnetische Abstrahlung erzeugt werden. Andererseits zeigt
18 einen stark gedämpften
Verlauf der Überschwingungen,
und der Übergangszustand
nimmt bei praktischen Verwirklichungen weniger als eine Periode
ein, was bedeutet, daß die
Impulshöhenverzerrung
und die elektromagnetische Abstrahlung sehr gering sind.
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In 7 zeigt
ein Beispiel des Wechselspannungsverlaufs der Spannung am Widerstand 15 unmittelbar
nach dem Schalten des Anschlusses 7 vom Anschluß 6 zum
Anschluß 5 bei 18,
wo der Strom in den Anschluß 7 ein
positives Vorzeichen hat. Falls der Wert des Widerstands so ausgewählt wird,
daß in der
Umschalt-Schaltung
eine kritische Dämpfung
des seriellen Oszillationskreises erhalten wird, wird ein Verlauf
mit dem gleichen Typ, wie er bei 18 angegeben ist, erhalten.
Demgemäß ist bei 18 dargestellt, wie
die Spannung am Widerstand 15 sehr schnell auf einen Spitzenwert
zunimmt, der überwiegend
durch den Wert des Widerstands 15, multipliziert mit dem Strom
im Anschluß 7,
bestimmt ist. Die Spannung nimmt ab, wenn der Strom über die
Induktivität 13 geführt wird,
und er ist nach einem kurzen Übergangszustand
null. Unter den gleichen Bedingungen zeigt 19 eine Sequenz,
bei der der Anschluß 7 von
dem Anschluß 5 zum
Anschluß 6 umgeschaltet
wird, und es ist ersichtlich, daß der Strom in der Induktivität 13 von
dem Zustand, in dem er im Anschluß 5 fließt, umgeschaltet
wird, so daß er
im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließt, wodurch
die Spannung am Widerstand 15 einen negativen Wert annimmt,
der durch das Produkt aus dem Wert des Widerstands 15 und
dem Strom in der Induktivität
zum Schaltzeitpunkt gegeben ist. Die Spannung nimmt dann gegen null
zu, wenn der Strom in der Induktivität 13 abnimmt, und
er ist nach einem kurzen Übergangszustand
null.
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8 zeigt
ein Beispiel dafür,
wie die Schaltung 1 mit einem Zwei-Port-Netzwerk verwirklicht werden kann, wie
in Zusammenhang mit 1 und 3 beschrieben wurde. Die
Anschlüsse 21 und 22 des Zwei-Port-Netzwerks
sind mit dem Anschluß 3 bzw. dem
Anschluß 4 der
Schaltung 1 verbunden, und der Anschluß 20 der Schaltung
ist mit dem Anschluß 4 verbunden.
Die Anschlüsse 23 und 24 des Zwei-Port-Netzwerks
sind mit den Anschlüssen 5 bzw. 6 der
Schaltung verbunden.
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9 zeigt
ein anderes Beispiel dafür,
wie die Schaltung 1 mit zwei Zwei-Port-Netzwerken verwirklicht werden
kann, wobei die Anschlüsse 21 der Zwei-Port-Netzwerke mit
den Anschlüssen 3 bzw. 4 der
Schaltung 1 verbunden sind und wobei die Anschlüsse 22 beider
Zwei-Port-Netzwerke mit dem Anschluß 20 der Schaltung
verbunden sind. Die Anschlüsse 23 der
Zwei-Port-Netzwerke sind mit den Anschlüssen 5 bzw. 6 der
Schaltung verbunden.
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10 zeigt
ein Beispiel dafür,
wie die Schaltung 9 mit einer einzigen Spannungsversorgung 24 verwirklicht
werden kann, die zwischen die Anschlüsse 3 und 4 der
Schaltung 9 geschaltet sind, wobei der Anschluß 20 mit
dem Anschluß 4 verbunden
ist.
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11 zeigt
ein weiteres Beispiel dafür,
wie die Schaltung 9 mit einer durch 24 und 25 gegebenen doppelten
Spannungsversorgung verwirklicht werden kann, wobei die Spannungsversorgung 24 mit den
Anschlüssen 3 und 20 der
Schaltung 9 verbunden ist und wobei die Spannungsversorgung 25 mit den
Anschlüssen 20 und 4 der
Schaltung 9 verbunden ist.
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12 zeigt
ein Beispiel dafür,
wie die Schaltung 9 mit einer Last 26 verwirklicht
werden kann, die zwischen die Anschlüsse 3 und 4 geschaltet
ist, wobei der Anschluß 20 mit
dem Anschluß 4 verbunden
ist.
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13 zeigt
ein Beispiel dafür,
wie die Schaltungen 1 und 2 in 1 verwirklicht werden können, wobei
die Last zwischen die Anschlüsse 7 und 8 geschaltet
werden kann und die Spannungsversorgung zwischen die Anschlüsse 3 und 4 geschaltet
werden kann.
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In den 14a–14g sind verschiedene Stromflußgraphiken
der in 13 gezeigten
Schaltung dargestellt, wobei die Stromflußgraphik in 6 Zustände der
Schaltungen 1 und 3 unterteilt ist.
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14a zeigt
einen Zustand, in dem der Schalter 35 einen positiven Laststrom
leitet und der Strom im Dämpfungsinduktor 13 und
in den zwei Parasitärinduktoren 30 und 31 fließt.
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14b zeigt
die gleichen Schaltungen 1 und 3, wobei der Schalter 35 gerade
ausgeschaltet worden ist und der Schalter 34 gerade eingeschaltet worden
ist, wobei die Ströme
im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließen, bis
die in den Induktoren 13, 30 und 31 enthaltene
Energie auf Null gegangen ist, weil der im Dämpfungsinduktor 13 fließende Strom
und die in den Parasitärinduktoren 30 und 31 fließenden Ströme sich
nicht gleichzeitig ändern
können.
Bei der Verwirklichung der Schaltungen 1 und 3 wird
der Induktor 13 typischerweise so gewählt, daß seine Induktivität viel größer ist
als die Parasitärinduktivitäten zusammen,
was dazu führt,
daß die
Induktivität 13 bei
der Resonanzfrequenz der Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 vernachlässigt werden
kann, und es ist daher ersichtlich, daß der Widerstand 15 die Überschwingungen
in der Ausgangsstufe dämpft.
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14c zeigt
die Schaltungen 1 und 3 gleich nachdem die Energie
in den Parasitärinduktoren
null ist, und es ist ersichtlich, daß ein Laststrom durch den Schalter 34 und
seine Parasitärinduktivitäten 28 und 29 fließt. Es ist
weiterhin ersichtlich, daß der
Strom, der sich im Induktor 13 befand, noch im Kondensator 14 und
im Widerstand 15 fließt,
bis die Energie im Induktor 13 null ist.
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14d zeigt
die Schaltungen 1 und 3 in einem Zustand, in dem
das Umschalten vom Schalter 35 zum Schalter 34 abgeschlossen
ist und 34 einen positiven Laststrom leitet und der Strom im Schalter 34 selbst
und in den zwei Parasitärinduktoren 28 und 29 fließt.
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14e zeigt
den Stromfluß in
den Schaltungen 1 und 3 beim Umschalten der Last
vom Schalter 34 zum Schalter 35, und es ist ersichtlich,
daß der Strom von
der Last im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließt und daß der in
den Parasitärkomponenten 28, 29, 30 und 31 der
Schalter 34 und 35 fließende resonante Hochfrequenzstrom
auch durch den Kondensator 14 und den Widerstand 15 fließt. Die
Resonanzfrequenz der Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 wird
auf diese Weise durch den Widerstand 15 gedämpft.
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14f zeigt
den Stromfloß in
den Schaltungen 1 und 3 nach dem Umschalten vom
Schalter 34 zum Schalter 35 und nach der Übernahme
des Laststroms vom Kondensator 14 und vom Widerstand 15 durch
den Dämpfungsinduktor 13.
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14g zeigt
den folgenden Stromfloß von den
Schaltungen 1 und 3, und es ist ersichtlich, daß der Stromfloß mit demjenigen
in 14a identisch ist,
so daß die
Stromflußgraphik
vollständig
ist.
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15a zeigt
das Stromflußdiagramm
für die
Schaltungen 1 und 3 bei niedrigen Frequenzen, wenn
die Last, d.h. der Anschluß 7 zur
Spannungsversorgung, d.h. zum Anschluß 3 geschaltet ist,
und es ist ersichtlich, daß der
Stromweg streng durch den Schalter 35 gegeben ist.
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15b zeigt
das Stromflußdiagramm
für die
Schaltungen 1 und 3 bei niedrigen Frequenzen, wenn
die Last, d.h. der Anschluß 7 zum
Masseanschluß 4 geschaltet
ist, und es ist ersichtlich, daß der Stromweg
streng durch den Schalter 34 gegeben ist.
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16a zeigt
das Stromflußdiagramm
für die
Schaltungen 1 und 3 bei sehr hohen Frequenzen gleich
nachdem die Last vom Schalter 34 zum Schalter 35 umgeschaltet
worden ist, und es ist ersichtlich, daß der in den Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 fließende Strom
primär
im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließt, und
daß der
aus den Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 bestehende
Schwingkreis mit den richtigen Werten für den Kondensator 14 und
den Widerstand 15 durch den Widerstand 15 wirksam
gedämpft
werden kann.
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16b zeigt
das Stromflußdiagramm
für die
Schaltungen 1 und 3 bei sehr hohen Frequenzen gleich
nachdem die Last vom Schalter 35 zum Schalter 34 umgeschaltet
worden ist, und es ist ersichtlich, daß der in den Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 fließende Strom
primär
im Kondensator 14 und im Widerstand 15 fließt, und
daß der
aus den Parasitärkomponenten 28, 29, 30, 31, 32 und 33 bestehende
Schwingkreis mit den richtigen Werten für den Kondensator 14 und
den Widerstand 15 durch den Widerstand 15 wirksam
gedämpft
werden kann.
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Wie anhand des vorstehend Erwähnten verständlich geworden
sein wird, sieht die Erfindung eine Schaltung mit geringen Verlusten
vor, die in Kombination mit einer Umschalt-Schaltung in der Art eines
Zwei-Ports in der Lage ist, minimal verzerrte Rechteckwellenimpulse
mit minimalem Rauschen und minimalen Oszillationen zu erzeugen,
und die in der Lage ist, den Spitzenstrom in den Schaltern während der
Schaltsequenzen zu begrenzen, wobei die Schaltung eine sehr geringe
Komplexität
aufweist.