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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein AC-gekoppeltes, DC-gestapeltes BC-Diodendämpfungsglied und insbesondere auf ein Dämpfungsglied, das in der Lage ist, einen vergleichbaren Grad einer Verzerrungseigenschaft bis hoch zu einem vergleichbaren Grad einer Übertragungsdauer in einem Durchgangszustand und einen Dämpfungszustand zu tolerieren und ein Dämpfungsglied, das in der Lage ist, eine Verstärkungskompressionseigenschaft eines Leistungsverstärkers in einem Durchgangszustand zu kompensieren.
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Ein GaAs-HBT-Leistungsverstärker (Hetero Junction Bipolar Transistor) wird in den letzten Jahren viel verwendet als Leistungsverstärker für ein Mobiltelefon, das CDMA (Code Division Multiple Access = Codemultiplex) durchführt, oder für ein WLAN (Wireless Local Area Network = drahtloses lokales Netzwerk).
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Da der GaAs-HBT keine negative Gatevorspannung erfordert, kann er mit einer einzelnen Leistungsversorgung arbeiten und gleichförmigere Vorrichtungseigenschaften erzielen als ein GaAs-FET.
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Daher wurde der GaAs-HBT in den letzten Jahren zunehmend in einem GaAs-basierten Leistungsverstärker wie z. B. einem Mobiltelefon und einem WLAN angewendet.
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Wenn jedoch in einem normalen GaAs-HBT-Prozess ein Hochfrequenz(HF)-Schaltelement gebaut wird, ist es nicht möglich, einen Schalter zu bilden, der einen Kanal lediglich durch Anlegen einer Gatespannung einschalten kann. Daher wird ein Schalter verwendet, der eine Basis-Kollektor-Übergangsdiode (BC-Diode) verwendet, die einen Übergang ähnlich einem pin-Übergang hat (s. z. B.
JP 2003-347870 ).
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14 ist ein Schaltbild eines bekannten Schalters, der eine BC-Diode verwendet. Dieser Schalter enthält eine Diode D1, deren Anode mit einem Eingangsanschluss IN verbunden ist und deren Kathode mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist, einen Steuerspannungsanschluss Vc1, der über eine HF-Blockinduktivität L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist, und einen Widerstand R1 und eine HF-Blockinduktivität L2, die in Reihe zwischen die Kathode der Diode D1 und einen Massepunkt geschaltet sind.
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Wenn bei dem in 14 gezeigten Schalter eine höhere Spannung als die Einschaltspannung der Diode D1 (ungefähr 1,25 V) an dem Steuerspannungsanschluss Vc1 anliegt, wechselt die Diode D1 aus einem Sperrzustand in einen Durchlasszustand, und durch die Diode D1 fließt ein elektrischer Strom Idc, der durch den Widerstand R1 bestimmt wird. Wenn die Diode D1 einschaltet, wird somit ein dem Eingangsanschluss IN eingegebenes HF-Signal an den Ausgangsanschluss OUT übertragen. Wenn dagegen eine Spannung kleiner als die Einschaltspannung der Diode D1 (einschließlich einer negativen Vorspannung) an dem Steuerspannungsanschluss Vc1 anliegt, schaltet die Diode D1 aus, was die Übertragung des HF-Signals verhindert.
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15 ist ein Schaltbild eines bekannten Dämpfungsglied, das eine BC-Diode verwendet. Zusätzlich zu dem Aufbau in 14 enthält es einen Widerstand R01, dessen eines Ende mit der Anode der Diode D1 verbunden ist, einen Widerstand R02, dessen eines Ende mit der Kathode der Diode D1 verbunden ist, eine Diode D2, deren Anode über einen Kondensator C2 mit Masse verbunden ist und deren Kathode über einen Kondensator C1 mit dem anderen Ende des Widerstands R01 verbunden ist und deren Kathode mit dem anderen Ende des Widerstands R02 verbunden ist; und einen Steuerspannungsanschluss Vc2, der über eine HF-Blockinduktivität L2 und einen Widerstand R4 mit der Anode der Diode D2 verbunden ist.
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Wenn bei dem in 15 gezeigten Dämpfungsglied eine Spannung größer als die Einschaltspannung der Diode D1 an dem Steuerspannungsanschluss Vc1 anliegt und eine Spannung kleiner als die Einschaltspannung der Diode D2 (einschließlich einer negativen Vorspannung) an dem Steuerspannungsanschluss Vc2 anliegt, wird ein Durchgangszustand eingestellt, in dem das dem Eingangsanschluss IN eingegebene HF-Signal so wie es ist an den Ausgangsanschluss OUT übertragen wird. Wenn andererseits eine Spannung kleiner als die Einschaltspannung der Diode D1 an dem Steuerspannungsanschluss Vc1 anliegt und eine Spannung gleich der oder größer als die Einschaltspannung der Diode D2 an dem Steuerspannungsanschluss Vc2 anliegt, wird ein Dämpfungszustand eingestellt, der durch die Widerstände R01 und R02 und den Durchlasswiderstand der Diode D2 bestimmt ist. Wenn die Kondensatoren C1 und C2 jedoch auf dem GaAs-Chip gebildet sind, werden ihre Kapazitätswerte klein, und daher werden die Impedanzwerte der Kondensatoren C1 und C2 in den Betriebsfrequenzbändern ebenfalls Faktoren beim Bestimmen der Größe der Dämpfung.
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16 zeigt ein dem Eingangsanschluss IN eingegebenes HF-Signal. Das HF-Signal ist durch einen elektrischen Strom I(t) ausgedrückt, der durch die Diode D1 fließt, und der Maximalwert der Amplitude ist Imax und die Periodendauer ist T. Die maximal erlaubte Eingangsleistung ist auf einen Pegel beschränkt, bei dem der Einfügeverlust bei dem Wert des durch die Diode D1 fließenden Vorstroms Idc nicht ansteigt. Insbesondere ist die maximal erlaubte Eingangsleistung wie in der Gleichung (1) gezeigt so beschränkt, dass das Zeitintegral einer Halbwelle des durch die Diode D1 fließenden Stroms I(t) (gleich der Gesamtmenge der Ladung in dieser Halbwelle) kleiner ist als das Produkt aus dem Vorstrom Idc und einer Zeitkonstanten τ. Dabei ist die Zeitkonstante τ bestimmt durch ein Übergangsmaterial der Diode und einen Übergangszustand (Konzentration und die Dicke einer i-Schicht (Hochwiderstandsschicht) oder dergleichen).
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Bei einer Bedingung, dass der Vorstrom Idc derselbe ist, kann daher ein Signal, wenn die Frequenz sinkt, nur mit niedrigerer Leistung durchtreten. Insbesondere wenn eine BC-Diode in einem GaAs-HBT-Prozess hergestellt wird, ist eine BC-Schicht bestimmt durch eine HF-Eigenschaft des HBT, und daher gibt es keinen Freiheitsgrad beim Entwurf der Struktur der BC-Schicht. Da die Zeitkonstante τ einer Diode auf der Grundlage von GaAs weiter um etwa zwei Größenordnungen kleiner als die einer pin-Diode auf Si-Basis ist, ist die erlaubte Eingangsleistung ziemlich klein. Wenn eine BC-Diode in einem Schalter oder einem Dämpfungsglied angewendet wird, muss daher ein großer Vorstrom fließen, um die gewünschte erlaubte Übertragungsleistung zu erzielen.
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Um dieses Problem zu lösen, hat der Erfinder einen Schalter, der in 17 und 18 gezeigt ist, und ein Dämpfungsglied, das den Schalter verwendet, erfunden.
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Der Schalter in 17 enthält eine Diode D1, deren Anode mit einem Eingangsanschluss IN verbunden ist und deren Kathode mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden ist, einen Steuerspannungsanschluss Vc1, der über eine HF-Blockinduktivität L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist, eine Diode D2, deren Anode mit der Kathode der Diode D1 verbunden ist und deren Kathode über einen Kondensator C1 mit der Anode der Diode D1 verbunden ist, und einen Widerstand R1 und eine HF-Blockinduktivität L2, die in Reihe zwischen die Kathode der Diode D2 und einen Massepunkt geschaltet sind. Bei dem in 18 gezeigten Dämpfungsglied ist die Anode einer Diode D1 mit einem Eingangsanschluss IN verbunden, und die Kathode der Diode D1 ist mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden. Weiter ist ein Steuerspannungsanschluss Vc1 über eine HF-Blockinduktivität L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden. Die Anode einer Diode D2 ist mit der Kathode der Diode D1 verbunden, und die Kathode der Diode D2 ist über einen Kondensator C1 mit der Anode der Diode D1 verbunden.
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Weiterhin ist ein Ende eines Widerstands R01 mit der Kathode der Diode D2 verbunden, und ein Ende eines Widerstands R02 ist über einen Kondensator C2 mit der Kathode der Diode D1 verbunden. Die Anode einer Diode D3 ist über einen Kondensator C3 mit den anderen Enden der Widerstände R01 und R02 verbunden, und die Kathode einer Diode D4 ist über einen Kondensator C4 mit den anderen Enden der Widerstände R01 und R02 verbunden. Weiter ist ein Ende eines Kondensators C5 mit der Kathode der Diode D3 und der Anode der Diode D4 verbunden, und das andere Ende des Kondensators C5 ist mit Masse verbunden.
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Ein Steuerspannungsanschluss Vc2 ist über eine HF-Blockinduktivität L2 und einen Widerstand R2 mit der Kathode der Diode D2 verbunden. Ein Steuerspannungsanschluss Vc3 ist über eine HF-Blockinduktivität L3 und einen Widerstand R3 mit der Anode der Diode D3 verbunden. Ein Steuerspannungsanschluss Vc4 ist über eine HF-Blockinduktivität L4 und einen Widerstand R4 mit der Kathode der Diode D4 verbunden.
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Wenn bei dem Dämpfungsglied in 18 eine (Hochpegel-)Spannung gleich den oder größer als die Einschaltspannungen der Dioden D1 und D4 an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1 und Vc4 anliegt und eine (Niedrigpegel-)Spannung kleiner als die Einschaltspannungen der Dioden D2 und D3 an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2 und Vc3 anliegt, ist ein Durchgangszustand eingestellt, bei dem das dem Eingangsanschluss IN eingegebene HF-Signal so wie es ist an den Ausgangsanschluss OUT übertragen wird. Wenn dagegen eine (Niedrigpegel-)Spannung kleiner als die Einschaltspannungen der Dioden D1 und D4 an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1 und Vc4 anliegt und eine (Hochpegel-)Spannung gleich den oder größer als die Einschaltspannungen der Dioden D2 und D3 an den Steuerspannungsanschlüsse Vc2 und Vc3 anliegt, ist ein Dämpfungszustand eingestellt. Die Größe der Dämpfung wird durch die Widerstände R01 und R02, die Kapazitätswerte der Kondensatoren C1–C5, den Vorstrom Idc und die Vorspannung bestimmt.
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Die Dioden D1 und D2 sind im Hinblick auf einen Gleichstrom in Reihe geschaltet und im Hinblick auf einen Wechselstrom über den Kondensator C1 parallel geschaltet. Wenn eine Hochpegelspannung an dem Steuerspannungsanschluss Vc1 anliegt, fließt der DC-Vorstrom Idc daher gemeinsam durch die Dioden D1 und D2. Im Hinblick auf einen Wechselstrom ist dies andererseits äquivalent zu einem doppelten Fließen von Idc, und daher verdoppelt sich der Vorstrom Idc anscheinend in etwa und Imax in der Gleichung (1) verdoppelt sich ungefähr. Da die erlaubte Übertragungsleistung ausgedrückt wird durch Ro·Imax·Imax/2, wobei Ro die charakteristische Impedanz des Systems ist, verbessert sich die erlaubte Übertragungsleistung ungefähr vierfach gegenüber derjenigen der Schaltung in 15.
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19 zeigt eine Durchgangsleistungskennlinie des Dämpfungsglieds in 15 und 18. Wie aus der Figur ersichtlich, zeigt die Schaltung in 18 verglichen mit der Schaltung in 15 eine um etwa 6–8 dB verbesserte erlaubte Übertragungsleistung.
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20 zeigt eine Ausgangskennlinie des Dämpfungsglieds von 18 in einem Dämpfungszustand. Dabei ist die Signalverzerrung ausgedrückt durch die Intermodulationsverzerrung dritter Ordnung Pim3, wenn zwei Signale eingegeben werden. Als Ergebnis eines Experiments wurde ein drastisches Ansteigen der Signalverzerrung bei einer Hochleistungseingabe in einem Dämpfungszustand von 20 dB beobachtet. Ein solches starkes Ansteigen der Signalverzerrung wurde in einem Durchgangszustand nicht beobachtet. Ein solches Ansteigen einer Signalverzerrung ist nicht erwünscht, weil es zu einer Verschlechterung der Signalqualität in dem System führt, das ein moduliertes Signal oder dergleichen verwendet.
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Daher erfand der Erfinder ein Dämpfungsglied, das der Schaltung von 18, wie in 21 gezeigt, einen Linearisierer L hinzufügt. Dieser Linearisierer L ist zwischen einem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 angeordnet. Der Linearisierer L enthält eine Diode D5, deren Anode mit Masse verbunden ist und deren Kathode mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 verbunden ist, und einen Widerstand RL1, der zwischen den Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 und einen Steuerspannungsanschluss Vc5 geschaltet ist.
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Wenn der Steuerspannungsanschluss Vc5 auf einem hohen Pegel liegt (z. B. 5 V), wird an die Diode D5 eine große Rückwärtsvorspannung angelegt, und der Linearisierer L arbeitet nicht. Wenn Vc5 dagegen auf einen niedrigen Pegel (z. B. 0 V) getrieben wird, arbeitet der Linearisierer L. Wenn eine Eingangsleistung Pin hoch ist, sinkt eine Verstärkung Gp des Linearisierers L. Daher steigt die Verstärkung des Verstärkers bei einer hohen Leistungseingabe.
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Daher wird eine Einstellung so durchgeführt, dass dem Steuerspannungsanschluss Vc5 nur in dem Dämpfungszustand eine Niedrigpegelspannung zugeführt wird. Auf diese Weise arbeitet der Linearisierer L nur in dem Dämpfungszustand und linearisiert das im den Eingangsanschluss IN eingegebene Eingangssignal. Daher arbeitet der Linearisierer L in einem Durchgangszustand nicht, und das Dämpfungsglied zeigt eine Durchgangszustandskennlinie von 20.
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22 zeigt eine Kennlinie beim Dämpfen des Dämpfungsglieds von 21. Der flache Abschnitt einer Verstärkung Gp wird wie durch eine gestrichelte Linie gezeigt verbessert, und die Kennlinie einer Verzerrung dritter Ordnung pim3 wird ebenfalls dementsprechend verbessert. Daher kann dieses Dämpfungsglied die Verzerrungseigenschaft bei einer Eingabe hoher Leistung in dem Dämpfungszustand verbessern, und daher ist es möglich, einen vergleichsweisen Grad der Verzerrungseigenschaft bis hoch zu einem vergleichsweisen Grad der Übertragungsleistung in dem Durchgangszustand und dem Dämpfungszustand zu tolerieren. Weiterhin ist es wie in dem Fall des Dämpfungsglieds von 18 auch möglich, die erlaubte Übertragungsleistung im Vergleich zu der Schaltung von 15 bei demselben Vorstrom zu erhöhen um ungefähr 6 dB oder mehr.
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Da das Dämpfungsglied ATT in 21 eine große erlaubte Übertragungsleistung bei einem niedrigen Vorstrom aufweist, ist die von dem Dämpfungsglied ATT erzeugte Verzerrung auch dann gering, wenn es wie in 23 gezeigt zwischen den Stufen von Leistungsverstärkern A1–A3 angeordnet ist. Daher ist es möglich, einen Leistungsverstärker bereitzustellen, der niedrige Rauscheigenschaften aufweist.
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Dabei hat ein normaler Leistungsverstärker eine Verstärkungskompressionskennlinie, wie sie in 24 gezeigt ist. Der Hauptteil der Verstärkungskompressionseigenschaft wird in dem Leistungsverstärkerabschnitt hervorgerufen, aber ein gewisser Teil der Verstärkungskompressionseigenschaft wird auch in dem Dämpfungsglied in einem Durchgangszustand hervorgerufen. Daher muss ein Linearisierer mit einer Verstärkungsexpansionseigenschaft vor dem Leistungsverstärker bereitgestellt werden, um den linearen Bereich (den Bereich, in dem die Verstärkung flach ist) soweit wie möglich auszudehnen. Das Dämpfungsglied in 21 hat jedoch keine Funktion, die Verstärkungskompressionseigenschaft des Leistungsverstärkers in einem Durchgangszustand zu kompensieren, und daher ist es erforderlich, einen anderen Linearisierer mit einer Verstärkungsexpansionseigenschaft vor dem Leistungsverstärker oder zwischen den Stufen bereitzustellen, woraus sich ein Problem ergibt, dass die Chipgröße ansteigt.
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Ein Dämpfungsglied, wie es in 21 gezeigt ist, ist auch in Yamamoto, K., u. a.: ”A 0/20-dB Step Linearized Attenuator with GaAs-HBT Compatible, AC-Coupled, Stack Type Base-Collector Diode Switches”, Microwave Symposium Digest, 2006, IEEE MTT-S International, 11.–16. Juni 2006, S. 1693–1696 beschrieben.
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Die vorliegende Erfindung wurde durchgeführt, um die oben beschriebenen Probleme zu lösen, und es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Dämpfungsglied bereitzustellen, das in der Lage ist, einen vergleichsweisen Grad einer Verzerrungseigenschaft bis hoch zu einem vergleichsweisen Grad einer Übertragungsleistung in einem Durchgangszustand und einem Dämpfungszustand zu tolerieren und die Verstärkungskompressionskennlinie des Leistungsverstärkers in dem Durchgangszustand zu kompensieren.
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Die Aufgabe wird gelöst durch ein Dämpfungsglied gemäß Anspruch 1. Weiterbildungen der Erfindung sind jeweils in den Unteransprüchen angegeben.
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Mit der vorliegenden Erfindung ist es möglich, einen vergleichsweisen Grad einer Verzerrungseigenschaft bis hoch zu einem vergleichsweisen Grad einer Übertragungsleistung in einem Durchgangszustand und einem Übertragungszustand zu tolerieren und weiter die Verstärkungskompressionseigenschaft eines Leistungsverstärkers in dem Durchgangszustand zu kompensieren.
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Weitere Merkmale und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der beigefügten Zeichnungen.
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1 ist ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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2 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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3 zeigt eine Ausgangskennlinie des Linearisierers von 2 in einem Dämpfungszustand.
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4 zeigt eine Ausgangskennlinie des Linearisierers von 2 in einem Durchlasszustand.
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5 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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6 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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7 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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8 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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9 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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10 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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11 ist ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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12 ist ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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13 ist ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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14 ist ein Schaltbild eines bekannten Schalters.
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15 ist ein Schaltbild eines bekannten Dämpfungsglieds.
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16 zeigt ein einem Eingangsanschluss eingegebenes HF-Signal.
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17 ist ein Schaltbild eines verbesserten Schalters.
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18 ist ein Schaltbild eines verbesserten Dämpfungsglieds.
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19 zeigt eine Durchgangsleistungskennlinie der Dämpfungsglieder von 15 und 18.
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20 zeigt eine Ausgangskennlinie des Dämpfungsglieds von 18 in einem Dämpfungszustand.
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21 ist ein Schaltbild eines verbesserten Dämpfungsglieds.
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22 zeigt eine Kennlinie beim Dämpfen des Dämpfungsglieds von 21.
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23 zeigt einen Zustand, in dem das Dämpfungsglied von 21 zwischen den Stufen eines Leistungsverstärkers angeordnet ist.
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24 zeigt eine Verstärkungskompressionskennlinie eines normalen Leistungsverstärkers.
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1 ist ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Anode einer Diode D1 (erste Diode) ist mit einem Eingangsanschluss IN verbunden, und die Kathode der Diode D1 ist mit einem Ausgangsanschluss OUT verbunden. Ein Steuerspannungsanschluss Vc1 (erster Steuerspannungsanschluss) ist über eine HF-Blockinduktivität L1 mit der Anode der Diode D1 verbunden. Die Anode einer Diode D2 (zweite Diode) ist mit der Kathode der Diode D1 verbunden, und die Kathode der Diode D2 ist über einen Kondensator C1 (ersten Kondensator) mit der Anode der Diode D1 verbunden.
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Ein Ende eines Widerstands R01 (erster Widerstand) ist mit der Kathode der Diode D2 verbunden, und ein Ende eines Widerstands R02 (zweiter Widerstand) ist über einen Kondensator C2 (zweiter Kondensator) mit der Kathode der Diode D1 verbunden. Die Anode einer Diode D3 (dritte Diode) ist über einen Kondensator C3 (dritter Kondensator) mit den anderen Enden der Widerstände R01 und R02 verbunden, und die Kathode einer Diode D4 (vierte Diode) ist über einen Kondensator C4 (vierter Kondensator) mit den anderen Enden der Widerstände R01 und R02 verbunden. Weiter ist ein Ende eines Kondensators C5 (fünfter Kondensator) mit der Kathode der Diode D3 und der Anode der Diode D4 verbunden, und das andere Ende des Kondensators C5 ist mit Masse verbunden.
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Ein Steuerspannungsanschluss Vc2 (zweiter Steuerspannungsanschluss) ist über eine HF-Blockinduktivität L2 und einen Widerstand R2 mit der Kathode der Diode D2 verbunden. Ein Steuerspannungsanschluss Vc3 (dritter Steuerspannungsanschluss) ist über eine HF-Blockinduktivität L3 und einen Widerstand R3 mit der Anode der Diode D3 verbunden. Ein Steuerspannungsanschluss Vc4 (vierter Steuerspannungsanschluss) ist über eine HF-Blockinduktivität L4 und einen Widerstand R4 mit der Kathode der Diode D4 verbunden.
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Ein Linearisierer L ist zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 angeordnet. Wie in 2 gezeigt enthält der Linearisierer L gemäß der ersten Ausführungsform Dioden D51–D5n (fünfte Dioden), deren Anoden mit Masse verbunden sind und deren Kathoden mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 verbunden sind, einen Widerstand RLT1 (dritter Widerstand), der zwischen einen Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 und einen Steuerspannungsanschluss Vc5 (fünfter Steuerspannungsanschluss) geschaltet ist, und einen ersten npn-HBT Tr1, der mit Dioden D61–D6n (sechste Dioden) verbunden ist, die mit dem Eingangsanschluss IN verbunden sind, dessen Basis über einen Widerstand RL4 mit dem Steuerspannungsanschluss Vc5 verbunden ist, dessen Emitter mit Masse verbunden ist und dessen Kollektor über einen Widerstand RL2 mit den Kathoden der Dioden D61–D6n verbunden ist. Die Dioden D51–D5n und die Dioden D61–D6n stellen jeweils n vertikal gestapelte Diodenabschnitte dar. Vertikales Stapeln zeigt einen Zustand einer Serienverbindung an, so dass die Anode von D52 mit der Kathode von D51 verbunden ist.
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Wenn eine Niedrigpegelspannung (z. B. 0 V) an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1 und Vc4 anliegt und eine Hochpegelspannung (z. B. 5 V) an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2 und Vc3 anliegt, wird das Dämpfungsglied, da ein Durchgangszweig T ausschaltet und ein Dämpfungszweig A einschaltet, in einen Dämpfungszustand versetzt, beispielsweise in einen Dämpfungszustand von 20 dB. In diesem Fall wird eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschluss Vc5 angelegt. Das bewirkt, dass der erste npn-HBT Tr1 ausschaltet und kein Strom über die Dioden D61–D6n fließt. Die Dioden D51–D5n haben jedoch eine Nullvorspannung, und wenn dem Eingangsanschluss IN eine große Signalleistung eingegeben wird, fließt ein DC-Strom durch die Dioden D51–D5n, und dieser DC-Strom fließt über den Widerstand RLT1 in den Niedrigpegelsteuerspannungsanschluss Vc5. Daher arbeitet er als Linearisierer. Demzufolge bietet der Linearisierer L eine in 3 gezeigte Ausgangskennlinie, und daher ist es möglich, wie in 22 im Fall der Schaltung von 21 gezeigt, eine Verzerrungseigenschaft zu verbessern.
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Wenn dagegen eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1 und Vc4 anliegt und eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2 und Vc3 anliegt, schaltet der Durchgangszweig T ein und der Dämpfungszweig A schaltet aus, und daher wird das Dämpfungsglied in einen Durchgangszustand versetzt, beispielsweise in einen Nichtdämpfungszustand von 0 dB. In diesem Fall wird an den Steuerspannungsanschluss Vc5 eine Hochpegelspannung angelegt. Das bewirkt, dass der erste npn-HBT Tr1 einschaltet und die Dioden D51–D5n mit einer großen Rückwärtsvorspannung ausschalten, während die Dioden D61–D6n einschalten. Demzufolge liefert der Linearisierer L eine Kennlinie einer Verstärkungsexpansion, die in 4 gezeigt ist. Die Verstärkung Gp des Dämpfungsgliedes ATT steigt an, wenn die Ausgangsleistung Pout ansteigt, und daher ist es möglich, die Verstärkerkompressionseigenschaft des Leistungsverstärkers AMP durch Verbinden des Dämpfungsglieds ATT der vorliegenden Erfindung mit dem Leistungsverstärker AMP zu kompensieren.
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Da das Dämpfungsglied gemäß dieser Ausführungsform weiter eine Verzerrungseigenschaft bei einer Eingabe hoher Leistung in einem Dämpfungszustand wie im Fall des Dämpfungsglieds von 21 verbessern kann, ist es möglich, einen vergleichbaren Grad der Verzerrungseigenschaft bis hoch zu einem vergleichbaren Grad einer Übertragungsleistung in dem Durchgangszustand und dem Dämpfungszustand zu tolerieren. Der Linearisierer L besteht lediglich aus kleinen Elementen wie z. B. Widerständen, Transistoren und Dioden, und es ist nicht erforderlich, einen DC-Blockkondensator zwischen den Dioden D51–D5n und den Dioden D61–D6n anzuordnen, und daher ist es möglich, die Größe des Gesamtchips zu verringern.
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5 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dieser Linearisierer L enthält weiter einen Widerstand RL3 (vierter Widerstand), dessen eines Ende mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 verbunden ist, und einen zweiten npn-HBT Tr2, dessen Basis über einen Widerstand RL5 mit einem Steuerspannungsanschluss Vc6 (sechster Steuerspannungsanschluss) verbunden ist, dessen Emitter mit Masse verbunden ist und dessen Kollektor mit dem anderen Ende des Widerstands RL3 verbunden ist. Der übrige Aufbau ist derselbe wie in der ersten Ausführungsform.
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Wenn eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1 und Vc4 anliegt und eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2 und Vc3 anliegt, wird eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschluss Vc6 angelegt. Das bewirkt, dass der zweite npn-HBT Tr2 ausschaltet. Wenn dagegen eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1 und Vc4 anliegt und eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2 und Vc3 anliegt, wird eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschluss Vc6 angelegt. Das bewirkt, dass der zweite npn-HBT Tr2 einschaltet.
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Daher ist es gemäß dieser Ausführung möglich, die DC-Strompfade der Dioden D61–D6n, die in einem Durchgangszustand arbeiten, von denjenigen der Dioden D51–D5n, die in einem Dämpfungszustand arbeiten, vollständig zu trennen. In der ersten Ausführungsform wird das Verhalten beider Vorströme der Dioden D61–D6n, die in einem Durchgangszustand arbeiten, und der Dioden D51–D5n, die in dem Dämpfungszustand arbeiten, d. h. die Verstärkungseigenschaft des Linearisierers L, von demselben Widerstand RLT1 bestimmt, und daher ist der Freiheitsgrad des Entwurfs des Linearisierers in dem Durchgangs- und Dämpfungszustand klein. Die vorliegende Ausführungsform trennt jedoch die DC-Pfade vollständig und hat dadurch einen Vorteil, dass der Freiheitsgrad des Entwurfs ansteigt. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der ersten Ausführungsform.
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6 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dieser Linearisierer L enthält weiter eine Diode D7 (siebte Diode), deren Anode mit einem Steuerspannungsanschluss Vc8 (achter Steuerspannungsanschluss) verbunden ist, und einen Widerstand RLA1 (siebter Widerstand), dessen eines Ende mit der Kathode der Diode D7 verbunden ist und dessen anderes Ende mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 verbunden ist. Der übrige Aufbau ist derselbe wie in der zweiten Ausführungsform.
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Während die Dioden D51–D5n, die in dem Dämpfungszustand arbeiten, in der ersten und zweiten Ausführungsform mit Null vorgespannt sind, wird in dieser dritten Ausführungsform eine Spannung (z. B. 2 bis 5 V) an den Steuerspannungsanschluss Vc8 angelegt, und dadurch ist es möglich, die Verstärkungskompressionskennlinie des Linearisierers L auf eine gewünschte Kennlinie einzustellen. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der zweiten Ausführungsform.
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7 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dieser Linearisierer L enthält weiter eine Diode D71, deren Anode mit einem Steuerspannungsanschluss Vc81 verbunden ist, und einen Widerstand RLA2, dessen eines Ende mit der Kathode der Diode 71 verbunden ist und dessen anderes Ende mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 verbunden ist. Der übrige Aufbau ist derselbe wie in der dritten Ausführungsform.
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Durch Verwenden von zwei Steuerspannungsanschlüssen Vc8 und Vc81 als Rückwärtsvorspannungsanschlüsse der Dioden D51–D5n, die in einem Dämpfungszustand arbeiten, ist es möglich, die Kennlinie des Linearisierers L, der in dem Dämpfungszustand arbeitet, entsprechend der Temperatur und dem Betriebszustand des Leistungsverstärkers zu ändern. Es ist beispielsweise möglich, Einstellungen lediglich durch Anlegen einer Spannung an den Steuerspannungsanschluss zu ändern, beispielsweise den Ausgangsleistungspegel, der in 3 eine Verstärkungskompression darstellt, auf ungefähr 15 dBm einzustellen, wenn der Steuerspannungsanschluss Vc8 verwendet wird, und denselben Vorgang bei einem Ausgangsleistungspegel von ungefähr 12 dBm durchzuführen, wenn der Steuerspannungsanschluss Vc81 verwendet wird. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der ersten Ausführungsform.
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8 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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Dieser Linearisierer L enthält weiter einen Kondensator C6 (sechster Kondensator), der zwischen den Anoden der Dioden D51–D5n und einem Massepunkt angeordnet ist, und einen Steuerspannungsanschluss Vc7 (siebter Steuerspannungsanschluss), der mit einem Verbindungspunkt zwischen den Anoden der Dioden D51–D5n und dem Kondensator C6 verbunden ist. Der übrige Aufbau ist derselbe wie in der zweiten Ausführungsform.
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Die erste bis vierte Ausführungsform legen eine Null- oder Rückwärtsvorspannung an die Dioden D51–D5n in dem Dämpfungszustand an und verwirklichen die Kennlinie in 3. Jedoch kann der Leistungsverstärker bei einem Ausgangsleistungspegel, bevor die Verzerrungseigenschaft des Dämpfungsglieds sich in dem Dämpfungszustand verschlechtert, selbst eine Verstärkungskompressionseigenschaft aufweisen. Das trifft z. B. auf einen Fall zu, bei dem der Vorspannungszustand des Leistungsverstärkers zwischen dem Durchgangs- und dem Dämpfungszustand geändert wird (wenn der Vorstrom in dem Dämpfungszustand gegenüber dem Vorstrom in dem Durchgangszustand für einen Niedrigstromverbrauchsbetrieb oder dergleichen verringert wird).
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In dieser Ausführungsform wird jedoch im Fall eines Dämpfungszustands, in dem eine Niedrigpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc1 und Vc4 anliegt und eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschlüssen Vc2 und Vc3 anliegt, eine Hochpegelspannung an den Steuerspannungsanschluss Vc7 angelegt. Somit wird also eine Null- oder Vorwärtsvorspannung an die Dioden D51–D5n angelegt, die in dem Dämpfungszustand arbeiten. Das bewirkt, dass der Linearisierer auch in dem Dämpfungszustand eine Verstärkungsexpansionskennlinie hat, und daher kann die Verzerrungseigenschaft des gesamten Leistungsverstärkers verbessert werden. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der zweiten Ausführungsform.
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9 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer sechsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
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Dieser Linearisierer ist eine Kombination aus dem Linearisierer gemäß der dritten Ausführungsform und dem Linearisierer gemäß der fünften Ausführungsform.
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Bei einem Dämpfungszustand, in dem ein Steuerspannungsanschluss Vc6 auf hohem Pegel liegt, ist es möglich, eine Rückwärtsvorspannung an die Dioden D51–D5n anzulegen durch Treiben eines Steuerspannungsanschlusses Vc8 auf einen hohen Pegel und Anlegen einer Vorwärtsvorspannung an die Dioden D51–D5n durch Treiben eines Steuerspannungsanschlusses Vc7 auf einen hohen Pegel. Das ermöglicht es, die Verstärkungskompressions-/Verstärkungsexpansions-Eigenschaften gemäß der Eigenschaft des Leistungsverstärkers zu schalten. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der dritten und fünften Ausführungsform.
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10 ist ein Schaltbild eines Linearisierers gemäß einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dieser Linearisierer enthält weiter eine Diode D81, deren Anode mit einem Steueranschluss Vc51 verbunden ist, und einen Widerstand RLT2, dessen eines Ende mit der Kathode der Diode D81 verbunden ist und dessen anderes Ende mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Eingangsanschluss IN und der Anode der Diode D1 verbunden ist. Der übrige Aufbau ist derselbe wie in der vierten Ausführungsform.
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Das ermöglicht es der Kennlinie des Linearisierers in einem Durchgangszustand, über die Steuerspannungsanschlüsse Vc5 und Vc51 geändert zu werden. Durch Treiben des Steuerspannungsanschlusses Vc51 auf einen hohen Pegel, wenn der Steuerspannungsanschluss Vc5 auf einem hohen Pegel liegt, ist es beispielsweise möglich, parallele Widerstände aus dem Widerstand RLT1 und dem Widerstand RLT2 als Widerstand für die Vorspannungsschaltungen der Dioden D61 bis D6n bereitzustellen und einen Vorwärtsvorstrom zu erhöhen. Das ermöglicht es, den Grad der Verstärkungsexpansion zu verringern. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der vierten Ausführungsform.
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11 ist ein Schaltbild eines Dämpfungsglieds gemäß einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform enthält weiter einen Kondensator C7 (siebter Kondensator), der zwischen einen Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator C1 und dem Eingangsanschluss IN und die Anode der Diode D1 geschaltet ist. Die Kapazität in dem Durchgangszweig T ist also in den Kondensator C1 und den Kondensator C7 aufgeteilt. Der übrige Aufbau ist derselbe wie in der ersten bis siebten Ausführungsform.
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Das ermöglicht es der Leistung, die durch Dioden D1 und D2 hindurchtritt, ausgeglichener zu sein als in der ersten Ausführungsform, stellt im Hinblick auf einen Wechselstrom eine Schaltungssymmetrie her und verbessert dadurch eine Verzerrungseigenschaft in einem Durchgangszustand. Daher können die in der ersten Ausführungsform beschriebenen Wirkungen mit niedrigem Verlust oder einem niedrigen Steuerstrom erzielt werden. Weiter kann eine Menge der Verstärkungskompensation, die durch den Linearisierer kompensiert werden sollte, um eine Menge verringert werden, die der verringerten Verzerrung und dem verringertem in dem Linearisierer erzeugten Anfangsstufendurchgangsverlust entspricht. Da die Impedanz der Kondensatoren C1 und C2 jedoch gleichmäßig hinzugefügt wird, steigt der Einfügeverlust geringfügig. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der ersten bis siebten Ausführungsform.
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12 ist ein Schaltbild, das ein Dämpfungsglied gemäß einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. In dieser Ausführungsform ist ein Steuerspannungsanschluss Vc2 mit der Kathode einer Diode D2 verbunden, ohne über einen Widerstand R01 zu laufen. Weiter ist ein Ende des Widerstands R01 über einen Kondensator C8 (achter Kondensator) mit der Anode der Diode D1 verbunden. Der übrige Aufbau ist derselbe wie in der ersten bis siebten Ausführungsform.
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Da der Steuerspannungsanschluss Vc2 mit der Kathode der Diode D2 verbunden ist, ohne über den Widerstand R01 zu laufen, tritt an dem Widerstand R01 kein Spannungsabfall auf, und bei derselben Steuerspannung kann ein größerer Vorstrom geführt werden. Da die Widerstände R01 und R02 und die Kondensatoren C8 und C2 von dem Durchgangsarm A aus gesehen eine Schaltungssymmetrie zeigen, kann die Verzerrungseigenschaft in dem Dämpfungszustand verbessert werden. Andere Wirkungen sind dieselben wie in der ersten bis siebten Ausführungsform.
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13 ist ein Schaltbild, das ein Dämpfungsglied gemäß einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Diese Ausführungsform enthält weiter einen Kondensator C7, der zwischen einen Verbindungspunkt zwischen einem Kondensator C1 und einem Eingangsanschluss IN und die Anode der Diode D1 geschaltet ist. Die Kapazität in dem Durchgangszweig T ist also in den Kondensator C1 und den Kondensator C7 aufgeteilt. Der übrige Aufbau ist derselbe wie in der neunten Ausführungsform. Somit hat diese Ausführungsform ähnliche Wirkungen wie die achte und neunte Ausführungsform.
