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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen störungsarmen Verstärker mit
variabler Verstärkung.
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Störungsarme
Verstärker
in zellularen Radios werden für
eine Vielzahl von Leistungs- und Kostenabwägungen. Herkömmlicherweise
handelt es ich dabei um Schaltungsanordnungen mit einer festen Verstärkung und
die AVR-Funktion des Radios wird in den ZF-Stufen verwirklicht.
Dadurch wird die Intermodulationsleistung des Radios vorwiegend durch
die Eingangsleistung eingestellt und mit einem starken Signal an
dem Eingang können
die ZF-Stufen mit stark reduzierter Verstärkung arbeiten, der LNA und
die Mischstufe können
aber über
ihre Grenzen der Linearität
hinaus betrieben werden.
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Um
den gesamten dynamischen Bereich eines Empfängers zu verbessern wäre es nützlich,
die Verstärkung
und die Linearität
an dem Eingang unter strengen Signalbedingungen verschiedenartig
auszuwuchten. Eine Möglichkeit
ist, die Verstärkung
des LNAs zu reduzieren. Wenn der Eingang bezogene Intermodulationsproduktpegel
dritter Ordnung (IP3) auch hoch geht, wenn die Verstärkung reduziert
wird, dann ist die Leistungsbegrenzungsstufe wahrscheinlich die
Mischstufe. Wenn aber Eingang bezogene IP3 Pegel des LNAs nicht
verbessert wird, wird der LNA dennoch vor dem Mischer Verzerrungsprodukte erzeugen
und es werden keine richtigen Verbesserungen in dem dynamischen
Bereich erzielt.
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Ein
typischer Entwurf für
einen BICMOS LNA mit einer differenziellen Signalstrecke ist eine
einfache kaskadengeschaltete emittergeschaltete Stufe. Die Last
kann resistiv oder induktiv sein oder eine Kombination der beiden.
Eine Induktivität
in der Emitterschaltung ist vorteilhaft, da es den wirklichen Teil der
Eingangsimpedanz steigert, ohne dass die Störung gesteigert wird. Dies
ist wichtig, da der Verstärker
in Kombination mit der Induktivität einen guten Abschluss für das Off-Chip-Bandselektionsfilter schaffen
soll. Wenn die Deckung nur mäßig ist
(d.h. mit einem Rückkehrverlust über etwa –12 dB)
wird die Filterfunktion wesentlich beeinträchtigt. Wenn resistive Degradation
in der Emitterschaltung angewandt wird, nimmt die Eingangskapazität sowie
der reelle Teil zu und es gibt mehr Störung.
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In
einem LNA mit diskreten Komponenten kann Verstärkung auf einfache Art und
Weise dadurch gesteuert werden, dass ein passiver Dämpfer in
die Eingangsstrecke eingeschlossen wird. Ein einfacher T oder π Dämpfer mit
PIN Umschaltung kann die effektive Verstärkungsänderung herbeiführen und die
Deckung ebenso gut wie oder besser als in dem reduzierten Verstärkungszustand
einhalten. Der Signalverlust beeinträchtigt das Störungsbild
in der niedrigen Verstärkungseinstellung
offensichtlich, aber das ist nicht ein so großes Problem. Dafür zu sorgen, dass
dies in einer monolithischen Siliziumform wirkt, ist schwieriger.
MOS Schalter sind offenbar ideal zum Selektieren einer derartigen
Dämpfungsfunktion, aber
in der Praxis gibt es große
Probleme. Um einen ausreichend niedrigen Einfügungsverlust zu erhalten, soll
der Kanalwiderstand im Vergleich zu 50 Ohm (oder 100 Ohm differentiell)
niedrig sein und folglich müssen
die Kanalbreiten groß sein.
Folglich wird es große
Kapazitäten
gegenüber
dem Substrat geben was zu Verlusten in dem EIN- sowie in dem AUS-Zustand führt. Folglich
ist das Störungsbild
in der hohen Verstärkungseinstellung
gering.
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Eine
bekannte Art und Weise der Steuerung der Verstärkung in einem integrierten
LNA ist die Anwendung einer den Strom steuernden Architektur, wie
diese in einer Veröffentlichung
mit dem Titel: "Dual
Bond High-Linearity Variable-Gain Low-Noise Amplifier for Wireless
Applications" von
Keng Leong Fong und veröffentlicht
in den "Proceedings
of 1999 IEEE International Solid State Circuits Conference", Seiten 224 und
225, beschrieben worden ist. Der Eingangstransistor ist in zwei
Teile aufgeteilt mit einem Verhältnis
in Bezug auf den erforderlichen Dämpfungsschritt. Die kaskadengeschalteten
Transistoren sind ebenfalls in demselben Verhältnis aufgeteilt. Eine der
Strecken aber ist mit einer Ablenkstrecke versehen, die durch eine
andere Kaskadenschaltung aktiviert wird, die als Steuerschalter
funktioniert. Die Vorspannung an diesem Steuerpunkt wird von etwa 400
mV unter der Vorspannung der Kaskadenschaltung (hohe Verstärkungseinstellung)
bis etwa 400 mV über
der Vorspannung der Kaskadenschaltung (niedrige Verstärkungseinstellung).
Folglich erreicht in der niedrigen Verstärkungseinstellung nur ein Teil des
Signalstroms die Last. Die Signalbedingungen, gesehen von dem Eingangsport
aus, bleiben dieselben und folglich wird die Deckung mit dem Eingang nicht
geändert.
Bei einem ersten Zeichen gibt es keine Änderung des Störungsbildes,
aber in Wirklichkeit sind die gespaltenen Eingangstransistoren als
ein differentielles Paar ohne Degradation in dem niedrigen Verstärkungszustand
wirksam und auf diese Weise erreicht etwas zusätzliche Störung den Ausgang ohne dass
sie rückgängig gemacht
wird.
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Diese
Anordnung bietet eine variable Verstärkung, ohne dass dafür gesorgt
wird, dass die Eingangsimpedanz sich ändert, aber weil die Arbeitspunkte
des Eingangstransistors im Wesentlichen ungeändert sind, gibt es keine Verbesserung
in der Linearitätsleistung.
Wenn der Mischer bezogene Intermodulationsproduktpunkt dritter Ordnung
höher ist als
der des LNAs gilt noch immer, dass auf diese Weise ein gemäßigter Verstärkungsschritt
implementiert werden kann, aber für einen dynamischeren Bereich ist
eine gewisse Verbesserung erwünscht.
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Eine
mögliche
Art und Weise der Steigerung des Verstärkungsregelbereichs ist eine
resistive Emitterdegradation anzuwenden, die in aus außer Betrieb
geschaltet werden kann. Dies aber hat das Problem, dass es die Eingangsimpedanz
des Verstärkers ändert und
folglich die Deckung zwischen dem HF-Filter und dem Verstärkereingang
beeinträchtigt.
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Es
ist daher u.a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung die Anordnung
eines störungsarmen Verstärkers zu
ermöglichen,
wobei ein oder mehrere der oben beschriebenen Nachteile verringert
werden.
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Die
vorliegende Erfindung schafft einen störungsarmen Verstärker mit
schaltbaren Verstärkungseinstellungen,
wobei der Verstärker
die nachfolgenden Elemente aufweist: eine kaskadengeschaltete emittergeschaltete
Verstärkerstufe,
eine erste Anordnung zum reduzieren der Verstärkung auf einen Zwischenpegel,
wobei die genannte Anordnung eine Signalablenkstrecke aufweist,
die, wenn aktiviert, dafür
sorgt, dass ein Teil des Ausgangssignals von dem Ausgang abgelenkt
und weggeworfen wird, eine zweite Anordnung zum Reduzieren der Verstärkung auf
einen niedrigen Wert, wobei die genannte zweite Anordnung Mittel
aufweist zum Steigern der Emitterdegradation und Mittel zum verbinden
einer Überbrückungsrückkopplungsstrecke
von der Umlenkstrecke zu dem Eingang des Verstärkers zum Reduzieren der Steigerung
der Eingangsimpedanz, verursacht durch die Steigerung der Emitterdegradation.
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Die
Emitterschaltung und die Kaskadenschaltung können beide mehrere Transistoren
enthalten, wobei die erste Anordnung Mittel aufweist zum Ablenken
des Stromes in einem der Transistoren, wodurch die vielen Transistoren
zu der Ablenkstrecke zusammengebunden werden.
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Die
erste Anordnung kann einen weiteren Transistor enthalten, der mit
dem Knotenpunkt der Emitterschaltung und der kaskadengeschalteten Transistoren
verbunden ist, wobei der genannte weitere Transistor in einem Zwischenverstärkungszustand
des Verstärkers
wirksam ist um den Signalstrom von dem einen Transistor der Emitterschaltungsstufe
zu einer Speiseschiene zu leiten.
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Die
zweite Anordnung kann einen Widerstand in der Emitterschaltung des
Transistors aufweisen und einen Schalter, der zu dem Widerstand
parallel geschaltet ist, wobei der Schalter offen ist zum verbinden
des Widerstandes in der Emitterschaltung.
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Die
zweite Anordnung kann weiterhin noch einen weiteren Transistor enthalten,
der mit dem Knotenpunkt der Emitterschaltung und der kaskadengeschalteten
Transistoren verbunden ist, wobei der genannte weitere Transistoren
in einem niedrigen Verstärkungszustand
des Verstärkers
vorgesehen sind um den Ausgangsstrom des einen emittergeschalteten
Transistors eine internen Last zuzuführen, wobei eine Rückkopplungsstrecke
zwischen der internen Last und dem Eingang des Verstärkers vorgesehen
ist.
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Ein
Verstärker
nach der vorliegenden Erfindung hat mehrere Vorteile. Erstens weil
das Rückkopplungsnetzwerk
von einem Verstärkerausgang aus
verbunden ist, können
die verwendeten Widerstände
einen Wert haben, der um viele Male größer ist als diejenigen, die
in einem Abschluss erforderlich ist, der mit Erde verbunden ist
und folglich ist der spezifische Störungsbeitrag niedriger. Zweitens,
wenn das Netzwerk Widerstände
mit einem größeren Wert enthält, können die
MOS-Schalter physikalisch kleiner sein, da der EIN-Widerstandswert
nur niedrig zu sein braucht im Vergleich zu den Widerständen und nicht
gegenüber
der absoluten Eingangsimpedanz. Folglich ist die Streukapazität nach Erde
niedriger, was die Strecke für
Störung
in dem AUS-Zustand weniger signifikant macht. Drittens, durch Verwendung des
Dummy-Ausgangs um die Rückkopplungsstrecke
zu betreiben gibt es keine andere Last an diesem Punkt und die Verstärkung und
die Phase werden von der Last, dargeboten durch die Eingangskapazität der nachfolgenden
Schaltungsanordnung (wie der Hauptausgang), nicht beeinträchtigt.
Eine weiterer Vorteil dieser Annäherung
ist, dass die variable Verstärkung
und die verbesserte Linearität
ohne wesentlichen zusätzlichen
Energieverbrauch erhalten werden. Es ist nur etwa Vorspannung für die Stromsteuerstrecke
erforderlich.
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Der
störungsarme
Verstärker
kann ein differentielles Paar enthalten, Dies ermöglich die
Herstellung eines differentiellen Verstärkers unter Anwendung desselben
erfinderischen Prinzips. Dies wird selbstverständlich bedeuten, dass die jeweiligen
Abtenkmittel und Rückkopplungsstrecken
dupliziert werden.
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Ausführungsbeispiele
der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben.
Es zeigen:
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1 ein
Schaltbild einer Ausführungsform eines
störungsarmen
Verstärkers
nach der vorliegenden Erfindung, und
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2 bis 4 eine
Darstellung derjenigen Teile des Verstärkers nach 1,
die in den jeweiligen Verstärkungsschritten
des Verstärkers
aktiv sind.
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1 zeigt
ein Schaltbild eines störungsarmen
Verstärkers
nach der vorliegenden Erfindung in Form eines differentiellen Verstärkers mit
einem ersten und einem zweiten Eingang 1 und 2 zum
Empfangen eines HF-Eingangssignals und mit einem ersten und einem
zweiten Ausgang 3 und 4 zum Liefern eines verstärkten HF-Ausgangssignals.
Der Eingang 1 ist mit den Basis-Elektroden zweier NPN-Transistoren
T1 und T2 verbunden, während
der Eingang 2 mit den Basis-Elektroden zweier NPN-Transistoren
T3 und T4 verbunden ist. Die Emitter-Elektroden der Transistoren
T1 und T2 sind über
eine Induktionsspule L1 und einen Widerstand R1 mit einer Speiseschiene
VEE verbunden. Die Emitter-Elektroden der Transistoren T3 und T4
sind über
eine Induktionsspule L2 und einen Widerstand R2 mit der Speiseschiene
VEE verbunden. Der Knotenpunkt der Induktionsspule L1 und des Widerstandes
R1 ist mit dem Knotenpunkt der Induktionsspule L2 und des Widerstandes
R2 über
einen weiteren Widerstand R3 verbunden. Von einem N-Kanal Feldeffekttransistor
T20 sind die Source- und die Drain-Elektrode über den Widerstand R3 und die
Gate-Elektrode mit einer Klemme 5 verbunden. Die Kollektor-Elektroden
der Transistoren T1 und T2 sind mit den Emitter-Elektroden zweier
NPN-Transistoren T5 und T6 verbunden, deren Basis-Elektroden mit
einer Klemme 6 verbunden sind. Die Kollektor-Elektroden der Transistoren T5
und T6 sind mit dem Ausgang 3 und über einen Widerstand R4 mit
einer Speiseschiene VCC verbunden. Die Kollektor-Elektroden der
Transistoren T3 und T4 sind mit der Emitter-Elektrode entsprechender
NPN-Transistoren T7 und T8 verbunden, deren Kollektor-Elektroden
mit dem Ausgang 4 und über
einen Widerstand R5 mit der Spannungsschiene VCC verbunden. Die
Basis-Elektroden der Transistoren T7 und T8 sind mit einer Klemme 7 verbunden.
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Der
Knotenpunkt der Kollektor-Elektrode des Transistors T2 und der Emitter-Elektrode
des Transistors T6 ist mit der Emitter-Elektrode eines NPN-Transistors
T9 verbunden. Die Kollektor-Elektrode des Transistors T9 ist mit
der Speiseschiene VCC verbunden, während die Basis-Elektrode mit
einer Klemme 8 verbunden ist. Auf gleiche Wei se ist der
Knotenpunkt der Kollektor-Elektrode des Transistors T4 und der Emitter-Elektrode des Transistors
T8 mit der Emitter-Elektrode eines NPN-Transistors T10 verbunden.
Die Kollektor-Elektrode des Transistors T10 ist mit der Speiseschiene
VCC und die Basis-Elektrode des Transistors T10 ist mit einer Klemme 9 verbunden.
Es dürfte
einleuchten, dass die Transistoren T9 und T10 betreffende Ausgangssignalumlenkstrecken
bilden, wenn sie leitend sind und unter diesen Umständen wird
der Beitrag der Transistoren T2 und T4 zu dem Ausgangssignal eliminiert,
wodurch auf diese Weise die effektive Verstärkung des Verstärkers um
einen Faktor reduziert wird, der von dem Verhältnis der Transistoren T1 bis
T2 und T3 bis T4 abhängig
ist.
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Die
Kollektor-Elektrode des Transistors T2 ist weiterhin mit der Emitter-Elektrode eines NPN-Transistors
T11 verbunden, dessen Basis-Elektrode mit einer Klemme 10 verbunden
ist. Auf gleiche Weise ist die Kollektor-Elektrode des Transistors
T4 weiterhin mit der Emitter-Elektrode eines NPN-Transistors T12
verbunden, dessen Basis-Elektrode
mit einer Klemme 11 verbunden ist. Die Kollektor-Elektrode
des Transistors T11 ist über
die Reihenschaltung aus einem Widerstand R6 und der Drain-Source-Strecke
eines p-leitenden Feldeffekttransistors T21 mit der Speiseschiene
VCC verbunden. Auf gleiche Weise ist die Kollektor-Elektrode des
Transistors T12 über
die Reihenschaltung aus einem Widerstand R7 und der Drain-Source-Strecke
eines p-leitenden Feldeffekttransistors T22 mit der Speiseschiene
VCC verbunden. Die Gate-Elektrode des Transistors T21 ist mit einer
Klemme 12 verbunden, während
die Gate-Elektrode des Transistors T22 mit einer Klemme 13 verbunden
ist. Der Knotenpunkt des Kollektors des Transistors T11 und des
Widerstandes R6 ist über
die Reihenschaltung aus einem Kondensator C1 und einem Widerstand
R8 mit der Basis-Elektrode des Transistors T1 verbunden, während der
Knotenpunkt der Kollektor-Elektrode des Transistors T2 und des Widerstandes
R7 über
die Reihenschaltung aus einem Kondensator C2 und dem Widerstand
R9 mit der Basis des Transistors T3 verbunden ist. Es dürfte einleuchten,
dass wenn die Transistoren T11, T12, T21 und T22 leitend sind, (und
die Transistoren T9 und T10 gesperrt sind), die Transistoren T11
und T12 den Signalstrom der Transistoren T2 und T4 zu den Speiseschienen
ablenken (über
Widerstände
R6 und R7 und die Transistoren T21 und T22) und dass dieser Teil
des Ausgangssignals über
die Netzwerke C1 und R8 und C2 und R9 zu den Eingängen 1 und 2 zurückgeführt wird.
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Um
die Verstärkung
des Verstärkers
einzustellen, werden den Klemmen 5, 8, 9, 10, 11, 12 und 13 geeignete
Potentiale zugeführt.
Die Klemmen 6 und 7 werden mit einem konstanten
Vorspannungspotential zur geeigneten Vorspannung der kaskadengeschalteten
Transistoren T5, T6, T7 und T8 gespeist.
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2 zeigt
diejenigen Teile des Verstärkers, die
aktiv sind, wenn er sich in dem maximalen Verstärkungszustand befindet. In
diesem Zustand wird der Transistor T20 dadurch eingeschaltet, dass
der Klemme 5 ein Potential von der VCC zugeführt wird, so
dass der Degradationswiderstand R3 kurzgeschlossen wird und die
Transistoren T9, T10, T11 und T12 durch Zuführung eines Potentials von
(Vbias –0,4 V)
zu den Klemmen 8, 9, 10 bzw. 11 abgeschaltet werden,
wobei Vbias das Potential ist, das den kaskadengeschalteten
Transistoren T6 und T8 über
die Klemmen 6 und 7 zugeführt wird, und die Transistoren
T21 und T22 werden durch Zuführung
eines Potentials von Vcc zu den Klemmen 12 und 13 abgeschaltet.
Dies sperrt die Stromumlenkung und die Rückkopplungsstrecke. Auf diese
Art und Weise, wie in 2 dargestellt, ist der Verstärker ein
herkömmlicher
störungsarmer
Verstärker
vom differentiellen Typ ohne Ausgangsstromumlenkung und ohne Rückkopplung
neben induktiver Degradation.
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3 zeigt
diejenigen Teile des Verstärkers, die
aktiv sind, wenn er sich in einer mittleren Verstärkungskonfiguration
befindet. Unter diesen Umständen
wird Stromumlenkung von den Ausgängen
aktiviert aber der Degradationswiderstand R3 wird dennoch durch
den Transistor T20 kurzgeschlossen. Auf diese Weise wird den Klemmen 8 und 9 ein
Potential (Vbias +0,4 V) zugeführt, so
dass die Transistoren T9 und T10 eingeschaltet werden und sie das
Ausgangssignal von den Transistoren T6 und T8 zu der Speiseschiene
umlenken. Dadurch wird die effektive Verstärkung des Verstärkers reduziert,
da ein Teil des Ausgangssignals umgelenkt und in die Speisung weggeworfen
wird. Die Transistoren T11, T12, T21 und T22 sind nach wie vor abgeschaltet
wenn das Potential VCC an den Klemmen 12 und 13 beibehalten
wird und das Potential (Vbias –0,4 V)
an den Klemmen 10 und 11 beibehalten wird.
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4 zeigt
diejenigen Teile des Verstärkers, die
aktiv sind, wenn er sich in einer niedrigen Verstärkungskonfiguration
befindet. In dem Fall wird der Klemme 5 ein Potential von
VEE zugeführt,
so dass der Transistor T20 abgeschaltet wird und folglich der Degradationswiderstand
R3 in die Schaltungsanordnung eingeschaltet wird, wodurch die Verstärkung des
Verstärkers
noch weiter verringert wird. Ein Potential von (Vbias –0,4 V) wird
den Klemmen 8 und 9 zugeführt, so dass die Transistoren
T9 und T10 abgeschaltet werden, während ein Potential von (Vbias +0,4 V) den Klemmen 10 und 11 und
ein Potential von VEE den Klemmen 12 und 13 zugeführt wird,
so dass die Transistoren T11, T12, T21 und T22 alle eingeschaltet
werden. Auf diese Weise wird ein Teil das Ausgangssignals über die
Transistoren T11 und T21 und auf gleiche Art und Weise über T12
und T22 zu der Speisung umgelenkt. Es dürfte dem Fachmann einleuchten,
dass die Einfügung
des Degradationswiderstandes R3 dafür sorgt, dass die Eingangsimpedanz
zunimmt und diesen Teil des weggeworfenen Ausgangssignals kompensiert,
der durch den Widerstand R6 zu der Spannungsschiene VCC geht, über die
Rückkopplungsstrecken
mit dem Kondensator C1 und dem Widerstand R8 und dem Kondensator
C2 und dem Widerstand R9 zu den Eingängen des Verstärkers zurückgeführt wird.
Diese Überbrückungs-Ruckkopplungsstrecken
werden die Eingangsimpedanz des Verstärkers reduzieren, wodurch auf
diese Weise die Zunahme der Eingangsimpedanz, verursacht durch die
Einfügung
des Degradationswiderstandes R3, kompensiert wird. Auf diese Weise
ist der Effekt der Rückkopplungsschleifen, dass
die Eingangsimpedanz im Wesentlichen konstant gehalten wird.
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Wie
oben bereits erwähnt,
können,
weil das Rückkopplungsnetzwerk
mit einem verstärkten
Ausgang verbunden ist, die Lastwiderstände R6 und R7 um viele Male
größer sein
als notwendig in einem Abschluss, der nach Erde verbunden ist und
folglich ist der innere Störungsbeitrag
niedriger. Außerdem
können,
da die Widerstände
R6 und R7 größer sind,
die MOS-Schalter T21 und T22 kleiner sein, da ihr Ein-Widerstand
nur im Vergleich zu dem Wert der Widerstände R6 und R7 niedrig zu sein
braucht, und nicht im Vergleich zu der Eingangsimpedanz. Die Tatsache,
dass die MOS-Transistoren kleiner gemacht werden, sorgt dafür, dass
die Streukapazität
nach Erde kleiner ist, so dass die Strecke für die Störung, wenn der MOS-Transistor
abgeschaltet wird, weniger signifikant ist. Außerdem gibt es durch Verwendung des
Dummy-Ausgangs zum Betreiben der Rückkopplungsstrecke eine Belastung
an diesem Punkt, anders als die Widerstände R6 und R7. Dies bietet den
Vorteil, dass die Verstärkung
und die Phasenreaktion nicht durch eine Last beeinträchtigt werden, die
dem Hauptausgang präsentiert
wird. Es dürfte einleuchten,
dass wenn ein derartiger Verstärker durch
die Mischstufe belastet wird, die Eingangskapazität des Mischers
einen Effekt auf die Verstärkung und
die Phase des Ausgangs haben wird.
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Es
dürfte
einleuchten, dass obschon die vorliegende Erfindung in dieser Ausführungsform
anhand eines differentiellen Verstärkers beschrieben worden ist,
dies keineswegs wesentlich ist. Der oben genannte, von Keng Leong
Fong beschriebene Verstärker
ist ein Eintaktverstärker
und die angewandten Rückkopplungstechniken
in dem in dieser Patentanmeldung beschriebenen differentiellen Verstärker können ebenfalls
auf einen Verstärker
angewandt werden, wie dieser in der genannten Veröffentlichungbeschrieben
worden ist. Im Endeffekt würde dies
erfordern, dass nur eine Hälfte
der in 1 dargestellten Schaltungsanordnung vorgesehen
wird.
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Aus
der Lektüre
der vorliegenden Beschreibung dürften
dem Fachmann andere Abwandlungen einfallen. Solche Abwandlungen
können
andere Merkmale betreffen, die in dem Entwurf und in der Verwendung
von Verstärkern
bereits bekannt und statt der oder zusätzlich zu den hier bereits
beschriebenen Merkmalen verwendbar sind.