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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein AC-gekoppeltes BC-Diodendämpfungsglied
vom DC-Stapeltyp und insbesondere auf ein Dämpfungsglied, das daran angepasst
ist, sowohl in dem dämpfenden als
auch in dem nichtdämpfenden
Zustand bis zu einem bestimmten (hohen) Übertragungsleistungspegel im Wesentlichen
konstante Verzerrungseigenschaften zu haben.
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In
den letzten Jahren wurden GaAs-HBT(Hetero Junction Bipolar Transistor)-Leistungsverstärker weit verwendet
als Mobiltelefonleistungsverstärker
für CDMA
(Code Division Multiple Access) usw. und als Leistungsverstärker für Wireless
LAN.
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GaAs-HBTs
erfordern keine negative Gatevorspannung, was es ihnen ermöglicht,
mit einer einzelnen Leistungsversorgung zu arbeiten. Weiter schwanken
ihre Vorrichtungseigenschaften nicht so sehr wie diejenige von GaAs-FETs.
Daher wurden GaAs-HBTs in letzter Zeit zunehmend in GaAs-Leistungsverstärkern für Mobiltelefone
und Wireless LAN verwendet.
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Ein
GaAs-HBT-Prozess kann jedoch für
gewöhnlich
nicht eine HF(Hochfrequenz)-Schaltvorrichtung schaffen, deren Kanal
durch Anlegen einer Gatespannung allein eingeschaltet werden kann.
Daher ist eine solche Schaltvorrichtung aufgebaut aus einer Basis-Kollektor-Übergangsdiode
(oder BC-Diode), die Eigenschaften ähnlich denen eines pin-Übergangs
(oder einer pin-Diode) aufweist. (s. z.B. JP 2003-347870).
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14 ist
ein Schaltbild eines bekannten Schalters, der eine BC-Diode verwendet.
Insbesondere enthält
dieser Schalter: eine Diode D1 mit einer Anode und einer Kathode,
die jeweils mit einem Eingangsanschluss IN bzw. einem Ausgangsanschluss
OUT verbunden sind; einen Steuerspannungsanschluss Vc1, der über eine
HF-Blockinduktivität
L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist; und einen Widerstand
R1 und eine Blockinduktivität
L2, die in Reihe zwischen die Kathode der Diode D1 und einen Massepunkt
geschaltet sind.
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Wenn
bei dem in 14 gezeigten Schalter eine höhere Spannung
als die Einschaltspannung der Diode D1 (d.h. ungefähr 1,25
V) an den Steuerspannungsanschluss Vc1 angelegt wird, schaltet die
Diode D1 aus einem Sperrzustand in einen Durchlasszustand, was bewirkt,
dass ein Strom Idc, der durch den Widerstand R1 bestimmt wird, durch
die Diode D1 fließt.
Da die Diode D1 somit den Durchlasszustand annimmt, wird das dem
Eingangsanschluss IN eingegebene HF-Signal an den Ausgangsanschluss
OUT übergeben.
Wenn dagegen eine Spannung kleiner als die Einschaltspannung der
Diode D1 (einschließlich
einer negativen Vorspannung) an den Steuerspannungsanschluss Vc1
angelegt wird, nimmt die Diode D1 einen Sperrzustand an, was verhindert,
dass das HF-Signal hindurchtritt.
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15 ist
ein Schaltbild eines bekannten Dämpfungsglied,
das eine BC-Diode verwendet. Zusätzlich zu
den in 14 gezeigten Komponenten enthält das Dämpfungsglied:
einen Widerstand R01, der an einem Ende mit der Anode der Diode
D1 verbunden ist; einen Widerstand R02, der an einem Ende mit der
Kathode der Diode D1 verbunden ist, eine Diode D2 mit einer Anode
und einer Kathode, wobei die Anode über einen Kondensator C2 mit
Masse verbunden ist und die Kathode mit dem anderen Ende des Widerstands
R2 verbunden ist und über
einen Kondensator C1 mit dem anderen Ende des Widerstands R01 verbunden
ist; und einen Steuerspannungsanschluss Vc2, der über eine
HF-Blockinduktivität
L2 und einen Widerstand R4 mit der Anode der Diode D2 verbunden
ist.
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Wenn
bei dem in 15 gezeigten Dämpfungsglied
eine Spannung größer als
die Einschaltspannung der Diode D1 an den Steuerspannungsanschluss
Vc1 angelegt ist und gleichzeitig eine Spannung kleiner als die
Einschaltspannung der Diode D2 (einschließlich einer negativen Vorspannung)
an den Steuerspannungsanschluss Vc2 angelegt ist, nimmt das Dämpfungsglied
einen nichtdämpfenden
Zustand an, und daher wird das dem Eingangsanschluss IN eingegebene
HF-Signal ohne Dämpfung
an den Ausgangsanschluss OUT übergeben.
Wenn andererseits eine Spannung kleiner als die Einschaltspannung
der Diode D1 an den Steuerspannungsanschluss Vc1 angelegt ist und
gleichzeitig eine Spannung größer als
die Einschaltspannung der Diode D2 an den Steuerspannungsanschluss
Vc2 angelegt ist, nimmt das Dämpfungsglied
einen Dämpfungszustand
an, der durch die Widerstände
R01 und R02 und den Durchlasswiderstand der Diode D2 bestimmt ist. Es
sei jedoch angemerkt, dass, wenn die Kondensatoren C1 und C2 auf
dem GaAs-Chip gebildet und daher klein sind, die Impedanzwerte dieser
Kondensatoren bei den Betriebsfrequenzen ebenfalls Faktoren beim
Bestimmen der Größe der Dämpfung sind.
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16 ist
ein Diagramm, das das dem Eingangsanschluss IN eingegebene HF-Signal
zeigt. In der Figur stellt I(t) das HF-Signal dar, d.h. den durch die Diode
D1 fließenden
Strom; Imax stellt den Maximalwert der Amplitude des Stroms dar;
und T stellt die Periodendauer dar. Die maximal erlaubte Eingangs leistung
des Dämpfungsglieds
ist so eingestellt, dass die Einfügedämpfung annehmbar gering ist.
Insbesondere ist der durch die Diode D1 fließende Strom I(t) so begrenzt,
dass das Zeitintegral des Stroms für eine halbe Periode (gleich
der Gesamtmenge der während
dieser Periode fließenden
Ladung) kleiner ist als das Produkt aus dem Vorstrom Idc und einer
Zeitkonstanten r, wie es durch die Gleichung (1) unten dargestellt
ist. Es sei angemerkt, dass die Zeitkonstante τ durch das Verbindungsmaterial
und die Verbindungsbedingungen der Diode bestimmt wird, d.h. die
Fremdstoffkonzentration und die Dicke der I-Schicht oder die Hochwiderstandsschicht,
usw.
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Je
kleiner die Frequenz ist, um so geringer ist also die (unter der
Annahme desselben Vorstroms Idc) durch das Dämpfungsglied gelieferte Leistung.
Insbesondere da die BC-Schicht einer durch einen GaAs-HBT-Prozess
gebildeten BC-Diode durch die HF-Eigenschaften
des HBT festgelegt ist, gibt es keine Freiheit beim Entwurf der
Struktur der BC-Schicht. Weiter ist die Zeitkonstante τ einer GaAs-pin-Diode
ungefähr
zwei Größenordnungen
kleiner als diejenige einer Si-pin-Diode, was zu einer beträchtlich
verringerten maximal erlaubten Eingangsleistung führt. Daher
fordert ein Schalter oder ein Dämpfungsglied,
das eine BC-Diode verwendet, einen großen Vorstrom, um die gewünschte maximal
erlaubte Übertragungsleistung
zu erzielen.
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Um
die obigen Probleme zu lösen,
hat der Erfinder den Schalter und das Dämpfungsglied entworfen, die
jeweils in 17 bzw. 18 dargestellt sind.
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Der
in 17 gezeigte Schalter enthält: eine Diode D1 mit einer
Anode oder einer Kathode, die jeweils mit einem Eingangsan schluss
IN bzw. einem Ausgangsanschluss OUT verbunden sind; einen Steuerspannungsanschluss
Vc1, der über
eine HF-Blockinduktivität
L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist; eine Diode D2, bei
der eine Anode mit der Kathode der Diode D1 verbunden ist und eine
Kathode über
einen Kondensator C1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist; und
einen Widerstand R1 und eine HF-Blockinduktivität L2, die in Reihe zwischen
die Kathode der Diode D2 und einen Massepunkt geschaltet sind.
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Das
in 18 gezeigte Dämpfungsglied
ist so aufgebaut, dass: die Anode und die Kathode einer Diode D1
jeweils mit einem Eingangsanschluss IN und einem Ausgangsanschluss
OUT verbunden sind; ein Steuerspannungsanschluss Vc1 über eine
HF-Blockinduktivität
L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist; die Anode einer Diode
D2 mit der Kathode D1 verbunden ist und die Kathode der Diode D2 über einen
Kondensator C1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist.
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Weiter
ist ein Ende eines Widerstands R01 mit der Kathode der Diode D2
verbunden, und ein Ende eines Widerstands R02 ist über einen
Kondensator C2 mit der Kathode der Diode D1 verbunden. Die Anode einer
Diode D3 ist über
einen Kondensator C3 mit den anderen Enden der Widerstände R01
und R02 verbunden, und die Kathode einer Diode D4 ist über einen
Kondensator C4 mit den anderen Enden der widerstände RO1 und R02 verbunden.
Ein Ende eines Kondensators C5 ist mit der Kathode der Diode D3
und mit der Anode der Diode D4 verbunden, und das andere Ende des
Kondensators C5 ist mit Masse verbunden.
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Weiter
ist ein Steuerspannungsanschluss Vc2 über eine HF-Blockinduktivität L2 und einen Widerstand R2
mit der Kathode der Diode D2 verbunden; ein Steuerspannungsanschluss
Vc3 ist über
eine HF-Blockinduktivität
L3 und einen Widerstand R3 mit der Anode der Diode D3 verbunden;
und ein Steuerspannungsan schluss Vc4 ist über eine HF-Blockinduktivität L4 und
einen Widerstand R4 mit der Kathode der Diode D4 verbunden.
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Wenn
bei dem in 18 gezeigten Dämpfungsglied
eine größere Spannung
als die Einschaltspannungen der Dioden D1 und D4 (d.h. hohe Spannungswinkel)
jeweils an die Steuerspannungsanschlüsse Vc1 und Vc4 angelegt sind
und gleichzeitig kleinere Spannungen als die Einschaltspannungen
der Dioden D2 und D3 (d.h. niedrige Spannungspegel) jeweils an die
Steuerspannungsanschlüsse
Vc2 und Vc3 angelegt sind, nimmt das Dämpfungsglied einen nichtdämpfenden
Zustand an, und daher wird das dem Eingangsanschluss IN eingegebene
HF-Signal ohne Dämpfung
an den Ausgangsanschluss OUT übergeben.
Wenn andererseits kleinere Spannungen als die Einschaltspannungen
der Dioden D1 und D4 (d.h. niedrige Spannungspegel) jeweils an die
Steuerspannungsanschlüsse
Vc1 und Vc4 angelegt sind und gleichzeitig größere Spannungen als die Einschaltspannungen
der Dioden D2 und D3 (d.h. hohe Spannungspegel) jeweils an die Steuerspannungsanschlüsse Vc2
und Vc3 angelegt sind, nimmt das Dämpfungsglied einen Dämpfungszustand
ein. Es sei angemerkt, dass die Größe der Dämpfung bestimmt wird durch
die Widerstände
R01 und R02, die Werte der Kondensatoren C1-C6, den Vorstrom Idc
und die Vorspannung.
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Weiter
sind die Dioden D1 und D2 für
DC in Reihe geschaltet und für
AC über
den Kondensator C1 in Serie geschaltet. Das ermöglicht es dem DC-Vorstrom Idc,
durch beide Dioden D1 und D2 zu fließen, wenn eine Spannung mit
hohem Pegel an den Steuerspannungsanschluss Vc1 angelegt ist. Wenn
die Dämpfungsgliedschaltung
als AC-Schaltung angesehen wird (im Hinblick auf AC angesehen wird),
fließt
ein DC-Strom, der doppelt so groß ist wie der Vorstrom Idc.
Das bedeutet, dass der Wert Imax in Gleichung (1) um einen Faktor
von etwa 2 erhöht
wird. Da die maximal erlaubte Übertragungsleistung
Ro·(Imax)2/2 ist (wobei Ro die charakteristische Impedanz
ist), kann das in 18 gezeigte Dämpfungsglied
eine etwa viermal so große Übertragungsleistung liefern
wie die maximal erlaubte Übertragungsleistung
des in 15 gezeigten Dämpfungsglieds.
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19 zeigt
Leistungsübertragungskennlinien
der in 15 und 18 gezeigten
Dämpfungsglieder.
Wie in 19 gezeigt ist der maximal erlaubte Übertragungsleistungspegel
des Dämpfungsglieds
in 18 etwa 6–8
dB größer als
derjenige des in 15 gezeigten Dämpfungsglieds
(unter der Annahme desselben Vorstroms).
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20 zeigt
Graphen, die die Ausgangskennlinien des Dämpfungsglieds von 18 veranschaulichen,
wenn es sich in dem dämpfenden
bzw. nichtdämpfenden
Zustand befindet (diese Graphen wurden experimentell gewonnen).
Es sei angemerkt, dass die vertikale Achse die Signalverzerrung
darstellt, d.h. die Intermodulationsverzerrung dritter Ordnung Pim3
(zwei Eingangssignale). Wie aus der Figur ersichtlich, zeigt das
Dämpfungsglied
ein starkes Ansteigen der Signalverzerrung bei hoher Eingangsleistung,
wenn es 20 dB Dämpfung
lieferte. Dieser starke Anstieg der Signalverzerrung wurde bei dem
nichtdämpfenden
Zustand nicht beobachtet. wenn das Dämpfungsglied in einem System
verwendet wird, das ein Modulationssignal verwendet, führt ein
solcher Anstieg der Signalverzerrung zu der Verschlechterung der
Signalqualität
des Systems, was nicht erwünscht
ist.
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Die
vorliegende Erfindung wurde entworfen, um die obigen Probleme zu
lösen.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Dämpfungsglied
bereitzustellen, das daran angepasst ist, bis zu einem bestimmten
(hohen) Übertragungsleistungspegel
sowohl in dem dämpfenden
als auch in dem nichtdämpfenden
Zustand im Wesentlichen konstante Verzerrungseigenschaften aufzuweisen.
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Die
Aufgabe wird gelöst
durch ein Dämpfungsglied
gemäß Anspruch
1. Weiterbildungen der Erfindung sind jeweils in den Unteransprüchen angegeben.
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Ein
Dämpfungsglied
der vorliegenden Erfindung enthält
eine erste Diode, einen ersten Steuerspannungsanschluss, eine zweite
Diode, einen ersten Widerstand, einen zweiten Widerstand, eine dritte
Diode, eine vierte Diode, einen fünften Kondensator, einen zweiten
Steuerspannungsanschluss, einen dritten Steuerspannungsanschluss,
einen vierten Steuerspannungsanschluss und einen Linearisierer,
der zwischen einen Eingangsanschluss und die Anode der ersten Diode
geschaltet ist. Der Linearisierer linearisiert ein dem Eingangsanschluss
eingegebenes Signal nur dann, wenn Spannungen mit niedrigem Pegel
an den ersten und vierten Steuerspannungsanschluss angelegt sind
und gleichzeitig Spannungen mit hohem Pegel an den zweiten und dritten
Steuerspannungsanschluss angelegt sind.
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Die
vorliegende Erfindung liefert ein Dämpfungsglied, das daran angepasst
ist, sowohl in dem dämpfenden
als auch in dem nichtdämpfenden
Zustand bis zu einem bestimmten (hohen) Übertragungsleistungspegel im
Wesentlichen konstante Verzerrungseigenschaften aufzuweisen.
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Weitere
Merkmale und Zweckmäßigkeiten
der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen
anhand der beigefügten
Zeichnungen.
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1 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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2 ist
ein Schaltbild eines Linearisierers.
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3 ist
ein Schaltbild eines anderen Linearisierers.
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4 zeigt
Beziehungen zwischen der den in 2 und 3 gezeigten
Linearisierern eingegebenen Eingangsleistung und ihren Verstärkungen.
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5 zeigt
die Eigenschaften des Dämpfungsglieds
von 1, wenn es sich in dem dämpfenden Zustand befindet.
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6 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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7 ist
ein Schaltbild eines Durchgangszweigs eines Dämpfungsglieds gemäß einer
dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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8 ist
ein Schaltbild eines Durchgangszweigs eines Dämpfungsglieds gemäß einer
vierten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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9 ist
ein Schaltbild eines Durchgangszweigs eines Dämpfungsglieds gemäß einer
fünften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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10 ist
ein Schaltbild eines Durchgangszweigs eines Dämpfungsglieds gemäß einer
sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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11 ist
ein Schaltbild eines Durchgangszweigs eines Dämpfungsglieds gemäß einer
siebten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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12 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
achten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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13 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
neunten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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14 ist
ein Schaltbild eines bekannten Schalters, der eine BC-Diode verwendet.
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15 ist
ein Schaltbild eines bekannten Dämpfungsglieds,
das eine BC-Diode verwendet.
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16 ist
ein Diagramm, das ein einem Eingangsanschluss eingegebenes HF-Signal
veranschaulicht.
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17 ist
ein Schaltbild eines entworfenen Schalters.
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18 ist
ein Schaltbild eines entworfenen Dämpfungsglieds.
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19 zeigt
die Leistungsübertragungseigenschaften
der in 15 und 18 gezeigten
Dämpfungsglieder.
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20 zeigt
Graphen, die die Ausgangseigenschaften des Dämpfungsglieds von 18 veranschaulichen,
wenn es sich in dem dämpfenden
oder dem nichtdämpfenden
Zustand beffindet.
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1 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Mit Bezug auf die Figur ist die Anode
einer Diode D1 (einer ersten Diode) mit einem Eingangsanschluss
IN verbunden, und die Kathode der Diode D1 ist mit einem Ausgangsanschluss
OUT verbunden. Ein Steuerspannungsanschluss Vc1 (ein erster Steuerspannungsanschluss)
ist über
eine HF-Blockinduktivität
L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden. Die Anode einer Diode D2
(einer zweiten Diode) ist mit der Kathode der Diode D1 verbunden,
und die Kathode der Diode D2 ist über einen Kondensator C1 (einen
ersten Kondensator) mit der Anode der Diode D1 verbunden.
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Weiter
ist ein Ende eines Widerstands R01 (eines ersten Widerstands) mit
der Kathode der Diode D2 verbunden, und ein Ende eines Widerstands
R02 (eines zweiten Widerstands) ist über einen Kondensator C2 (einen
zweiten Kondensator) mit der Kathode der Diode D1 verbunden. Die
Anode einer Diode D3 (einer dritten Diode) ist über einen Kondensator C3 (einen
dritten Kondensator) mit den anderen Enden der Widerstände R01
und R02 verbunden, und die Kathode einer Diode D4 (einer vierten
Diode) ist über
einen Kondensator C4 (einen vierten Kondensator) mit den anderen
Enden der Widerstände
R01 und R02 verbunden. Ein Ende eines Kondensators C5 (eines fünften Kondensators)
ist mit der Kathode der Diode D3 und mit der Anode der Diode D4
verbunden, und das andere Ende des Kondensators C5 ist mit Masse
verbunden.
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Weiter
ist ein Steuerspannungsanschluss Vc2 (ein zweiter Steuerspannungsanschluss) über eine HF-Blockinduktivität L2 und
einen Widerstand R2 mit der Kathode der Diode D2 verbunden, ein
Steuerspannungsanschluss Vc3 (ein dritter Steuerspannungsanschluss)
ist über
eine HF-Blockinduktivität
L3 und einen Widerstand R3 mit der Anode der Diode D3 verbunden,
und ein Steuerspannungsanschluss Vc4 (ein vierter Steuerspannungsanschluss)
ist über
eine HF-Blockinduktivität
L4 und einen Widerstand R4 mit der Kathode der Diode D4 verbunden.
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Weiter
ist ein Linearisierer L zwischen dem Eingangsanschluss IN und der
Anode der Diode D1 bereitgestellt. Der Linearisierer L enthält: eine
Diode DL1 (eine fünfte
Diode), deren Anode mit Masse verbunden ist und deren Kathode mit
dem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode
der Diode D1 verbunden ist, und einen Widerstand RL1 (einen dritten
Widerstand), der zwischen einen Steuerspannungsanschluss VcL (einen
fünften
Steuerspannungsanschluss) und den Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss
IN und der Anode der Diode D1 verbunden ist. Es sei angemerkt, dass
ein Widerstand RL2 (ein vierter Widerstand) zwischen der Diode DL1
und dem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der
Anode der Diode D1 vorgesehen sein kann, wie es in 2 gezeigt
ist. Weiter kann eine Diode DL2 (eine sechste Diode) wie in 3 gezeigt bereitgestellt
sein, deren Anode mit Masse verbunden ist und deren Kathode mit
der Anode der Diode D1 verbunden ist.
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4 zeigt
die Beziehungen zwischen der den in 2 und 3 gezeigten
Linearisierern eingegebenen Eingangsleistung Pin und ihren Verstärkungen
Gp.
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Wenn
eine Spannung mit hohem Pegel (z.B. 5 V) an den Steuerspannungsanschluss
VcL angelegt ist, ist die Diode DL1 einer hohen Rückwärtsvorspannung
ausgesetzt, und daher arbeitet der Linearisierer L nicht. Andererseits
bewirkt das Anlegen einer Spannung mit niedrigem Pegel (z.B. 0 V)
an den Steuerspannungsanschluss VcL, dass der Linearisierer arbeitet.
Wenn dabei die Eingangsleistung Pin hoch ist, sinkt die Verstärkung Gp
des Linearisierers L wie in 4 gezeigt,
was bedeutet, dass, wenn das Dämpfungsglied
eine hohe Leistung empfängt,
seine Verstärkung
steigt.
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Daher
wird nur dann eine Spannung mit niedrigem Pegel an den Steuerspannungsanschluss
VcL angelegt, wenn das Dämpfungsglied
in seinem dämpfenden
Zustand ist. Mit dieser Anordnung arbeitet der Linearisierer L nur
dann, um das dem Eingangsanschluss In eingegebene Signal zu linearisieren,
wenn das Dämpfungsglied
in dem dämpfenden
Zustand ist. Wenn das Dämpfungsglied
in seinem nichtdämpfenden
Zustand ist, arbeitet der Linearisierer L nicht, und daher liefert
das Dämpfungsglied
die in 20 gezeigten nichtdämpfenden
Eigenschaften.
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5 zeigt
die Eigenschaften des Dämpfungsglieds
von 1, wenn es sich in seinem dämpfenden Zustand befindet.
Wie in der Figur gezeigt hat dieses Dämpfungsglied verbesserte Verstärkungseigenschaften und
daher verbesserte Eigenschaften der Verzerrung dritter Ordnung (Pim3).
Die gestrichelte horizontale Linie in 5 stellt
den flachen Abschnitt der verbesserten Verstärkungskurve Gp dar. Somit zeigt
das Dämpfungsglied
der vorliegenden Ausführungsform
in seinem dämpfenden
Zustand im Vergleich zu den bekannten Dämpfungsgliedern verbesserte
Signalverzerrungseigenschaften bei einer hohen Eingangsleistung.
Demzufolge hat das Dämpfungsglied
bis zu einem bestimmten (hohen) Übertragungsleistungspegel
sowohl in dem dämpfenden
als auch in dem nichtdämpfenden
Zustand im Wesentlichen konstante Verzerrungseigenschaften. Weiter
ist der maximal zulässige Übertragungsleistungspegel
dieses Dämpfungsglieds
wie in dem Fall des in 18 gezeigten Dämpfungsglieds
etwa 6 dB oder mehr größer als
derjenige des in 15 gezeigten Dämpfungsglieds
(unter Annahme desselben Vorstroms).
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6 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieses Dämpfungsglied ist ähnlich demjenigen
der ersten Ausführungsform,
außer
dass es zusätzlich
einen Kondensator C6 (einen sechsten Kondensator) enthält, der
zwischen die Anode der Diode D1 und den Verbindungspunkt zwischen
dem Kondensator C1 und dem Einganganschluss IN geschaltet ist. Der Durchgangszweig
T des Dämpfungsglieds
der vorliegenden Ausführungsform
enthält
also zwei Kondensatoren, den Kondensator C1 und den Kondensator
C6 (s. 6).
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Die
vorliegende Ausführungsform
hat dieselbe Wirkung wie die erste Ausführungsform. Weiterhin hat die
vorliegende Ausführungsform
durch den oben beschriebenen Durchgangszweig T im Vergleich zu der
ersten Ausführungsform
die Wirkung des Ausgleichens der Leistung, die durch die Dioden
D1 und D2 geführt
wird, woraus sich verbesserte Signalverzerrungseigenschaften ergeben,
wenn das Dämpfungsglied
in seinem nichtdämpfenden
Zustand ist. Es sei jedoch angemerkt, dass der Einfügungsverlust
leicht steigt, da die Kondensatoren C1 und C6 (ihre Impedanzen)
symmetrisch angeordnet sind.
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7 ist
ein Schaltbild des Durchgangszweigs eines Dämpfungsglieds gemäß einer
dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieses Dämpfungsglied ist ähnlich demjenigen
der ersten Ausführungsform,
außer
dass der Kondensator C1 ein veränderlicher
Kondensator ist. Insbesondere ist der Kondensator C1 aus zwei Dioden
aufgebaut, die in umgekehrter Polung in Reihe geschaltet sind. Über einen
Steuerspannungsanschluss Vcv1 (s. 7) wird
an jede der in Reihe geschalteten Dioden eine Rückwärtsvorspannung angelegt.
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Bei
dieser Anordnung kann die an den Steuerspannungsanschluss Vcv1 angelegte
Spannung in dem dämpfenden
Zustand höher
eingestellt sein als in dem nichtdämpfenden Zustand. Das verringert
den Wert der Kapazität
C1 und verbessert dadurch die Isolation des Durchgangszweigs T in
den dämpfenden
Zustand. Daher ist es möglich,
die Vorströme
des Nebenschlussarms A und die Werte der Kapazitäten C3 bis C5 im Vergleich
zu der ersten Ausführungsform
zu verringern (unter Annahme desselben Betrags der Dämpfung).
Somit ermöglicht
es die vorliegende Ausführungsform
zusätzlich
dazu, dass sie dieselbe Wirkung wie die erste Ausführungsform
hat, die Schaltungsgröße zu verringern.
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Weiter
können
in dem Aufbau der zweiten Ausführungsform
die Kondensatoren C1 und C2 veränderliche
Kondensatoren sein. Auch diese Veränderung ermöglicht es, die Schaltungsgröße zu verringern,
sowie dieselbe Wirkung hervorzubringen wie die zweite Ausführungsform.
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8 ist
ein Schaltbild des Durchgangszweigs eines Dämpfungsglieds gemäß einer
vierten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieses Dämpfungsglied ist ähnlich demjenigen
der ersten Ausführungsform,
außer
dass es zusätzlich
eine Induktivität
Ls1 enthält,
die in Reihe zu dem Kondensator C1 zwischen die Kathode der Diode
D2 und die Anode der Diode D1 geschaltet ist.
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Die
Induktivität
Ls1 hat mit dem Kondensator C1 bei einer gewünschten Frequenz einer Serienresonanz.
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Diese
Anordnung erlaubt es, im Vergleich zu der ersten Ausführungsform
die Impedanz des Durchgangszweigs zu verringern, woraus sich ein
verringerter HF-Leistungsverlust in der Schaltung auf der Seite
der Diode D2 ergibt. Daher ermöglicht
es die vorliegende Ausführungsform
zusätzlich
dazu, dass sie dieselbe Wirkung wie die erste Ausführungsform
hat, dass der Einfügeverlust
des Dämpfungsglieds
verringert wird, wenn das Dämpfungsglied
in seinem nichtdämpfenden
Zustand ist.
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9 ist
ein Schaltbild des Durchgangszweigs eines Dämpfungsglieds gemäß einer
fünften
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieses Dämpfungsglied ist ähnlich demjenigen
der vierten Ausführungsform,
außer
dass der Kondensator C1 ein variabler Kondensator ist. Auch wenn
die Induktivität
Ls1 arbeitet zum Verringern der Trennung (sowohl in dem dämpfenden
als auch in dem nichtdämpfenden
Zustand), kann der Wert der Kapazität C1 in dem dämpfenden
Zustand niedriger eingestellt werden als in dem nichtdämpfenden
Zustand, um die Trennung des Durchgangszweigs T in dem dämpfenden
Zustand zu verbessern und somit den Einfügeverlust des Dämpfungsglieds
zu verringern. Demzufolge ist es möglich, im Vergleich zu der
vierten Ausführungsform
die Vorströme
des Nebenschlusszweigs A und die Werte der Kondensatoren C3–C5 zu verringern
(unter Annahme derselben Größe der Dämpfung).
Somit ermöglicht
es die vorliegende Ausführungsform
zusätzlich
dazu, dass sie dieselbe Wirkung wie die vierte Ausführungsform
hat, dass die Schaltungsgröße verringert
wird.
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10 ist
ein Schaltbild des Durchgangszweigs eines Dämpfungsgliedes gemäß einer
sechsten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieses Dämpfungsglied ist ähnlich demjenigen
der ersten Ausführungsform,
außer
dass es zusätzlich
einen Kondensator Cp1 und eine Induktivität Lp1 enthält, die in Reihe zwischen die
Anode und die Kathode der Diode D1 geschaltet sind. Die Induktivität Lp1 ist
also parallel zu den Dioden D1 und D2 geschaltet. Es sei angemerkt,
dass die Impedanz des Kondensator Cp1 bei einer gewünschten
Frequenz hinreichend niedrig ist. Weiter ist der Induktivitätswert der
Induktivität
Lp1 so eingestellt, dass mit den Übergangskapazitäten der
Dioden D1 und D2 und der Kapazität
C1 bei der gewünschten
Frequenz eine Parallelresonanz auftritt, wenn das Dämpfungsglied
in seinem dämpfenden
Zustand ist.
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Das
ermöglicht
es, die Trennung des Durchgangszweigs T zu verbessern, wenn das
Dämpfungsglied in
seinem dämpfenden
Zustand ist. Demzufolge ist es möglich,
den Einfügungsverlust
des Dämpfungsglieds zu
verringern und daher die Vorströme
des Nebenschlussarms A und die Werte der Kondensatoren C3–C5 im Vergleich
zu der ersten Ausführungsform
zu verringern (unter Annahme desselben Dämpfungsbetrages). Somit ermöglicht es
die vorliegende Ausführungsform
zusätzlich
dazu, dass sie dieselbe Wirkung wie die erste Ausführungsform
hat, die Schaltungsgröße zu verringern.
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11 ist
ein Schaltbild des Durchgangszweigs eines Dämpfungsglieds gemäß einer
elften Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieses Dämpfungsglied ist ähnlich demjenigen
der zweiten Ausführungsform,
außer
dass es zusätzlich
eine Blockinduktivität
L3 enthält,
die zwischen die Kathode der Diode D1 und den Verbindungspunkt zwischen
den Kondensatoren C1 und C6 geschaltet ist. Die Blockinduktivität L3 ist also
parallel zu den Dioden D1 und D2 geschaltet. Es sei angemerkt, dass
der Induktivitätswert
der Blockinduktivität
L3 so eingestellt ist, dass eine Serienresonanz mit den Übergangskapazitäten der
Dioden D1 und D2 und dem Kondensator C1 auftritt.
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Das
ermöglicht
es, die Trennung des Durchgangszweigs T zu verbessern, wenn das
Dämpfungsglied sich
in seinem dämpfenden Zustand
befindet. Demzufolge ist es möglich,
im Vergleich zu der ersten Ausführungsform
den Einfügungsverlust
des Dämpfungsglieds
zu verringern und daher die Vorströme des Nebenschlussarms A und
die Werte der Kondensatoren C3–C5
zu verringern (unter Annahme desselben Dämpfungsbetrags). Somit ermöglicht es
die vorliegende Ausführungsform
zusätzlich
dazu, dass sie dieselbe Wirkung wie die erste Ausführungsform
hat, die Schaltungsgröße zu verringern.
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Gemäß einer
Abwandlung der vorliegenden Ausführungsform
kann eine Induktivität
parallel zu den Dioden D3 und D4 geschaltet werden. Das ermöglicht es,
die Trennung des Nebenschlussarms A zu verbessern, woraus sich ein
verringerter HF-Leistungsverlust ergibt, wenn das Dämpfungsglied
sich in seinem nichtdämpfenden
Zustand befindet.
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12 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
achten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieses Dämpfungsglied ist ähnlich demjenigen
der ersten Ausführungsform.
Nach der achten Ausführungsform
ist der Steuerspannungsanschluss Vc2 jedoch direkt mit der Kathode
der Diode D2 verbunden anstatt über
den Widerstand R01. Weiter ist ein Ende des Widerstands R01 über einen
Kondensator C7 (einen siebten Kondensator) mit der Kathode der Diode
D2 verbunden.
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Da
der Steuerspannungsanschluss Vc2 wie oben beschrieben direkt mit
der Kathode der Diode D2 verbunden ist anstatt über den Widerstand R01, wird
dieser Schaltungsabschnitt nicht durch den Spannungsabfall über den
Widerstand R01 beeinträchtigt,
was es ermöglicht,
im Vergleich zu der ersten Ausführungsform den
Vorstrom zu erhöhen
(unter Annahme derselben Steuerspannung). Weiter sind die Widerstände R01
und R02 und die Kondensatoren C7 und C2 von dem Nebenschlussarm
A aus gesehen symmetrisch angeordnet, was es ermöglicht, die Signalverzerrungseigenschaften
zu verbessern, wenn das Dämpfungsglied
sich in seinem dämpfen den
Zustand befindet. Weiter hat die vorliegende Ausführungsform
zusätzlich
zu diesen Wirkungen dieselbe Wirkung wie die erste Ausführungsform.
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13 ist
ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds
gemäß einer
neunten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Dieses Dämpfungsglied ist ähnlich demjenigen
der achten Ausführungsform,
außer
dass es zusätzlich
einen Kondensator C6 enthält,
der zwischen die Anode der Diode D1 und den Verbindungspunkt zwischen
dem Kondensator C1 und dem Eingangsanschluss IN geschaltet ist.
Der Durchgangszweig T des Dämpfungsglieds
enthält
also zwei Kondensatoren: den Kondensator C1 und den Kondensator
C6. Daher hat die vorliegende Ausführungsform dieselben Wirkungen
wie die zweite und die achte Ausführungsform.
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Im
Licht der obigen Lehren sind natürlich
viele Abwandlungen und Variationen der vorliegenden Erfindung möglich. Es
ist daher klar, dass die Erfindung im Rahmen der beigefügten Ansprüche anders
ausgeführt werden
kann, als es spezifisch beschrieben ist.