DE2638801B2 - Rauscharme Tonverstärkerschaltung - Google Patents
Rauscharme TonverstärkerschaltungInfo
- Publication number
- DE2638801B2 DE2638801B2 DE2638801A DE2638801A DE2638801B2 DE 2638801 B2 DE2638801 B2 DE 2638801B2 DE 2638801 A DE2638801 A DE 2638801A DE 2638801 A DE2638801 A DE 2638801A DE 2638801 B2 DE2638801 B2 DE 2638801B2
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- amplifier circuit
- transistor
- transistors
- resistor
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 11
- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 2
- ZBMRKNMTMPPMMK-UHFFFAOYSA-N 2-amino-4-[hydroxy(methyl)phosphoryl]butanoic acid;azane Chemical compound [NH4+].CP(O)(=O)CCC(N)C([O-])=O ZBMRKNMTMPPMMK-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 claims 1
- 230000003014 reinforcing effect Effects 0.000 claims 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 238000002474 experimental method Methods 0.000 description 2
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 2
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 1
- 230000002349 favourable effect Effects 0.000 description 1
- 238000011835 investigation Methods 0.000 description 1
- 230000020477 pH reduction Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3066—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the collectors of complementary power transistors being connected to the output
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/02—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L29/06—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by their shape; characterised by the shapes, relative sizes, or dispositions of the semiconductor regions ; characterised by the concentration or distribution of impurities within semiconductor regions
- H01L29/08—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by their shape; characterised by the shapes, relative sizes, or dispositions of the semiconductor regions ; characterised by the concentration or distribution of impurities within semiconductor regions with semiconductor regions connected to an electrode carrying current to be rectified, amplified or switched and such electrode being part of a semiconductor device which comprises three or more electrodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/26—Modifications of amplifiers to reduce influence of noise generated by amplifying elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/366—Multiple MOSFETs are coupled in parallel
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Ceramic Engineering (AREA)
- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Bipolar Transistors (AREA)
Description
41) Die Erfindung bezieht sich awl eine rauscharme
Tonverstärkerschaltung zur Verstärkung eines Signals mit niedrigem Spannungspegel, geliefert von einer
Tonabnehmerquelle mit beweglicher Spule, mit mindestens einem als Verstärkungselement dienenden
4Ί Transistor.
Bekannte Transistorschaltungen für Signale mit niedrigem Spannungspegel (Kleinsignale) mit gutem
Rauschabstand minimieren das von den Transistoren kommende Rauschen durch geeignete Einstellung der
"in Arbeitsbedingungen dieser Transistoren. Insbesondere
wird dabei der Emitterstrom und auch der Kollektorstrom der Transistoren auf den kleinstmöglichen Wert
eingestellt. Bei einem Transistor üben jedoch die Werte des Kollektorstroms und des Emitterstroms keinen
r> geringen Einfluß auf die Eigenschaften der Verstärkerschaltung, wie beispielsweise den Stromverstärkungsfaktor und die Grenzfrequenz, aus, so daß es nicht
einfach ist, einen optimalen Rauschabstand zu realisieren. Selbst wenn man den Kollektorstrom und den
Wi Emitterstrom der Transistoren auf solche Werte
einstellt, daß sich der Rauschabstand im optimalen Zustand befindet, so ist es doch noch immer nicht
möglich, den Rauschabstand in einem solchen Ausmaß zu verbessern, wie dies gewünscht oder erwartet wird.
h"> Aus der Tclefunkenbroschüre »Halbleiter-Mitteilungen für die Industrie« Nr. 6906 149, Seite 15, Bild 28 und
29, ist es ferner bereits bekannt, für die Eingangsstufe eines Tonbandgerätes einen Gegenkopplungspfad mit
einem Widerstand vom Ausgang zum Eingang der Verstärkerschaltung vorzusehen. Ferner ist dort bereits
eine direkte, d.h. ohne Zwischenschaltung eines Widerstandes verlaufende, Verbindung der Eingangselektrode des Verstärkers mit der steuernden Signalquelie
gezeigt.
Ausgehend vom Stand der Technik liegt der Erfindung die Aufgabe 2wgrunde, eine Tonverstärkerschaltung
der eingangs genannten Art derart auszubilden, daß sich unter Beibehaltung günstiger Verstärkungseigenschaften
ein minimaler Rauschabstand ergibt.
Zur Lösung dieser Auifgabe sieht die Erfindung vor, daß in an sich bekannter Weise ein Gegenkopplungspfad über einen Widerstand vom Ausgang zum Eingang
der Verstärkerschaltung geführt und eine direkte Verbindung der Eingangselektrode der Verstärkerschaltung
mit der steuernden Signalquelle vorhanden ist, und daß der Eingangswiderstand der Verstärkerschaltung
kleiner ist als die Impedanz der steuernden Quelle.
Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Anhand der Zeichnung werden im folgenden bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben;
in der Zeichnung zeigt:
F i g. 1 ein Rausch-Ersatzbild eines Transistors;
Fig.2 allgemein eine Tonverstärkerschaltung zur Verstärkung eines Signals mit niedrigem Spannungspegel
(Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltung);
Fig.3—7 erfindungsgemäße Ausführungsbeispiele
von Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltungen.
Nach umfassenden Untersuchungen und Experimenten hat der Erfinder erkannt, daß die eingangs
erwähnten Probleme bei den bekannten Kleinsignal· Transistorverstärkerschaltungen im wesentlichen auf
die Eigenschaften der bekannten für kleine Eingangssignale entwickelten Transistoren zurückzuführen sind.
Es sei in diesem Zusammenhang auf die F i g. 1 Bezug genommen, die ein Rausch-Ersatzbild der Transistoren
darstellt. In dieser Figur ist mit B die Basis, mit C der Kollektor und mit £die Emitterelektrode bezeichnet, /·«,
bezeichnet den Basisausbreitungswiderstand (Basisbahnwiderstand), r,- bezeichnet den Kollektorwiderstand
und rc bezeichnet den Emitterwiderstand, und
zwar basierend auf der Annahme, daß keiner dieser Widerstände Rauschen erzeugt. Die Symbole ine bzw. iK
stellen Rauschstromquellen dar für das vom Emitterteil bzw. Kollektorteil erzeugte Rauschen. Mit v„t, hl eine
äquivalente Rauschspannungsquelle bezeichnet, welche das durch den Basisoahnwiderstand rw, erzeugte
Rauschen repräsentiert. Demgemäß kann dieses Rauschen durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt
werden, und zwar unter der Annahme, daß das oben erwähnte Rauschen von den oben erwähnten jeweiligen
Rauschquellen kein überschüssiges Rauschen (Funkelrauschen) enthält:
f (D
(2)
(3)
dabei ist
(3)
dabei ist
- \4kTrhh I/
q die Ladung eines einzigen Elektrons
Ie und /cden Emitterstrom bzw. Kollektorstrom
!es ά".η Sperr-Säuigungsstrom an der Eminergrenzschicht
Ie und /cden Emitterstrom bzw. Kollektorstrom
!es ά".η Sperr-Säuigungsstrom an der Eminergrenzschicht
Aus den obigen Gleichungen ist klar, daß bei bekannten Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltungen
die Anordnung derart getroffen isi, daß der Emitterstrom h und der Kollektorstrom Ic der Transistören,
insbesondere des Transistors in der Eingangsstufe, so eingestellt sind, daß sie minimale V/erte besitzen,
um sowohl das vom Emitterteil erzeugte Rauschen im
als auch das vom Kollektorteil des Transistors erzeugte Rauschen /„czu reduzieren.
Der für Kleinsignale gemäß dem Stand der Technik vorgesehene Transistor ist jedoch derart ausgebildet,
daß sein Basisbahnwiderstand ru, eine Werteverteilung
aufweist, die im Bereich von einigen zwanzig Ohm bis zu mehreren Hunderten von Ohm liegt Selbst wenn daher
eine Vorrichtung zur Verminderung des Rauschens durch ine und inc in der oben beschriebenen Weise gemäß
dem Stand der Technik in einer &ot?hen Schaltung vorgesehen ist, so wird noch immer ein hohes
thermisches Rauschen v„b erzeugt, welches auf den
hohen Basisbahnwiderstand r«, zurückzuführen ist. Man
erhält demgemäß keine ausreichende Verbesserung des Rauschabstands bei bekannten Verstärkerschaltungen.
Diese Tatsache wurde durch den Erfinder aufgeklärt, und zwar infolge ausgedehnter Versuchsreihen sowie
ausgedehnter Untersuchungen an bekannten Transistoren für Signale mit niedrigem Pegel.
Der Erfinder hat erkannt, daß die Gründe für die obigen Nachteile bei bekannten Transistoren für
Kleinsignale in einem falschen Konzept beim Aufbau der üblichen Transistorverstärkerschaltungen für kleine
Signale liegen.
Fig.2 zeigt eine allgemeine Anordnung einer Transistor-Ton verstärkerschaltung zur Verstärkung
eines Signals mit niedrigem Spannungspcgel (Kleinsignalverstärkerschaltung).
In dieser Figur bezeichnet A eine phasenumkehrende Verstärkerschaltung. Ri stellt
eir.jn Rückkopplungswiderstand dar, der die Ausgangsgröße dieser phasenumkehrenden Verstärkerschaltung
zur Eingangsseite zurückkoppelt. /?, stellt einen Widerstand
zur Verbindung der Eingangsklemme P mit der Eingangsklemme /A/der Verstärkerschaltung A dar. Rg
bezeichnet einen ohmschen (wahren) Eingangswiderstand der Verstärkerschaltung A. Nimmt man an, daß
diese Verstärkerschaltung A eine hinreichend große Leerlaufverstärkung besitzt, so ist die Schein-Eingangsimpedanz
Zi, gesehen von der Eingangsklemme IN her,
und die Verstärkung G der Transistor-Tonverstärkerschaltung bei der zuvor erwähnten Anordnung durch
folgende Gleichungen gegeben:
C =
R1
R,
RrR11
k die Boltzr.iannsche Konstante
T die absolute Temperatur
Af die äquivalente iauschbandbreite
Nunmehr bildet der wahre Eingangswiderstand Re
der Verstärkerschaltung A die Hauptrauschquelle
dieser Verstärkerschaltung A und demgemäß der
Tonverstärkerschaltung, die als ganzes für ein Signal mit niedrigem Spannunfespegei (Kleinsignal) vorgesehen ist.
Um einen hohen Rauschabstand bei einer solchen Schaltung zu erhalten, ist es erforderlich, den Wert des
wahren Eingangswiderstandes Rg zu minimieren. Insbesondere
in dem Fall, wo die Impedanz der mil der Schaltung verbundenen Signalquelle klein ist. wird der
Rauschabstand deutlich infolge des vom wahren Eingangswiderstand Rg erzeugten thermischen Rauschens
reduziert.
Aus Gleichung (5) ist klar zu entnehmen, daß die Eingangsscheinimpedanz Z im wesentlichen durch den
Wert des Widerstands R, bestimmt ist. Daher wurde bislang beim Entwurf einer Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltung
die Verminderung dieses ohmschen Eingangswiderstandes/?, nicht ins Auge gefaßt.
Es sei hier bemerkt, daß in dem Falle, wo die Eingangsstufe der phasenumkehrenden Verstärkerschaltung
entweder durch die Emitterschaltung oder die Basisschaltung eines Transistors gebildet ist, der
ohmsche Widerstand Rg durch die folgende Gleichung
ausgedrückt ist:
Eingangsscheinimpedanz Z1 durch die folgenden Gleichungen
ausgedrückt:
kT
'<„■
dabei ist bekanntlich
(6)
h,c die Eingangsimpedanz bei kurzgeschlossenem
Ausgang,
hfr der Vorwärts-Stromübersetzungsfaktor bei
kurzgeschlossenem Ausgang,
rtb der Basisbahnwiderstand.
rc der Durchlaßwiderstand an der Emittergrenzschicht
und
/f der Emitterstrom
Aus Gleichung (6)ergibt sich klar.daß zur Minimierung
des ohmschen Eingangswiderstandes /??der Basisbahnwiderstand
r«, des Transistors zu minimieren ist. Beim
konventionellen Schaltungsentwurf ist jedoch das eben genannte Konzept, nämlich den ohmschen Eingangswiderstand
Rg klein zu machen, nicht vorhanden.
Demgemäß werden bei einem konventionellen Transistor für die Verwendung bei Kleinsignalen kaum
irgendwelche Mühen aufgewandt, um den Basisbahnwiderstand r«, zu reduzieren.
Die Erfindung sieht nunmehr eine ein geringes Rauschen aufweisende Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltung
vor, wobei das Kleinsignal einen niedrigen Pegel von beispielsweise 50 Mikrovolt (eff.)
besitzt und von einem Aufnehmer mit sich bewegender Spule für einen Plattenspieler kommt. Die Erfindung
ermogiicht. mit einem gewünschten Rauschabstand
(Signal-zu-Rausch-Verhältnis) ein Eingangssignal von
einer Signalquelle mit niedriger Impedanz zu verstärken.
Bevor die Erfindung im einzelnen erläutert wird, seien
hier zunächst die Grundmerkmale der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung erläutert
Fig.3 zeigt eine die Wirkungsweise der Erfindung
deutlich darstellende Gegenkopplungsverstärkerschaltung. Bei dieser Gegenkopplungsverstärkerschaltung ist
der in Fig.2 gezagte Widerstand /?,· weggelassen.
Demgemäß wird die Verstärkung G und die Eingangsschemimpedanz Zi ausschließlich durch den Widerstand
Rf und den ohmschen Eingangswiderstand Re des
Verstärkers A bestimmt. Gemäß der Erfindung wird der ohmsche Eingangswiderstand Rg der phasenmvertierenden Verstärkerschaltung A extrem klein gemacht
Durch diese Anordnung win} die Verstärkung G und
C, = R1 R0
Um diese Bedingungen zu erfüllen, wird erfindungsgemäß
als ein die Eingangsstufe der phasenumkehrenden Verstärkerschaltung A bildendes Verstärkungselcment
ein Transistor mit einem sehr niedrigen Eingangswiderstand verwendet, beispielsweise ein bekannter
Leistungstransistor mit einem sehr niedrigen Basisbahnwiderstand rbb von beispielsweise 10 Ohm oder kleiner,
oder alternativ ein Verbindungs-Transistor (Transistorverbundschaltung) aus einer Anzahl von miteinander
parallelgeschalteten Transistoren oder als weitere Alternative ein erfindungsgemäßer »Kleinsignaltransistor«,
der weiter unten beschrieben wird.
Fig.4 zeigt ein Beispiel der erfindungsgemäßen Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltung. In diesem
Beispiel besteht ein Verbindungstransistor Q aus einer Anzahl von Transistoren Qu Ch,.., Qn, deren Basiselektroden
B, deren Kollektorelektroden C und deren Emitterelektroden E jeweils gemeinsam mit der
Basisklemme ß'bzw. der Kollektorklemme Cbzw. der Emitterklemme E' verbunden sind; dieser Verbindungstransis«or
Q wird als das Verstärkungselement der phasenumkehrenden Verstärkerschaltung, die der bei A
in F i g. 3 angedeuteten Schaltung entspricht, verwendet. Die Emitterklemme Pdieses Verbindungstransistors Q
ist geerdet, die Basisklemme B' ist mit der Eingangsklemme IN verbunden und die Kollektorklemme C
steht über eine Konstantstromschaltung CC mit einer Leistungsquelle + B in Verbindung. Anders ausgedrückt
bildet der Verbindungstransistor Q zusammen mit der Konstantstromschaltung CC eine phaseninvertierende
Verstärkerschaltung der Emitterschaltungsart. Die Ausgangsgröße dieser phasenumkehrenden Verstärkerschaltung
wird über einen Rückkopplungswiderstand Ri zur Eingangsklemme IN auf dem Prinzip der Gegenkopplung
zurückgeführt. Es sei bemerkt, daß Rc\. Re2,... Rn Widerstände bezeichnen,die triviale Widerstandswerte
besitzen und vorgesehen sind, um die Kollektorströme der entsprechenden Komponententransistoren
Qt. Q2, ..., Qn gleich zu machen. Diese
Widerstände sind dann nicht erforderlich, wenn die
entsprechenden Komponententransistoren Q\, Qi
ζ?Λ gleiche Eigenschaften besitzen.
Da der Verbindungstransistor Q aus jeweils parallelgeschalteten
Transistoren Q\, Q2 Qn besteht "-esitzt
er einen sehr niedrigen Eingangswiderstand. Somit ist
die erfindungsgemäße Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltung in der Lage, ein von einer eine geringe
Impedanz aufweisenden Signalquelle kommendes Signal mit einem hohen Rauschabstand zu verstärken.
F i g. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel für eine erfindungsgemäße Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltung. Bei diesem Ausffihrungsbeispiel wird ein
bekannter Leistungstransistor als das Verstärkungselement verwendet der mit einem kleinen Strom in einem
Bereich betrieben wird, wo der Emitterwiderstand />die
kleinsten Werte zeigt Fast alle bekannten Leistungstransistoren sind im allgemeinen von solcher Art, daß
ihr Basisbahnwiderstand r«, einen Wert besitzt, der
einige Grade kleiner ist als der Widerstandswert bekannter ausschließlich für den Kleinsignal-Betrieb
vorgesehener Transistoren. Beispielsweise wird ein
Transistor 2 SC 793, der eine maximale Kollektorver
lustleistung von 60 W und einen maximalen Kollektor
strom von 7 A besitzt, mit einem Kollektorstrom von 0,5 A verwendet. Auf diese Weise wird das thermische:
Rauschen v„t, (vgl. F i g. I) des Leistungstransistors in
großem Umfang verringert, wodurch eine deutliche Verbesserung des Rauschabstands erreicht wird. Ks
entgeht dabei auch kein Problem im Hinblick auf das Rauschen i„e und /„,-(vgl. Fig. 1). da diese Werte auf ein
so niedriges Niveau eingestellt werden können, das mil dem Wert für einen ausschließlich für dnn Klcinsignal-Betrieb
vorgesehenen Transistor vergleichbar ist, und zwar geschieht dies durch ein Betreiben des Leistungstransistors mit einem kleinen Strom. Leistungstransistoren
besitzen große »chip«-Größen und infolgedessen einen kleinen Basisbahnwiderstand rw»
In Fig.5bezeichnen Q», und Qbeinen pnp-Leistungstransistor und einen npn-Leistungstransistor. die beide
kleine Basisbahnwiderstände besitzen. Die Emitterelektroden dieser Transistoren Qa und Qb sind mit einer
positiven Leistungsquelle + B bzw. einer negativen Leistungsquelle - B über veränderbare Widerstände
VR\ bzw. VR2 verbunden. Die Kollektorelektroden
dieser Transistoren Qa und Qb sind mit einer gemeinsamen Ausgangsklemme OLT verbunden. Die Basiselektroden
dieser beiden Transistoren Qa und Qb sind mit einer gemeinsamen Eingangsklemme IN verbunden,
und ferner mit der Ausgangsklemme OUT über einen Rückkopplungswiderstand Rt. Es sei bemerkt, daß
dieser Widerstand Ri einen Teil der Ausgangsgröße
zun'ck zur Eingangsklemme speist und zudem spannt dieser Widerstand Rf die Transistoren QA und Qb in
Durchlaßrichtung vor. Demgemäß arbeiten diese Transistoren QA\ind Qeim/4-Betrieb.Mit Ci und Cjsind
Signaliiberbrückungskondensatoren bezeichnet. Diese Kondensatoren Ci und Ci sind in der Lage, sowohl den
Emitterstrom als auch den Kollektorstrom der Transistoren Qa und Qb einzustellen, und zwar durch die
veränderbaren Widerstände VR1 bzw. VR2.
Die Schaltung des zuletzt erwähnten Ausführungsbeispiels stimmt hinsichtlich der Gesamtanordnung mit
Fig. 3 überein, wobei die Gegentakt-Endstufe mit Eintaktausgang der Emitterschaltungsart der Leistungstransistoren Qa und Qb der Phasenumkehrverstärkerschaltung
A in F i g. 3 entspricht.
F i g. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltung.
Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein pnp-Verbindungstransistor
Qc. bestehend aus pnp-Transistoren On. Qc2, -.-.Oot. und npn-Verbindungstransistor O»
bestehend aus npn-Transistoren Qd ι, Qd2 . Qdd·
vorgesehen, die gemeinsam eine phasenumkehrende Verstärkerschaltung A der F i g. 1 bilden. Die Emitterelektroden
dieser beiden Verbindungstransistoren Qc und Qdsind mit einer positiven Leistungsquelle +Bund
einer negativen Leistungsquelle — B Ober Widerstände Rw, R\2 bzw. Widerstände Ra, Ru verbunden. Die
Kollektorelektroden dieser beiden Verbindungstransistoren Qc und Qd sind mit einem Ausgang OUT
verbunden, und die Basiselektroden liegen Ober einen gemeinsamen Widerstand /?,· an einer Eingangsklemme
IN. Ein Widerstand Rr liegt zwischen den Basiselektroden
dieser beiden Verbindungstransistoren Qc und QD
und der Ausgangsklemme OUT. Dieser Widerstand Rf arbeitet derart, daß er einen Teil des Ausgangssignals
zurück in die Eingangsseite des phaseninvertierenden Verstärkers einspeist und daß zusammen damit der
Widerstand Ri eine Vorwürtsspaniuing (Spannung in
Durchlaßrichtung) den beiden Verbindungstransistoren Qc und Qn aufprägt. Demgemäß zeigen die entsprechenden
Komponenten-Transistoren Qct. Qn Qcn
und Qo 1, Qu 2 Qün dieser beiden Verbindungstransistoren
das Verhalten des Α-Betriebs. Mit Q und C2 sind
Signaliiberbrückungs-Kondensatoren bezeichnel. Rc\.
Rc2 Rcn und Rp\, Rp2 Rpn bezeichnen
Widerstände mit Widerstandswerten zum Ausgleichen der Emitterströme und/oder Kollektorströme der
entsprechenden Komponenten-Transistoren Qc 1.
Qc2, ■ ■ ■ CV/rund Qdi. Qd2. · · · Qt)n-
Das vorliegende Beispiel verwendet als Verstärkungselemente der Phaseninverter-Verstärkungsschaltung
ein Paar von Verbindungstransistoren Qc und Qo
die aus einer Parallelverbindung mehrerer Transistoren
Qn, Qc2 Qcn....<?obzw. Q1,,. Qo2 Qo„bestehen.
Infolgedessen wird der ohmsche Eingangswiderstand R?
(nicht die Eingangsscheinimnednn/} dieser Phaseninverter-Verstärke'schaltung
außerordentlich niedrig. Man erhält somit einen hohen Rauschabstand.
Fig. 7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltung. In diesem
Ausführungsbeispiel wird als das verstärkende Element ein neuer erfindungsgemäßer »Kleinsignaltransistor«
verwendet, der einen Basisbahnwiderstand n* von 10 Ohm oder weniger aufweist. Der Erfinder erkannte,
daß die üblichen Kleinsignaltransistoren mit niedrigem Rauschverhalten einen Basisbahnwiderstand ru, aufweisen,
dessen Werte im Bereich von mehreren 20 Ohm bis zu mehreren 100 Ohm liegen, und daß im Falle einer
Verstärkerschaltung aus solchen Transistoren bei Verbindung mit einer Signalquelle mit einer Impedanz
von IO Ohm oder weniger, beispielsweise einer Tonabnehmerquelle mit beweglicher Spule, der Rauschabstand
verschlechtert wird, und zwar infolge des thermischen Rauschens v„t der Transistoren (vgl.
Fig. 1). Basierend auf dieser Erkenntnis führte der Erfinder Versuche durch und untersuchte zahlreiche
Möglichkeiten und kam schließlich zu dem Schluß, daß ein außerordentlich hervorragender Kleinsignaltransi
stör mit geringem Rauschverhalten dadurch realisiert werden kann, daß man den Basisbahnwiderstand /■(,(, des
Transistors auf 10 Ohm oder weniger herabdrückt. Es sei bemerkt, daß es unter den derzeit verfügbaren
Leistungstransistoren solche gibt, deren Basisbahnwiderstand /·(,<, 10 Ohm oder kleiner ist, und daß
demgemäß kein Problem bei der Herstellung von Transistoren gemäß der Erfindung auftreten sollte.
In F i g. 7 bezeichnet Qc und Qf einen erfindungsgemäßen
PNP-Transistor bzw. einen erfindungsgemäßen NPN-Transistor, die beide einen Bahnwiderstand iy,
von 10 Ohm oder weniger besitzen und die eine ohmsche Eingangsimpedanz aufweisen, die außerordentlich
klein hinsichtlich der Impedanz der Signalquelle ist Die Kollektorelektroden dieser beiden Transistoren Qe und Qf sind mit einer gemeinsamen Ausgangsklemme
OUT verbunden. Ihre Emitterelektroden stehen mit einer positiven Leistungsquelle + Sund einer
negativen Leistungsquelle — B über veränderbare Widerstände VR2I und VR22 bzw. über Widerstände Rn
und R24 in Verbindung. Dioden L>i\ und D22 sind über
Widerstände Ä21 bzw. R22 in Durchlaßrichtung vorgespannt
Die Anode der Diode Di\ und die Kathode der Diode Dn sind mit den Basiselektroden der Transistoren
Qe bzw. Qf verbunden. Mit Cn und C22 sind
Kondensatoren bezeichnet, die zur Überbrückung und zum Auslöschen des Rauschens der Dioden Dn bzw. Dn
dienen. Cn und CY4 bezeichnen Signalüberbrückungskondensatoren.
Ein Gegenkopplungswidcrstand fliegt
zwischen der Ausgangsklemme OUTund der Eingangsklemme IN.
Die Eingangswiderstände der erwähnten Transistoren Of und Qf hängen von den Emitterströmen ab, und
zwar hauptsächlich deshalb, weil der Emitterwiderstand r,. von dem Emi'tcrstrom abhängt. Demgemäß dann der
ohmsche Eingtngswiderstand Rf der erfindungsgemäßen
Transistorverstärkerschaltung bei diesem Beispiel auf einen optimalen Wert, wie gewünscht, eingestellt
werden, und zwar durch Einstellung der Werte der Emitterströme der beiden Transistoren Qe und Qr
mittels der veränderbaren Widerstände VR2\ und VR22.
Die Dioden O21 und D22 dienen im leitenden Zustand zur
Festlegung, auf ungefähr 0,6 Volt, der invertierten Spannung, angelegt an die Kollektor-Basis-Grenzschichten
der Transistoren Qf und Qf. und auf diese
Weise dienen dl°se Dioden zur Verminderung des Funkelrauschens (Überschußrauschens) der Transistoren
Op und Qp. Es sei bemerkt, daß die oben
beschriebenen erfindungsgemäßen Kleinsignalverstärkerschaltungen unter Verwendung der Gegenkopplung
beschrieben wurden. Es ist natürlich darauf hinzuweisen, daß diese erfindungsgemäßen Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltungen
auch derart ausgebildet sein können daß keine Rückkopplung verwendet. Der kleine Basisbahnwiderstand ist das wichtigste
Merkmal der Erfindung. Der kleine Emitterwiderstand ist ebenfalls von Wichtigkeit. Es sei bemerkt, daß die
erfindungsgemäßen Kleinsignal-Transistorverstärkerschaltungen in einer mehrstufigen Anordnung verwendet
werden können.
Hierzu 3 Dliitl Zcichiniimcn
Claims (8)
1. Rauscharme Tonverstärkerscbaltung zur Verstärkung eines Signals mit niedrigem Spannungspegel, geliefert von einer Tonabnehmerquelle mit
beweglicher Spule, mit mindestens einem als Verstärkungselement dienenden Transistor, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich
bekannter Weise ein Gegenkopplungspfad über einen Widerstand vom Ausgang zum Eingang der
Verstärkerschaltung geführt und eine direkte Verbindung der Eingangselektrode der Verstärkerschaltung mit der steuernden Signalquellle vorhanden
sind, und daß der Eingangswiderstand der Verstärkerschaltung kleiner ist als die Impedanz der
steuernden Quelle.
2. Tonverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erhalt eines
kleinen Eingangswiderstandes ein Transistor mit einem Bastabahnwiderstand von kleiner als 10 Ohm
gewählt ist
3. Tonverstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zum Erhalt eines
kleinen Eingangswiderstandes eine Verbundschaltung verwendet ist, weiche aus der Parallelschaltung
von mindestens drei Transistoren besteht
4. Ton verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor ein
Leistungstransistor ist, der mit einem kleinen Strom in einem Bereich betrieben wird, wo sein Emitterwiderstand ilen kleinsten Wert auf der Kennlinie
zeigt.
5. Ton verstärkerschaltung nach Anspruch 3,
dadurch gekennzeichnet, daß d:? Verbundschaltung
als Emitterschaltung ausgebildet ist.
6. Tonverstärkerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
daß zwei Leistungstransistoren (Qa, Qb) vorgesehen
sind, deren einer zur pnp-Type und deren anderer zur npn-Type gehört, und deren Basiselektroden
miteinander und mit der Eingangsklemme (IN) verbunden sind, während ihre Kollektorelektrodcn
ebenfalls miteinander und mit der Ausgangsklemme (OUT)\n Verbindung stehen,
daß die Emitterelektrode des erwähnten einen Transistors (Qa) mit einer positiven Leistungsquelle
(+B) in Verbindung steht, während die Emitterelektrode des anderen Transistors (Qb) mit einer
negativen Leistungsquelle (- B) verbunden ist, und
daß ein Rückkopplungswiderstand (R!) zwischen dem Eingang und dem Ausgang liegt (Fig. 5).
7. Tonverstärkerschalturig nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß zwei Verbindungsschaltungen (Qc, Qd) vorgesehen sind,deren eine eine Vielzahl von pnp-Transistoren parallelgeschaltet aufweist, während die andere
eine Vielzahl von npn-Transistoren in Parallelschaltung besitzt, und wobei die Basiselektroden miteinandei und über einen Widerstand (R1) mit der
Eingangsklemme (IN) in Verbindung stehen, während die Kollektorelektroden miteinander und der
Ausgangsklemme (OUT) verbunden sind,
daß die Emitterelektroden der Transistoren (Qc u Qc2 Qcn) der erwähnten einen Verbindungsschaltung (Qc) über Widerstände mit einer positiven
Leistungsquelle ( + B) und über einen Kondensator (Cw) mit Erde verbunden sind, während die
Emitterelektroden der Transistoren (Qo u
Qp2,,..Qon) der Verbindungsschaltung (Qd) ober
Widerstände mit einer negativen Leistungsquelle (-fl) und über einen Kondensator (Cn) mit Erde
verbunden sind, und
da3 ein Rückkopplungswiderstand (R/) zwischen dem Eingang und dem Ausgang liegt (F i g. 6).
8. Tonverstärkerschaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet,
daß erste und zweite Transistoren (Qb Qf), einer zur pnp-Type der andere zur npn-Type gehörend,
vorgesehen sind, deren jede Basiselektrode mit der Eingangsklemme (IN) durch Parallelschaltung einer
ersten Diode (Dri) und eines ersten Kondensators
(Ci\) und einer zweiten Diode (Dn) und eines
zweiten Kondensators (Cn) verbunden sind,
daß die Kollektorelektroden miteinander und mit der Ausgangsklemme (OUT)\n Verbindung stehen,
daß die Emitterelektrode des ersten Transistors (Qe) mit einer positiven Leistungsquelle (+ B) über eine
Serienschaltung eines ersten Widerstands (Rn) und einen ersten variablen Widerstand (VRn) und ferner
mit Erde über den erwähnten ersten Widerstand (R23) und einen dritten Kondensator (Ca) verbunden
ist,
daß die Emitterelektrode des zweiten Transistors (Qf) mit einer negativen Leistungsquelle (- B) über
eine Serienscha'iiung aus einem zweiten Widerstand (Ä24) und einem zweiten variablen Widerstand
(VRn) verbunden ist und mit Erde über den erwähnten zweiten Widerstand (R2*) und einen
vierten Kondensator (Cu) verbunden ist, und
daß ein dritter Widerstand (Rj) zwischen der Eingangsklemme (IN) und der Ausgangsklemme
(OUT) liegt.
Applications Claiming Priority (7)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11831075U JPS5233235U (de) | 1975-08-29 | 1975-08-29 | |
JP50104081A JPS5228845A (en) | 1975-08-29 | 1975-08-29 | Negative feedback amplification circuit |
JP50104082A JPS5228878A (en) | 1975-08-29 | 1975-08-29 | Transistor for small signal |
JP50104083A JPS5228842A (en) | 1975-08-29 | 1975-08-29 | Small signal amplification circuit |
JP11831175U JPS5233236U (de) | 1975-08-29 | 1975-08-29 | |
JP50118311A JPS51105049A (en) | 1974-10-02 | 1975-10-02 | 55 furuoro 22 mechiru 11* paramechirusurufuinirubenjiriden ** indeniru 33 sakusannoseiho |
JP11831075A JPS5634718B2 (de) | 1974-10-02 | 1975-10-02 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2638801A1 DE2638801A1 (de) | 1977-03-10 |
DE2638801B2 true DE2638801B2 (de) | 1980-06-12 |
Family
ID=27565696
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2638801A Withdrawn DE2638801B2 (de) | 1975-08-29 | 1976-08-27 | Rauscharme Tonverstärkerschaltung |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4103245A (de) |
JP (3) | JPS5228845A (de) |
DE (1) | DE2638801B2 (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3624763A1 (de) * | 1986-07-22 | 1988-01-28 | Beyer Eugen | Rauscharmer einstufiger transistorvorverstaerker |
Families Citing this family (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5618008Y2 (de) * | 1976-11-15 | 1981-04-27 | ||
JPS5412247A (en) * | 1977-06-28 | 1979-01-29 | Mitsubishi Electric Corp | Low-noise amplifier circuit |
JPS5422811A (en) * | 1977-07-22 | 1979-02-21 | Toshiba Corp | Amplifier |
JPS54106598A (en) * | 1978-02-09 | 1979-08-21 | Watanabe Yakuhin Kogyo Kk | Synthetic polymer gel and preparation |
JPS54131639A (en) * | 1978-04-04 | 1979-10-12 | Dantani Plywood Co | Production of decorative material having three dimension feeling |
JPS54140606A (en) * | 1978-04-21 | 1979-11-01 | Toppan Printing Co Ltd | Method of making foamed ornamental material |
JPS56127484A (en) * | 1980-03-12 | 1981-10-06 | Toppan Printing Co Ltd | Manufacture of facing material having remarkable cubic effect |
JPS58219968A (ja) * | 1982-06-12 | 1983-12-21 | Fujii Minoru | 凹凸模様表面層の形成工法 |
JPH0246010A (ja) * | 1988-08-08 | 1990-02-15 | N S:Kk | 広帯域増幅器 |
JPH036107A (ja) * | 1989-06-01 | 1991-01-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電圧制御発振器 |
JPH0346216U (de) * | 1989-09-11 | 1991-04-30 | ||
DE4024166C1 (de) * | 1990-07-30 | 1991-12-19 | Siemens Ag, 8000 Muenchen, De | |
WO1993000739A1 (en) * | 1991-06-21 | 1993-01-07 | Citizen Watch Co., Ltd. | Capacitive load driving circuit |
DE4130642A1 (de) * | 1991-09-14 | 1993-03-18 | Nokia Deutschland Gmbh | Gegengekoppelter, stromeingepraegter gegentaktverstaerker zur uebertragung breitbandiger wechselstromsignale |
JPH11102916A (ja) | 1997-09-29 | 1999-04-13 | Nec Corp | 半導体集積回路装置およびその設計方法 |
US6049250A (en) * | 1998-04-03 | 2000-04-11 | Trw Inc. | Dittributed feed back distributed amplifier |
US20090115464A1 (en) * | 2007-11-05 | 2009-05-07 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Multiple-branching configuration for output driver to achieve fast settling time |
WO2015033444A1 (ja) * | 2013-09-06 | 2015-03-12 | 三菱電機株式会社 | バッファ回路 |
JP6194004B2 (ja) | 2013-09-13 | 2017-09-06 | アルプス電気株式会社 | 増幅回路 |
JP2020161974A (ja) * | 2019-03-26 | 2020-10-01 | 株式会社ダイヘン | Pinダイオードの駆動回路及び閾値決定方法 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
NL93080C (de) * | 1952-06-19 | |||
US2882353A (en) * | 1955-03-16 | 1959-04-14 | Raytheon Mfg Co | Series-parallel transistor circuits |
US3172050A (en) * | 1961-12-29 | 1965-03-02 | Bell Telephone Labor Inc | Balanced clipping amplifier |
US3375455A (en) * | 1964-10-20 | 1968-03-26 | California Inst Res Found | Symmetrical amplifier without dc shift between input and output |
US3501712A (en) * | 1967-05-17 | 1970-03-17 | Nasa | High voltage transistor circuit |
-
1975
- 1975-08-29 JP JP50104081A patent/JPS5228845A/ja active Pending
- 1975-08-29 JP JP50104083A patent/JPS5228842A/ja active Pending
- 1975-08-29 JP JP50104082A patent/JPS5228878A/ja active Pending
-
1976
- 1976-08-17 US US05/715,200 patent/US4103245A/en not_active Expired - Lifetime
- 1976-08-27 DE DE2638801A patent/DE2638801B2/de not_active Withdrawn
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3624763A1 (de) * | 1986-07-22 | 1988-01-28 | Beyer Eugen | Rauscharmer einstufiger transistorvorverstaerker |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5228842A (en) | 1977-03-04 |
JPS5228845A (en) | 1977-03-04 |
JPS5228878A (en) | 1977-03-04 |
DE2638801A1 (de) | 1977-03-10 |
US4103245A (en) | 1978-07-25 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2638801B2 (de) | Rauscharme Tonverstärkerschaltung | |
EP0096944B1 (de) | Schaltungsanordnung mit mehreren, durch aktive Schaltungen gebildeten Signalpfaden | |
DE3123735C2 (de) | Schaltung zur Zuführung eines Stromes an eine Last | |
DE2424812A1 (de) | Verstaerker mit ueberstromschutz | |
DE1901804C3 (de) | Stabilisierter Differentialverstärker | |
DE2941321A1 (de) | Schaltungsanordnung zur umsetzung einseitiger eingangssignale in ein paar differentieller ausgangssignale | |
DE2146418B2 (de) | Gegentaktverstärker mit verbesserter Stromverstärkung bei hohen Frequenzen | |
DE3323277C2 (de) | ||
DE3343707C2 (de) | Spannungsaddierschaltung und Anwendung dafür | |
DE959561C (de) | Negativer Impedanzwandler mit Transistoren | |
DE2449322C2 (de) | Feldeffekttransistorverstärker | |
DE4142826A1 (de) | Verfolge-halte-verstaerker | |
DE3319292C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Rauschverminderung | |
DE3739416A1 (de) | Spannungs/strom-wandler | |
DE1909721C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Gleichspannungsteilung | |
DE2328402A1 (de) | Konstantstromkreis | |
DE3048162A1 (de) | Verstaerkerschaltungsanordnung | |
DE3618939A1 (de) | Schaltungsanordnung zum einstellen eines referenzpegels in einem periodischen signal | |
DE2529966B2 (de) | Transistorverstärker | |
DE3602551C2 (de) | Operationsverstärker | |
DE2361809C3 (de) | Verstärkungsreglerschaltung | |
DE2521387C3 (de) | Eingangs-Schaltungsanordnung für einen VHF- oder UHF-Kanalwähler eines Fernsehgerätes | |
DE3210479C2 (de) | Hochleistungs-Transistorverstärker | |
DE1512671B1 (de) | Schaltung mit veränderlicher Dämpfung grosser Amplituden | |
DE2355714C2 (de) |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8239 | Disposal/non-payment of the annual fee |