KR20010043427A - 구형파 펄스의 왜곡 및 노이즈를 감소시키는 방법, 왜곡이최소화된 펄스를 발생시키는 회로 및 상기 방법과 회로의사용법 - Google Patents

Abstract

스위칭 회로, 예컨대, D급 증폭기 출력단 또는 전원에서, 스위칭 시퀀스 동작중 또는 동작후, 제한된 노이즈 및 제한된 피크 전류로 최소한으로 왜곡된 구형파 펄스를 발생시키기 위해, 본 발명은 하나의 회로 및 방법을 제공한다. 상기 회로의 한 포트에서 볼 때, 단락 임피던스는 저주파수에서 저임피던스를 갖는 반면, 고주파수에서는 저항성이 현저한 고임피던스를 갖는다. 일 실시예에서, 상기 회로는, 2포트 네트워크의 일 포트와 다른 포트들간에 접속되는 하나의 인덕턴스를 포함하고, 상기 회로의 다른 포트의 단자들간에 접속되는 저항 및 용량의 직렬 접속을 포함한다. 상기 회로는, 스위칭 회로와 결합하여, 하나의 기판위에 집적회로로서 형성될 수 있으며, 상기 인덕턴스는 하나의 도체 경로를 형성하는 것이 좋다.

Description

구형파 펄스의 왜곡 및 노이즈를 감소시키는 방법, 왜곡이 최소화된 펄스를 발생시키는 회로 및 상기 방법과 회로의 사용법{A METHOD OF REDUCING DISTORTION AND NOISE OF SQUARE-WAVE PULSES, A CIRCUIT FOR GENERATING MINIMALY DISTORTED PULSES AND USE OF METHOD AND THE CIRCUIT}

전력 전자공학의 이용을 위한 종래의 스위칭 회로는 접속 및 분리시의 매우 파괴적인 전류를 피하기 위해, 회로에 통합된 하프-브리지(half-bridge)에서의 스위칭 손실을 부분적으로 제한하기 위해, 또한 병렬 스너버(snubber) 및 그로 인한 증가된 손실 없이 출력신호의 링잉(ringing)을 제거하기 위해 일정한 휴지시간(dead time)을 요구한다.

그러나, 증폭기에서 사용되는 스위칭 회로에서, 특히 하이파이용 D 급 증폭기에서 휴지시간의 부가는 변조된 출력신호의 심한 왜곡을 초래한다. 따라서, 상기의 단점을 발생시키지 않고 하프 브리지에서의 휴지시간을 줄일 수 있는 원리를 찾아내려는 시도가 오랫동안 있어왔다.

스위칭 증폭기의 원리는, 하나 또는 그 이상의 2포트형 스위칭 회로에서 하나 또는 그 이상의 스위치가 도통 또는 비도통되도록, 예컨대, 오디오 신호와 같은 신호의 증폭에 따라 펄스폭 또는 펄스밀도 변조에 의해, 각각 스위칭되는 것이다.

이로써, 오디오 신호의 정보는 오디오 신호의 정보에 정확히 대응하는 복수의 펄스로 변환된다.

펄스변조 증폭기의 주된 장점은, 이론적으로 100%, 즉 전혀 손실이 없는 고효율성이다. 펄스 변조된 증폭기의 실질적인 구현에 있어서는, 전형적으로 90 내지 98%의 효율이 얻어진다. 또한, 펄스 변조된 증폭기는 이론적으로 완전히 선형이고, 따라서 왜곡(distortion)이 매우 낮지만, 실제로는 비선형성으로 오디오용 하이파이 증폭기에 사용되기에는 부적합한 것으로 알려져 왔다. 그 이유는 주로, 상기 스위치 소자 근처에 있는 기생 용량 및 유도성분을 가지는 비 이상적인 스위치의 사용으로 인해, 상기 스위칭 회로에 이상적인 구형파 펄스를 제공하는 것이 불가능하기 때문이다.

상기 펄스들이 이상적으로 생성될 수 없는 주원인중 하나는, 특히 상기 스위치들의 접속 및 차단에서 발견된다. 상기 펄스폭은 상기 스위치들의 ON 및 OFF 시에 있어서의 변화에 따라 변하는 반면, 상기 2 스위치들간의 접속과 차단 사이에 필요한 휴지시간은 일정하게 유지된다. ON 및 OFF시에 있어서의 상기 변화는 몇 가지 요인에 기인하고, 그중 가장 중요한 것은 출력단 및 그 주위에서 사용되는 부품들의 특성 변화 및 부하전류의 변화이다. 부품 특성에 있어서의 가장 중요한 변화는 온도에 따른 변화로 인한 것이지만, 다른 일괄처리 및 노쇠현상으로 인한 다양한 부품특성도 주의해야 할 중요한 문제로 알려진다. 따라서, 펄스변조 전력증폭기에서 ON 및 OFF 타임을 줄이고, 이로써 휴지시간을 최소로 하는 것이 바람직하다.

즉, 짧은 휴지시간 뿐만 아니라 줄어든 ON 및 OFF 타임은, 양 스위치가 동시에 잠깐동안 ON되므로, 소비전력의 증가, 스위치에서의 파괴적인 피크전류 및 출력신호에서의 강한 링잉(ringing)의 문제를 야기한다.

또한, 오디오 신호의 왜곡을 일으키는, 부하 전류를 접속 및 분리할 때 발생하는 링잉으로 인해 상기 펄스 높이가 변하는 것으로 알려진다.

상기 링잉은, 스위칭 회로의 기생용량 및 유도로 인해 발생하는 진동을 약화시키기 위해, 스위치상에 알려진 형태의 병렬 스너버 회로를 형성함으로써 부분적으로 제한된다. 그러나, 상기 회로의 단점은, ON 및 OFF 타임이 증가되고, 스위칭 손실 및 그로 인한 증폭기의 아이들 로스(idle loss)가 증가되는 것이고, 따라서 증폭기의 효율이 감소하고, 펄스폭 왜곡은 증가된다.

그럼에도 불구하고, 스위칭 회로 내부 및 주위에서의 링잉은, 당해 분야에서 현행 표준에 따라 사용될 수 없을 정도의 강한 고주파 신호를 발생시키므로, 현행의 실질적인 시스템은 병렬 스너버 회로를 사용하지 않는다.

따라서, 스위칭 증폭기에서 구형파 펄스를 발생시키는 알려진 방법은 변조된 신호의 왜곡을 수반한다. 이들 방법은, 스위칭 증폭기, 예컨대, 낮은 왜곡, 낮은 노이즈 및 고효율 등과 같은 설계 영역이 중요시되는, 하이파이용 D 급 증폭기에 사용하기에 특히 부적합하다.

오디오용 스위칭 증폭기에는 2개의 범주가 있다. 하나는, 아날로그 입력신호를 포함하는 스위칭 증폭기이다. 다른 하나는, 디지털 입력신호를 포함하는 스위칭 증폭기이다.

후자의 증폭기는, 디지털 영역에서만 작동되므로, 풀 디지털 파워 증폭기(full digital power amplifier)라 호칭된다.

특히, 상기 풀 디지털 파워 증폭기에서는, 디지털 영역을 벗어나지 않고는 출력단 근처의 왜곡감쇠 피드백을 실현할 수 없으므로, 근사적으로 이상적인 구형파 펄스를 발생시킬 수 있는 것이 중요하다.

이는 출력단의 선형성에 대한, 따라서 최소의 왜곡 및 노이즈를 가진 구형파 펄스의 발생에 대한, 매우 엄격한 요구조건이다.

따라서, 출력단에서 최소한의 노이즈와 최소한의 손실로 최소한으로 왜곡된 구형파 펄스를 생성시킬 수 있고, 스위칭 회로에서 스위칭 시퀀스 동안 피크 전류를 줄일 수 있는 방법을 제공하는 것이 본 발명의 목적이다.

본 발명은, 제2 회로의 단자들간에 스위칭될 수 있는 스위칭 단자를 가진 하나의 스위칭 포트를 포함하는 2포트형의 스위칭 회로에서 스위칭 시퀀스 동안 발생하는 피크 전류를 제한하고, 구형파 펄스의 왜곡 및 노이즈를 감소시키는 방법에 관한 것이다.

또한, 본 발명은, 2포트형의 스위칭 회로와 결합하여, 구형파 펄스의 스위칭 시퀀스동안 발생하는 피크 전류를 제한하고, 최소 노이즈를 가진 최소한으로 왜곡된 구형파 펄스를 발생시킬 수 있는 타입의 회로에 관한 것으로, 상기 스위칭 회로는 제2 회로의 2개의 단자들간에 스위칭될 수 있는 하나의 단자를 포함한다.

끝으로, 본 발명은 상기 방법 및 회로의 용법에 관한 것이다.

도1은 본 발명의 기본 구조를 블록도로 나타낸다.

도2는 본 발명의 응용 예를 블록도로 나타낸다.

도3은 상기 도1의 기본 구조에 있는 2포트형 스위칭 회로의 일례를 나타낸다.

도4는 본 발명에 따른 상기 도1의 기본 구조에서 2포트 네트워크의 일례를 도시한다.

도5는 본 발명에 따른 상기 도1의 기본 구조에서 제2 회로의 일례를 도시한다.

도6은 스위칭 시퀀스 동작시 및 그 이후의 전압변화를 나타낸다.

도7은 본 발명을 구성하는 회로에서의 전압변화를 나타낸다.

도8은 상기 도1의 기본 구조에서 노이즈 감쇠회로의 일례를 도시한다.

도9는 상기 도1의 기본 구조에서 노이즈 감쇠회로의 다른 일례를 도시한다.

도10은 단일 전압원이 노이즈 감쇠회로에 접속되는 방법의 일례를 도시한다.

도11은 2중 전압원이 도2에 있는 노이즈 감쇠회로에 접속되는 방법의 일례를 도시한다.

도12는 부하가 도2에 있는 노이즈 감쇠회로에 접속되는 방법의 일례를 도시한다.

도13은 상기 도1에 있는 회로(1,2)가 실현되는 방법의 일례를 도시한다.

도14a 내지 14g는 상기 도13에 나타난 회로(1,2)에서 전류의 서로 다른 상태를 나타낸다.

도15a 및 15b는 저주파에서 회로(1,2)의 전류의 서로 다른 상태를 나타낸다.

도16a 및 16b는 고주파(very high frequency)에서 회로(1,2)의 전류의 서로 다른 상태를 나타낸다.

본 발명의 목적은, 스위칭 회로의 단자들이 제2 회로의 일련의 단자들에 접속되고, 제2 회로는, 스위칭 회로에서 보았을 때, 저주파수에서는 저임피던스를 갖는 반면, 고주파수에서는 저항성이 현저한 고임피던스를 갖는 특성을 제공하는 단락 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는, 제1 청구항의 도입부에서 언급된 방법에 의해 달성된다.

따라서, 상기 회로는 스위칭 회로에서 기생 유도 및 용량으로 인해 통상적으로 발생하는 고주파수 링잉이 저항 감쇠에 의해 상당히 감쇠될 수 있는 장점이 있다.

또한, 고주파수에서 노이즈 감쇠회로의 저항 특성은, 스위칭 회로에서의 과도(transient) 피크 전류가 스위치 접촉의 단락에 의해 최대한 줄어드는 장점이 있다. 따라서, 스위치에서의 파괴적인 전류를 발생시키거나 강한 단락 전류로부터 발생하는 출력신호의 강한 링잉 형태의 펄스 높이 에러를 발생시키지 않고, 휴지시간이 최소로 될 수 있다.

제2 청구항에서 언급된 바와 같이, 스위칭 회로에 접속되지 않은 제2 회로의 단자들에 단일 또는 2중 전압원이 인가될 때, 또한 스위칭 단자를 포함하는 스위칭 회로의 포트에 인덕턴스 및 부하회로의 직렬 결합(series coupling)이 인가될 때, 스위칭 회로에서의 최소 휴지시간 및 링잉 형태로 최소한의 왜곡 및 노이즈를 가진 이상적인 구형파 펄스를 근사적으로 발생시킬 수 있는 버크 컨버터(Buck converter)가 형성될 수 있고, 한편 스위칭 회로의 스위치에서 피크 전류는 최대한 억제될 수 있다.

제3 청구항에 언급된 바와 같이, 스위칭 회로에 접속되지 않은 제2 회로의 단자들에 부하회로가 접속될 때, 또한 스위칭 단자를 포함하는 스위칭 회로의 포트에 인덕턴스와 전압원의 직렬 결합이 인가될 때, 스위칭 회로에서의 최소 휴지시간 및 링잉 형태로 최소한의 왜곡 및 노이즈를 가진 이상적인 구형파 펄스를 근사적으로 발생시킬 수 있는 부스트 컨버터(Boost converter)가 형성될 수 있고, 한편 스위칭 회로의 스위치에서 피크 전류는 최대한 억제될 수 있다.

언급된 바와 같이, 또한 본 발명은 회로에 관한 것이다.

본 회로는, 제2 회로가, 스위칭 회로에서 보았을 때, 저주파에서는 저임피던스를 갖고 고주파에서는 저항성이 현저한 고임피던스를 갖는 단락 임피던스를 포함하는 네트워크에 의해 형성되는 것을 특징으로 한다.

고주파에서의 저항성이 현저한 임피던스는 스위칭 회로에서 과도 스위칭 시퀀스 동안 회로가 전류 제한기(limiter)로 작용하여, 최소한의 휴지시간을 유지하는 장점을 제공한다. 또한, 고주파에서의 노이즈 감쇠회로의 현저한 저항 특성은, 스위칭 회로에서 기생 인덕턴스 및 용량으로 인해 통상적으로 발생하는 고주파 링잉이 상당히 감쇠되는 장점이 있다. 동일한 효과를 얻을 수 있는 병렬 스너버 회로에 비해, 본 회로는, 스위치에 의해 전압 시프트가 발생할 수밖에 없는 병렬 커패시터가 없기 때문에, 손실이 적다.

제6 청구항에 언급된 바와 같이, 네트워크가 용량 및 저항 성분에 직렬 접속된 유도성분을 포함할 때, 단지 3개 성분만을 가진 매우 단순한 회로 구조가 얻어진다.

제7 청구항에 언급된 바와 같이, 저항성분이 유도성분과 병렬 접속될 때, 용량과 저항이 직렬 결합하는 저항값은, 상기 2 저항이 AC 병렬 결합을 형성하므로, 증가될 수 있다.

제8 청구항에 언급된 바와 같이, 네트워크의 용량 및 유도성분 값들은 스위칭 회로의 기생 용량 및 유도성분치보다 적어도 4배 이상 큰 것이 적합하다.

제9 청구항에 언급된 바와 같이, 고주파에서 네트워크의 저항치가 스위칭 회로에서의 총 기생유도 및 총 기생용량의 특성 임피던스의 2배가 될 때, 불가피하게 발생하는 진동의 강한 감쇠가 얻어지고, 이로써, 왜곡 및 노이즈와 스위치를 파괴시킬 수도 있는 강한 링잉을 발생시키지 않고, 스위칭 회로에서 스위치의 ON 및 OFF 속도뿐만 아니라 이들 간의 휴지시간이 최소로 줄어든다.

제10 청구항에 언급된 바와 같이, 커패시터와 저항기의 직렬 접속을 포함하는 종래의 스너버 회로는 스위칭 회로의 스위칭 소자와 병렬 접속된다는 점에서 구형파 펄스의 왜곡이 부가적으로 감소될 수 있다. 상기 회로는, 상대적으로 큰 기생 유도를 포함하는 스위칭 회로에서 사용될 때, 왜곡이 특히 감소된다. 병렬 스너버 회로의 부가는, 예컨대 대규모 설계에서 발생할 수 있는, 기생 유도 및 용량의 특성 임피던스가 큰 스위칭 회로 설계에서 행해지는 것이 유리하다.

제11 청구항에서 언급된 바와 같이, 네트워크 및 스위칭 회로는 하나의 기판에 집적회로로 형성된다.

이는 하프-브리지에서의 왜곡 및 기생 유도가 부가적으로 줄어든다는 것을 의미한다.

제13 청구항에서 언급된 바와 같이, 회로의 커패시터와 저항의 직렬 접속이 커패시터와 그 내부 직렬 저항에 의해 형성될 때, 상기 회로는 매우 간단한 방식으로 실현된다.

본 발명의 적절한 실시예는 첨부된 청구항에서 정의된다.

언급된 바와 같이, 끝으로 본 발명은 상기 방법 및 회로의 용법에 관한 것이다.

이들 용법은 제14 및 15 청구항에서 정의된다.

따라서, D급 증폭기 및 전원에서는, 스위치에서 피크 전류의 한계치를 제공할 수 있고, 스위칭 회로에서 종래의 필터에서 이룰 수 있는 것보다, 내장된 스위칭 회로의 노이즈, 왜곡 및 링잉을 훨씬 간단하게 줄일 수 있다.

본 발명은 도면에 나타난 본 발명의 실시예를 참조하여 보다 충분히 설명된다.

도1에서, 부호 1은 2개의 단자(5,6)를 통해 2포트형(2) 스위칭 회로에 접속되는 회로를 가리킨다. 스위칭 회로는 2포트로 형성되고, 여기서 단자(6,8)는 상호 접속되어, 한 포트는 다른 포트의 2 개 단자(5,6) 사이에 절환될 수 있는 스위치(17)에 접속되는 스위칭 단자(7)를 수용한다. 회로(1)의 단락 임피던스(단락된 단자(3,4,20)를 가짐)는, 단자(5,6)를 포함하는 포트에서 볼 때, 저주파에서는 낮고 고주파에서는 저항성이 현저한 높은 값을 갖는다.

도2는 회로(1) 및 스위칭 회로(2)의 용례를 나타내며, 여기서 회로(1)의 단자들(3,4,20)은 회로(9)에 접속되고, 스위칭 회로의 단자(7)는 단자(8)에 접속되는 회로(10)와 인덕턴스(11)의 직렬 결합에 접속된다. 회로(9,10)는, 예컨대, 전압원(9) 및 부하(10)로 주어지고, 이로써, 회로(1)와 스위칭 회로(2)는 문헌상 버크 컨버터(Buck converter)로 알려진 구성으로 통합된다. 따라서, 회로(9,10)는 부하(9) 및 전압원(10)에 의해 주어지고, 이로써, 상기 회로 및 스위칭 회로는 부스트 컨버터(Boost converter)로 알려진 구성으로 통합된다.

도3은 2포트형의 단순화된 스위칭 회로(2)의 일례를 나타내고, 또한 기생 성분이 도시된다. 한 포트는 도1 또는 2의 다른 포트의 단자(5,6) 사이에 절환될 수 있는 단자(7)를 수용한다. 포트들의 단자(6,8)는 상호 접속되는 것으로 도시된다. 스위칭 회로의 기생성분들이 스위치(34,35) 주위에 도시된다. 기생 유도(28,31)는 단자(5,6)들 사이에 나타나고, 스위치(34,35) 및 그 인덕턴스 값은 주로 레이아웃(layout) 및 금형기술에 의해 결정된다. 기생 인덕턴스(29,30)는 단자(7)와 스위치(34,35) 사이에 제공되고, 이들 값은 상기와 마찬가지로 주로 레이아웃 및 금형기술에 의해 결정된다.

기생 용량(32,33)은 스위치(34,35)와 병렬로 제공되고, 이들 값은 부품 공급자에 의해 사용되는 제조 방법에 의해 결정된다.

따라서, 기생 용량 및 유도는, 단자(5,6) 사이에 있는 스위칭 단자(7)에 의해 ON 되고, 스위칭 회로의 단자들에 링잉을 유발하는 발진회로를 형성한다. 이들 링잉은 회로(1)를 단자(5,6)에 접속시킴으로써 상당히 감쇠될 수 있다. 도3의 스위치들은 2개의 강제정류접촉(force-commutated contact)(예컨대, 트랜지스터)에 의해 나타나지만, 또한 강제 정류 및 비강제 정류접촉(non-force-commutated contact)(예컨대, 다이오드)에 의해 형성된다.

도4는 회로(1)가 2포트 네트워크로서 실현되는 방법의 일례를 나타낸다. 회로의 인덕턴스(13)는 단자(21,23) 사이에 접속되는 것으로 나타난다. 회로의 커패시터(14)와 저항기(15)의 직렬 결합은 단자(23,24) 사이에 접속되는 것으로 나타난다.

도5는 회로(1)가 2포트 네트워크로서 실현되는 방법의 다른 예를 나타내고, 상기 2포트 네트워크에는 단자(21,23) 사이에 인턱턴스(13)와 병렬로 저항(16)이 공급된다.

2포트 네트워크의 본 실시예를 사용할 때, 저항(15,16)은 고주파에서 병렬 결합을 형성하므로 저항(15)의 값은 증가된다. 경우에 따라, 저항(15)은 무한대로 커지도록 선택될 수 있고, 따라서 커패시터(14)와 저항(15)은 완전히 배제될 수 있다. 단자(22,24)는 상호 접속된다.

도6은 회로(1)를 단자(5,6)에 접속 및 차단한 상태에서, 단자(7)의 스위칭 직후의 링잉 과정을 도시한다. 단자(7)에 대한 링잉의 AC 과정은 회로(1)가 단자(5,6)에 접속된 상태에서는 참조부호 18로서 나타나고, 회로(1)가 분리된 상태에서는 참조부호 27로 나타난다. 링잉(27)은 다소 감쇠되며, 이로써, 상대적으로 많은 부분 스위칭 기간을 구성하고, 펄스 높이의 왜곡 및 전자기 복사를 일으키는 것으로 나나난다. 반면, 참조부호 18은 매우 감쇠된 링잉 과정을 나타내며, 상기 과도기간은 실제 실현에서 보다 짧은 주기를 구성하고, 따라서 펄스 높이 왜곡 및 전자기 복사는 매우 낮다.

도7은 참조부호 18에서, 단자(6)에서 단자(5)까지 단자(7)의 스위칭 직후 저항(15)에 걸리는 전압의 AC 과정의 일례를 나타내며, 여기서 단자(7)로 유입되는 전류는 양의 부호를 갖는다. 스위칭 회로에서 직렬 발진회로의 임계감쇠가 얻어지도록 저항치를 선택하면, 참조부호 18로서 주어진 것과 동일한 형의 과정이 얻어진다. 따라서, 참조부호 18은, 저항(15)에 걸리는 전압이, 저항(15) 값에 단자(7)에서의 전류를 곱하는 것에 의해 주로 결정되는 피크 값으로 얼마나 빨리 증가하는가를 나타낸다. 상기 전압은 상기 전류가 인덕턴스(13)에 흐를 때 감소되고, 짧은 과도기 후에 0으로 된다. 같은 조건에서, 참조부호 19는, 단자(7)가 단자(5)로부터 단자(6)로 절환되는 시퀀스를 나타내고, 인덕턴스(13)에서의 전류는 단자(5)에서 흐르는 것으로부터 절환되어 커패시터(14) 및 저항기(15)로 흐르는 것으로 나타나고, 이로써, 저항(15)에서의 전압강하는, 스위칭 순간의 인덕턴스에 흐르는 전류에 저항(15)값을 곱하여 얻어지는, 음의 값을 갖는다. 다음, 전압은, 인덕턴스(13)의 전류가 감소할 때, 0으로 증가하여, 짧은 과도기 후 0이 된다.

도8은, 도1 및 3과 관련하여 기술된 바와 같이 하나의 2포트 네트워크로 회로(1)가 실현되는 방법의 일례를 도시한다. 2포트 네트워크의 단자(21,22)들은 회로(1)의 단자(3,4)로 각각 접속되고, 회로의 단자(20)는 단자(4)에 접속된다. 2포트 네트워크의 단자(23,24)들은 상기 회로의 단자(5,6)들에 각각 접속된다.

도9는 회로(1)가 2개의 2포트 네트워크로 실현되는 방법의 다른 예를 도시하며, 여기서 상기 2포트 네트워크의 단자(21)는 회로(1)의 단자(3,4)에 각각 접속되고, 2개의 2포트 네트워크의 단자(22)는 회로의 단자(20)에 접속된다. 상기 2포트 네트워크의 단자(23)는 상기 회로의 단자(5,6)에 각각 접속된다.

도10은, 회로(9)의 단자(3,4)들 간에 접속되는 단일 전압원(24)으로 회로(9)가 실현되는 방법의 일례를 도시하며, 여기서 단자(20)는 단자(4)에 접속된다.

도11은, 회로(9)가 참조부호 24 및 25로 주어지는 2개의 전압원으로 실현되는 방법의 또 다른 일례를 도시하며, 여기서 전압원(24)은 회로(9)의 단자(3,20)들에 접속되고, 전압원(25)은 회로(9)의 단자(20,4)들에 접속된다.

도12는, 회로(9)가 단자(3,4)들간에 접속되는 부하(26)로 실현되는 방법의 일례를 도시하며, 여기서 단자(20)는 단자(4)에 접속된다.

도13은, 도1의 회로(1,2)가 실현되는 방법의 일례를 도시하며, 여기서 부하는 단자(7,8)들간에 접속될 수 있고, 전원은 단자(3,4)들간에 접속될 수 있다.

도14a 내지 14g는 도13에 도시된 회로의 서로 다른 전류 흐름도를 나타내고, 상기 전류 흐름도는 회로(1,3)의 2개 상태들로 분리된다.

도14a는, 스위치(35)가 양의 부하 전류를 도통시키고, 상기 전류가 스너버 인덕터(13) 및 2개의 기생 인덕터(30,31)로 흐르는 상태를 나타낸다.

도14b는 동일 회로(1,3)를 도시하며, 여기서 스위치(35)가 OFF 되는 순간, 스위치(34)는 ON 되고, 상기 스너버 인덕터(13)에 흐르는 전류 및 기생 인덕터(30,31)에 흐르는 전류는 동시에 변할 수 없으므로, 인덕터(13,30,31)에 포함된 에너지가 0이 될 때까지, 커패시터(14) 및 저항기(15)에는 전류가 흐른다. 회로(1,3)의 실현에 있어서, 전형적으로 인덕터(13)는, 기생 인덕턴스의 합보다 훨씬 큰 인덕턴스를 갖도록 선택되고, 기생 소자(28,29,30,31,32,33)의 공명 주파수에서 인덕턴스(13)는 무시될 수 있으며, 저항기(15)는 출력단에서 링잉을 감쇠시킨다.

도14c는 기생 인덕터의 에너지가 0이 된 직후의 회로(1,3)를 도시하며, 부하 전류가 스위치(34) 및 그 기생 인덕턴스(28,29)를 통해 흐른다. 또한, 인덕터(13)의 전류는 그 에너지가 0이 될 때까지 커패시터(14) 및 저항기(15)에 계속 흐른다.

도14d는, 스위치(35)에서 스위치(34)로의 스위칭이 완료되며, 스위치(34)가 양의 부하 전류를 도통시키고, 상기 전류가 스위치(34) 및 2개의 기생 인덕터(28,29)에 흐르는 상태에서 회로(1,3)를 도시한다.

도14e는 스위치(34)로부터 스위치(35)로의 부하가 스위칭되는 상태에서 회로(1,3)에 흐르는 전류를 도시하며, 상기 부하로부터의 전류가 커패시터(14) 및 저항(15)에 흐르고, 또한 스위치(34,35)의 기생 소자(28,29,30,31)에 흐르는 공명 고주파 전류가 커패시터(14) 및 저항(15)에 흐른다. 따라서, 기생소자(28,29,30,31,32,33)의 공명주파수는 저항(15)에 의해 감쇠된다.

도14f는 스위치(34)로부터 스위치(35)로의 스위칭이 완료된 후 회로(1,3)에 흐르는 전류를 도시하며, 상기 전류는 스너버 인덕터(13)에 의해 커패시터(14) 및 저항(15)으로 흐른다.

도14g는 회로(1,3)의 후속 전류를 도시하며, 상기 전류는 도14a와 동일하고, 이로써 전류 흐름도가 완료된다.

도15a는, 부하, 즉 단자(7)가 전원, 즉 단자(3)로 절환될 때, 저주파에서 회로(1,3)의 전류 흐름도를 도시하며, 상기 전류 경로는 스위치(35)에 의해 엄격히 주어진다.

도15b는 부하, 즉 단자(7)가 접지단자(4)로 절환될 때, 저주파에서 회로(1,3)의 전류 흐름도를 도시하며, 상기 전류 경로는 스위치(34)에 의해 엄격히 주어진다.

도16a는, 부하가 스위치(34)로부터 스위치(35)로 절환된 직후, 초고주파에서 회로(1,3)에 대한 전류흐름도를 도시하며, 기생소자(28,29,30,31,32,33)에 흐르는 전류는 주로 커패시터(14) 및 저항(15)에 흐르고, 상기 커패시터(14) 및 저항(15)의 올바른 값에 의해, 기생소자(28,29,30,31,32,33)를 포함하는 발진회로는 저항(15)에 의해 효과적으로 감쇠될 수 있다.

도16b는, 부하가 스위치(35)로부터 스위치(34)로 절환된 직후, 초고주파에서 회로(1,3)에 대한 전류흐름도를 도시하며, 기생소자(28,29,30,31,32,33)에 흐르는 전류는 주로 커패시터(14) 및 저항(15)에 흐르고, 상기 커패시터(14) 및 저항(15)의 올바른 값에 의해, 기생소자(28,29,30,31,32,33)를 포함하는 발진회로는 저항(15)에 의해 효과적으로 감쇠될 수 있다.

상기로부터 알 수 있는 바와 같이, 본 발명은, 2포트형의 스위칭 회로와 결합하여, 최소의 노이즈와 진동을 가진, 최소한으로 왜곡된 구형파 펄스를 발생시킬 수 있고, 스위칭 시퀀스 동안 상기 스위치들의 피크 전류를 제한할 수 있는, 매우 간단한 저손실 회로를 제공한다.

본 발명은, 제2 회로의 단자간에 스위칭될 수 있는 스위칭 단자를 가진 하나의 스위칭 포트를 포함하는 2포트 시스템의 스위칭 회로에서 스위칭 시퀀스 동안 발생하는 피크 전류를 제한하고, 구형파 펄스의 왜곡 및 노이즈를 감소시키데 이용될 수 있다.

Claims (15)

1. 제2 회로의 단자들간에 스위칭될 수 있는 스위칭 단자를 가진 하나의 스위칭 포트를 포함하는 2포트형의 스위칭 회로에서 스위칭 시퀀스 동안 발생하는 피크 전류를 제한하고, 구형파 펄스의 왜곡 및 노이즈를 감소시키는 방법으로서, 상기 방법은,

   스위칭 회로의 단자들이 제2 회로의 일련의 단자들에 접속되고, 제2 회로는, 스위칭 회로에서 보았을 때, 저주파수에서는 저임피던스를 갖고, 고주파수에서는 저항성이 현저한 고임피던스를 갖는 특성을 제공하는 단락 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 방법.
2. 제1항에 있어서, 스위칭 회로에 접속되지 않은 제2 회로의 단자들에 단일 또는 2중 전압원이 인가되고, 또한 상기 스위칭 단자를 포함하는 스위칭 회로의 포트에 인덕턴스 및 부하회로의 직렬 결합이 인가되는 것을 특징으로 하는, 피크 전류를 제한하고 구형파 펄스의 왜곡 및 노이즈를 감소시키는 방법.
3. 제1항에 있어서, 스위칭 회로에 접속되지 않은 제2 회로의 단자들에 부하회로가 접속되고, 또한 스위칭 단자를 포함하는 스위칭 회로의 포트에 인덕턴스 및 전압원의 직렬 결합이 인가되는 것을 특징으로 하는, 피크 전류를 제한하고 구형파 펄스의 왜곡 및 노이즈를 감소시키는 방법.
4. 2포트 시스템의 스위칭 회로와 결합하여, 최소의 노이즈로 최소한으로 왜곡된 구형파 펄스를 발생시킬 수 있고, 구형파 펄스의 스위칭 시퀀스 동안 발생하는 피크전류를 제한할 수 있는 형태의 회로로서, 상기 스위칭 회로는 제2 회로의 2 단자들 간에 스위칭될 수 있는 하나의 단자를 포함하며, 상기 제2 회로는, 스위칭 회로에서 보았을 때, 저주파수에서는 저임피던스를 갖고 고주파수에서는 저항성이 현저한 고임피던스를 갖는 단락 임피던스를 포함하는 네트워크에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 회로.
5. 제4항에 있어서, 상기 스위칭 회로에 의해 스위칭되지 않는 제2 회로의 포트는 상호 접속된 2개의 2포트 네트워크로 형성되는 것을 특징으로 하는 회로.
6. 제4항 또는 5항에 있어서, 상기 네트워크는 용량소자 및 저항소자가 직렬 접속된 유도소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 회로.
7. 제6항에 있어서, 하나의 저항소자가 상기 유도소자와 병렬 접속되는 것을 특징으로 하는 회로.
8. 제6항 또는 7항에 있어서, 상기 네트워크의 용량 및 유도소자의 값들은 상기 스위칭 회로의 기생용량소자 및 기생유도소자의 값들 보다 적어도 4배가 큰 것을 특징으로 하는 회로.
9. 제6항 내지 8항중 어느 한 항에 있어서, 고주파수에서 상기 네트워크의 저항 값은 상기 스위칭 회로의 총 기생용량 및 총 기생유도의 특성임피던스의 2배가 되는 것을 특징으로 하는 회로.
10. 제4항 내지 9항중 어느 한 항에 있어서, 하나의 저항 및 용량의 직렬 결합이 상기 스위칭 단자와 하나의 공통 단자간에 접속되고, 하나의 저항 및 용량의 다른 직렬 결합이 상기 공통 단자들에 의해 형성되지 않는 2개의 단자들간에 접속되어 상기 네트워크의 저항치가 감소되는 것을 특징으로 하는 회로.
11. 제4항 내지 10항중 어느 한 항에 있어서, 상기 네트워크 및 스위칭 회로는 하나의 기판위에 집적회로로 형성되는 것을 특징으로 하는 회로.
12. 제11항에 있어서, 상기 기판상의 도체 경로는 상기 회로의 유도성분을 형성하는 것을 특징으로 하는 회로.
13. 제4항 내지 12항중 어느 한 항에 있어서, 상기 용량 및 저항소자들의 직렬 접속은 하나의 용량 및 그 내부의 직렬 저항에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 회로.
14. 제4항 내지 13항중 어느 한 항에 있어서, 오디오용 D급 증폭기에 하프-브리지를 결합하는 회로.
15. 제4항 내지 12항중 어느 한 항에 있어서, 하나의 스위치 모드 전원에 하프-브리지를 결합하는 회로.