DE69117032T2

DE69117032T2 - Endstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins insbesondere für monolithisch integrierbare Leistungsverstärker

Info

Publication number: DE69117032T2
Application number: DE69117032T
Authority: DE
Inventors: Edoardo Botti; Guido Brasca
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1990-12-20
Filing date: 1991-12-17
Publication date: 1996-06-20
Anticipated expiration: 2011-12-18
Also published as: EP0492374B1; DE69117032D1; JPH04307804A; IT1244210B; US5216381A; EP0492374A1; IT9022449A1; KR920013891A; IT9022449A0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Endstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins, insbesondere für monolithisch integrierte Leistungsverstärker, die N-Kanal MOS- Leistungstransistoren im AB-Betrieb verwenden.
Das wichtigste technische Problem, das bei Leistungsverstärkern mit N-Kanal MOS- Transistoren im AB-Betrieb auftritt, hängt mit der wirksamen Steuerung des Vorspannungsstroms in Endstufentransistoren sowie der Verringerung von Übernahmeverzerrungen zusammen.
Den Vorspannungsstrom zu steuern ist erforderlich, weil ein Kompromiß eingegangen werden muß zwischen der notwendigen Begrenzung der Verlustleistung, die einen geringen Vorspannungsstrom Iq verlangt, und der erforderlichen Minimierung von Übernahmeverzerrungen, die aufgrund der Nichtlinearität der Endstufentransistoren auftreten und in den Bereichen mit niedrigem Vorspannungsstrom zu beobachten sind.
Außerdem werden, wie allgemein bekannt, Übernahmeverzerrungen durch das Phänomen der vollständigen Sperrung von entweder des einen oder des anderen Endstufentransistors während einer vollständigen Ausgangssignalperiode und durch Einschaltverzögerungen, die als Folge davon insbesondere bei sehr hohen Frequenzen entstehen, verursacht.
In der Literatur werden einige Beispiele für die Steuerung des Vorspannungsstroms beschrieben; der Artikel von B. Roehr, "A simple direct-coupled power mosfet audio amplifier topology featuring bias stabilization", veröffentlicht in den IEEE Transactions on Consumer Electronics, Band CE-28, Nr.4, November 1982, Seiten 546 bis 552, nachfolgend mit [1] bezeichnet, und der Artikel "Une autre conception de l'amplificateur de puissance", veröffentlicht im Siliconix Katalog, AN80-5, Seiten 75 bis 79, nachfolgend mit [2] bezeichnet, sind von besonderer Bedeutung.
Im Artikel [1] wird ein Leistungsverstärker beschrieben, bei dem der Vorspannungsstrom in den Endstufentransistoren mit Hilfe eines komplizierten Systems zum Erfassen des Vorspannungsstroms Iq gesteuert wird, das mit einer Begrenzungsschaltung und nachfolgendem Filtern arbeitet und, unter anderem, einen Operationsverstärker und einen Kondensator mit hoher Kapazität verwendet. Der Wert des verwendeten Kondensators liegt um zwei Größenordnungen höher als der der anderen Kondensatoren, die in [1] auf Seite 550 dargestellt sind.
Die in [2] beschriebene Verstärkerschaltung ist im wesentlichen die gleiche wie die vorangegangene, die Schaltung zum Erfassen des Vorspannungsstroms Iq ist jedoch nicht vorhanden. Die Steuerung des Vorspannungsstroms Iq wird bei dieser zuletzt genannten Schaltung einem Potentiometer übertragen, der im Diagramm auf Seite 78 von [2] dargestellt ist.
Die beiden vorgeschlagenen Lösungen und insbesondere die beiden Kondensatoren hoher Kapazität sowie das Potentiometer können nicht in integrierter Form hergestellt werden.
Aus der Darstellung auf Seite 79 von [2] geht außerdem hervor, daß die Schaltung zum Ansteuern der Gate-Anschlüsse der Leistungstransistoren der Endstufen PNP- Transistoren mit hoher Stromkapazität enthalten, was problematisch ist. Im Hinblick auf die monolithische Integration verbrauchen diese Transistoren Nutzfläche, und es ist von Vorteil, ihre Anzahl zu begrenzen.
Es ist das Ziel der vorliegenden Erfindung, die im vorhergehenden Text beschriebenen Nachteile bekannter Arten von Verstärkungsschaltungen auszuschalten oder wesentlich zu reduzieren, indem eine Endstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins insbesondere für monolithisch integrierte Leistungsverstärker geschaffen wird, die Übernahmeverzerrungen unabhängig von ihrem Ursprung minimiert.
Im Rahmen dieses Ziels ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Endstufe zu schaffen, die keine nicht integrierbaren Bauelemente wie Kondensatoren mit hoher Kapazität, Potentiometer und dergleichen verwendet.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung einer Endstufe, die den Vorspannungsstrom in den Endstufentransistoren wirksam steuert.
Außerdem besteht eine wichtige Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine Endstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins insbesondere für monolithisch integrierte Leistungsverstärker zu schaffen, die verhältnismäßig einfach und kostengünstig herzustellen ist.
Dieses Ziel wird erreicht und die beschriebenen sowie andere Aufgaben, die der nachfolgende Text verdeutlicht, werden gelöst durch eine Endstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins nach der Erfindung, insbesondere für monolithisch integrierte Leistungsverstärker, die ausgerüstet ist mit einem Paar N-Kanal MOS-Endstufentransistoren, wobei der Drain-Anschluß des ersten Transistors mit einer Betriebsspannung, der Source-Anschluß mit dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist, dessen Source-Anschluß mit Masse verbunden ist, und der Ausgangsanschluß des Leistungsverstärkers mit dem Source-Anschluß des ersten Transistors und dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist, und die dadurch gekennzeichnet ist, daß sie einen Rückkopplungs-Differenzverstärker mit hoher Verstärkung enthält, dessen nicht invertierender Eingangsanschluß mit dem Eingang der Endstufe, dessen invertierender Eingangsanschluß mit dem Ausgangsanschluß der Endstufe und dessen Ausgangsanschluß mit dem Gate- Anschluß des zweiten Transistors verbunden ist; daß eine Pegelschaltung mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors verbunden und zum Steuern des zweiten Transistors ausgelegt ist; daß ein dritter MOS-Transistor vorgesehen ist, dessen Source-Anschluß mit dem Eingang der genannten Endstufe verbunden ist, wobei der Gate-Anschluß und der Drain-Anschluß des dritten MOS-Transistors mit dem Gate-Anschluß des ersten Transistors und einer ersten Stromquelle verbunden sind.
Weitere Charakteristika und Vorteile der Erfindung werden anhand der Beschreibung einiger bevorzugter, jedoch nicht andere Möglichkeiten ausschließender Ausführungsbeispiele einer Endstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins nach der Erfindung, insbesondere für monolithisch integrierte Leistungsverstärker, verdeutlicht; diese Endstufe ist in den beigefügten Zeichnungen als Beispiel dargestellt, das in keiner Weise einschränkend wirken soll. Es zeigt:
Figur 1 ein Diagramm eines Leistungsverstärkers mit einer Endstufe nach der Erfindung,
Figur 2 ein Diagramm einer Ausführungsform eines Differenzverstärkers mit hoher Verstärkung,
Figur 3 ein Diagramm einer weiteren Ausführungsform eines Differenzverstärkers mit hoher Verstärkung,
Figur 4 ein Diagramm einer weiteren Ausführungsform eines Differenzverstärkers mit hoher Verstärkung,
Figur 5 ein Diagramm einer letzten Ausführungsform eines Differenzverstärkers mit hoher Verstärkung und
Figur 6 ein Diagramm einer Pegelschaltung.
Wie in Figur 1 dargestellt, enthält eine Endstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins nach der Erfindung ein Paar N-Kanal MOS-Endstufentransistoren, 1 und 2. Der Drain-Anschluß des ersten Transistors 1 ist mit einer Betriebsspannung 3 und sein Source-Anschluß ist mit dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors 2 verbunden. Der Source-Anschluß des zweiten Transistors 2 ist mit Masse verbunden. Der Ausganganschluß 4 des Leistungsverstärkers ist mit dem Source-Anschluß des ersten Transistors 1 und dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors 2 verbunden.
Weiter enthält die erfindungsgemäße Endstufe einen Rückkopplungs-Differenzverstärker hoher Verstärkung 5, dessen nicht invertierender Eingangsanschluß mit dem Eingang des Leistungsverstärkers verbunden ist. Der invertierende Eingangsanschluß des Differenzverstärkers 5 ist mit dem Ausgangsanschluß 4 des Verstärkers verbunden, und der Ausgangsanschluß des genannten Differenzverstärkers 5 ist mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors 2 verbunden. Außerdem ist eine Pegelschaltung 6 mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors 2 verbunden, was im nachfolgenden Text noch näher erläutert wird. Es ist ein dritter MOS- Transistor, 7, vorgesehen, dessen Source-Anschluß mit dem Eingang des Leistungsverstärkers verbunden ist. Gate-Anschluß und Drain-Anschluß des dritten MOS-Transistors 7 sind mit dem Gate-Anschluß des ersten Transistors 1 und einer ersten Stromquelle 8 verbunden.
Im Leerlauf hält eine Rückkopplungsschleife, die durch den Differenzverstärker 5 und den zweiten Transistor 2 gebildet wird, die Eingangsspannung Vin, die in der Zeichnung durch eine Spannungsquelle 9 dargestellt ist, gleich der Ausgangsspannung Vout am Anschluß 4. Die Gate-Source-Spannung des dritten Transistors 7 Vgs,7 ist damit gleich der Gate-Source-Spannung des ersten Transistors 1 Vgs,1, das heißt Vgs,7 = Vgs,1 und damit ist der Strom Iq, der in den beiden Transistoren 1 und 2 fließt, gleich:
Iq = [(W/L),1 / (W/L),7] * Id wobei W und L die Kanalbreite bzw. die Kanallänge der MOS-Transistoren darstellen und also (W/L),1 und (W/L),7 die jeweiligen Breiten/Längen-Verhältnisse für den ersten Transistor 1 und den dritten Transistor 7 sind, während Id den von der ersten Stromquelle 8 erzeugten Strom darstellt.
Es ist evident, daß durch eine geeignete Auswahl von Strom Id und des Verhältnisses (W/L),7 der Vorspannungsstrom Iq mit einer Präzision gesteuert werden kann, die von der Abstimmung des Flächenverhältnisses und der Verschiebung von invertierendem Eingang und nicht invertierendem Eingang des Differenzverstärkers 5 abhängt. Diese Präzision kann in jedem Fall auf einem hohen Niveau gehalten werden.
Die vorliegende Erfindung löst das weiter oben angesprochene Problem der Übernahmeverzerrung auf vorteilhafte Weise, indem die beiden Transistoren 1 und 2 auch während der Halbwelle des Ausgangssignals an der Leitfähigkeitsschwelle gehalten werden, während der sie normalerweise gesperrt wären.
Das wird während der negativen Halbwelle aufgrund der besonderen Topologie der Schaltung erreicht. Leitet der zweite Transistor 2 intensiv, so ist die Differenz zwischen Eingang und Ausgang, Vin - Vout, die gleich der Spannung Vsb an dem nicht invertierenden Eingang und dem invertierenden Eingang des Differenzverstärkers 5 ist, tatsächlich auf das Ungleichgewicht zwischen den invertierenden und nicht invertierenden Eingängen des Differenzverstärkers 5 begrenzt, welches notwendig ist, um das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 5 auf einen hohen Wert anzuheben. Es gilt also
Vgs,1 = Vgs,7 - Vsb.
Es wird deutlich, daß die Spannung Vgs,1 sich vom Leerlaufwert Vgs,7 um den Betrag Vsb unterscheidet, welcher Betrag gering ist, und daß die genannte Spannung Vgs,1 nie Null ist.
Bei der positiven Halbwelle ist der Differenzverstärker 5 stattdessen vollständig im Ungleichgewicht und hat die Tendenz, die Gate-Source-Spannung Vgs,2 des zweiten Transistors 2 auf Null zu verringern. In diesem Fall bewirkt der durch die Pegelschaltung 6 angedeutete Block, wie später noch näher erläutert wird, daß die Spannung Vgs,2 auf einem geeigneten Wert gehalten wird, der geringfügig niedriger ist als der Leerlaufwert.
In Figur 2 ist eine Ausführungsform des Differenzverstärkers 5 dargestellt, die einen vierten P-Kanal MOS-Transistor, 10, enthält, dessen Gate-Anschluß den nicht invertierenden Eingangsanschluß bildet, sowie einen fünften P-Kanal MOS-Transistor, 11, dessen Gate-Anschluß den invertierenden Anschluß bildet. Der vierte Transistor 10 und der fünfte Transistor 11 sind miteinander und mit einer zweiten Stromquelle 12 über die entsprechenden Source-Anschlüsse verbunden.
Der Drain-Anschluß des vierten Transistors 10 ist mit dem Kollektor eines sechsten, bipolaren NPN-Transistors, 1 3, und dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors 2 verbunden. Der Drain-Anschluß des fünften Transistors 11 ist mit der Anode einer Diode 14 und der Basis des sechsten Transistors 13 verbunden. Der Emitter des sechsten Transistors 13 und die Kathode der Diode 14 sind mit Masse verbunden.
Diese beschriebene Ausführungsform des Differenzverstärkers 5 ist einfach auszuführen, hat jedoch eine begrenzte Dynamik. Geht die Eingangsspannung Vin nach Null und ist der Wert der Lastimpedanz gering, so muß sich der zweite Transistor 2 im maximalen Leitfähigkeitszustand befinden, um in den Grenzen des Sättigungswiderstandes des Endstufentransistors 2 die Spannung Vout auch gegen Null gehen zu lassen, das heißt, die Spannung Vgs,2 muß hoch sein. In diesem Fall kann die Spannung Vgs,2 jedoch höchstens einen Wert erreichen, der den vierten Transistor 10 vollständig sättigt, das heißt
Vgs,2,max = Vin + Vgs,10
wobei Vgs,10 die Gate-Source-Spannung des vierten P-Kanal MOS-Transistors 10 darstellt. Der Wert Vgs,2,max ist darum möglicherweise nicht hoch genug. Dieses Problem kann durch die Verwendung der in Figur 3 dargestellten Schaltung gelöst werden.
Die in Figur 3 dargestellt Ausführungsform des Differenzverstärkers 5 enthält den vierten P-Kanal MOS-Transistor 10, dessen Gate-Anschluß mit einem Anschluß einer ersten Spannungsquelle 15 verbunden ist, wobei der andere Anschluß der ersten Spannungsquelle 15 den nicht invertierenden Anschluß darstellt, und enthält den fünften P-Kanal MOS-Transistor 11, dessen Gate-Anschluß mit einem Anschluß einer zweiten Spannungsquelle, 1 6, verbunden ist. Der andere Anschluß der zweiten Spannungsquelle 1 6 stellt den invertierenden Anschluß dar. Der vierte Transistor 10 und der fünfte Transistor 11 sind miteinander und mit der zweiten angesteuerten Stromquelle 12 über die entsprechenden Source-Anschlüsse verbunden.
Der Drain-Anschluß des vierten Transistors 10 ist mit dem Kollektor des sechsten Transistors 13 und dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors 2 verbunden. Der Drain-Anschluß des fünften Transistors 11 ist mit der Anode der Diode 14 und der Basis des sechsten Transistors 13 verbunden. Der Emitter des sechsten Transistors 13 und die Kathode der Diode 14 sind mit Masse verbunden.
Der größte Wert, der von der Spannung Vgs,2 erreicht werden kann, ist gleich Vin +Vsg,10 + Vbatt, wobei Vsg,10 die Source-Gate-Spannung des vierten Transistors 20 und Vbatt die von der ersten Spannungsquelle 15 erzeugte Spannung ist. Dieser Wert kann modifiziert werden, indem die Spannung Vbatt als Ausgleich verwendet wird. Die Spannungsquellen 15 und 16 wirken so als echte Pegelverschiebeschaltungen.
Der in Figur 4 dargestellte Differenzverstärker 5 enthält den vierten Transistor 10, dessen Gate-Anschluß mit dem Gate-Anschluß und dem Drain-Anschluß eines siebten N-Kanal MOS-Transistors 17 verbunden ist. Der Source-Anschluß des siebten Transistors 17 bildet den nicht invertierenden Anschluß des Differenzverstärkers 5. Der Differenzverstärker 5 enthält den fünften P-Kanal MOS-Transistor 11, dessen Gate-Anschluß mit dem Gate-Anschluß und dem Drain-Anschluß eines achten P-Kanal MOS-Transistors, 18, verbunden ist. Der Source-Anschluß des achten Transistors 18 bildet den invertierenden Anschluß. Der vierte und der fünfte Transistor, 10 und 11, sind miteinander und mit einer zweiten angesteuerten Stromquelle 12 über ihre jeweiligen Source-Anschlüsse verbunden.
Jeder der Drain- und Gate-Anschlüsse des siebten Transistors 17 und des achten Transistors 18 ist mit einer dritten Stromquelle 19 bzw. einer vierten Stromquelle 20 verbunden.
Die Pegelverschiebeschaltungen sind in Figur 4 als eine der möglichen Ausführungsformen dargestellt. Die Spannung Vbatt wird angepaßt, indem der Wert des von der dritten angesteuerten Stromquelle 19 und der vierten angesteuerten Stromquelle 20 erzeugte Strom variiert wird.
In Figur 5 wird der allgemeine Aufbau, wie er im vorhergehenden Text beschrieben wurde, wiederholt; dort ist der Drain-Anschluß des vierten Transistors 10 mit dem Emitter eines neunten, bipolaren NPN-Transistor 21 und einem ersten Widerstand 22 verbunden, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist.
Der Drain-Anschluß des fünften Transistors 11 ist mit dem Emitter eines zehnten, bipolaren NPN-Transistor 23 und einem Anschluß eines zweiten Widerstandes 24 verbunden, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist.
Der Kollektor des neunten Transistors 21 ist mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors 2und einerfünften angesteuerten Stromquelle 25 verbunden. Die Basis des neunten Transistors 21 ist außerdem mit der Basis und dem Kollektor des zehnten Transistors 23 verbunden. Diese letztgenannten Anschlüsse sind mit einer sechsten Stromquelle 26 verbunden.
Bei der Ausführungsform nach Figur 5 sind die vorher beschriebenen Pegelverschiebeschaltungen nicht vorhanden, und bei dieser Ausführungsform ergibt sich keine obere Grenze für den Pegel, der von der Spannung Vgs,2 erreicht werden kann, wenn die Widerstände 22 und 24 einen dementsprechenden Wert haben, wie der Strom I&sub1;, I&sub2; und I&sub3;.
Eine Ausführungsform der Pegelschaltung ist in Figur 6 dargestellt, bei der die Pegelschaltung 6 einen elften, bipolaren NPN-Transistor, 27, enthält, dessen Kollektor und Basis mit einer siebten angesteuerten Stromquelle, 28, verbunden sind. Der Emitter des elften Transistors 27 ist mit dem Drain- und dem Gate- Anschluß eines zwölften N-Kanal MOS-Transistors, 29, verbunden. Der Source- Anschluß des zwölften Transistors 29 ist mit Masse verbunden.
Basis und Kollektor des elften Transistors 27 sind mit der Basis eines dreizehnten, bipolaren NPN-Transistors, 30, verbunden, dessen Kollektor mit der Betriebsspannung 3 und dessen Emitter mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors 2 verbunden ist.
In der Pegelschaltung kann die Spannung Vgs,2 nicht unter den Wert fallen, der durch Vgs,29 + Vbe,27 - Vbe,30 definiert ist, wobei Vgs,29 die Gate-Source- Spannung des zwölften Transistors 29 ist und Vbe,30 die Basis-Emitter-Spannungen des elften Transistors 27 und des dreizehnten Transistors 30 sind. Dieser Wert ist etwa gleich Vgs,29. Der Wert der genannten Grenze wird in jedem Fall durch die geeignete Wahl des Wertes von Strom Ip eingestellt, der von der siebten Stromquelle 28 erzeugt wird. Fällt die Spannung Vgs,2 unter den durch
Vgs,29 + Vbe,27 - Vbe,30
definierten Wert, dann schaltet der dreizehnte Transistor 30 ein und erhöht die Spannung Vgs,2 auf den in der vorhergehenden Formel definierten Schwellenwert.
Mit der vorliegenden Erfindung ist eine präzise Steuerung des Vorspannungsstroms und eine Minimierung der Übernahmeverzerrung in einem monolithisch integrierten Leistungsverstärker auf vorteilhafte Weise möglich.
Die Erfindung bietet einfache Schaltungslösungen, die ohne Schwierigkeiten in integrierter Form ausgebildet werden können, ohne daß auf externe Bauelemente wie Kondensatoren, wie sie in [1] eingesetzt werden, oder auf Potentiometer, wie sie in [2] verwendet werden, zurückgegriffen wird.
Schließlich wird die Verwendung von Bauteilen mit hohen Strom- oder hohen Vorspannungsstromwerten auf vorteilhafte Weise vermieden.
Die so entstandene Erfindung kann auf vielerlei Weise modifiziert und variiert werden und bleibt dennoch im Bereich der Erfindung. Alle Details können außerdem durch andere technisch gleichwertige Elemente ersetzt werden.
In der Praxis können die verwendeten Materialien und Abmessungen den Erfordernissen angepaßt werden.
Sind technische Merkmale in den Ansprüchen mit Bezugszeichen versehen, so sind diese Bezugszeichen nur eingefügt, um die Verständlichkeit der Ansprüche zu verbessern; solche Bezugszeichen bewirken demnach keinerlei Einschränkung des auf diese Weise bezeichneten Teiles.

Claims

1. Endstufe mit dem Verstärkungsfaktor Eins, insbesondere für monolithisch integrierte Leistungsverstärker mit einem Paar N-Kanal MOS-Endstufentransistoren (1, 2), wobei der Drain-Anschluß des ersten Transistors (1) mit einer Betriebsspannung (3), der Source-Anschluß mit dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors (2) verbunden ist, dessen Source-Anschluß mit Masse verbunden ist, und der Ausgangsanschluß (4) des Leistungsverstärkers mit dem Source-Anschluß des ersten Transistors (1) und dem Drain-Anschluß des zweiten Transistors (2) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Rückkopplungs-Differenzverstärker (5) mit hoher Verstärkung enthält, dessen nicht invertierender Eingangsanschluß mit dem Eingang der Endstufe, dessen invertierender Eingangsanschluß mit dem Ausgangsanschluß (4) der Endstufe und dessen Ausgangsanschluß mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors (2) verbunden ist; daß eine Pegelschaltung (6) mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors (2) verbunden und zum Steuern des zweiten Transistors (2) ausgelegt ist; daß ein dritter MOS-Transistor (7) vorgesehen ist, dessen Source-Anschluß mit dem Eingang der genannten Endstufe verbunden ist, wobei der Gate-Anschluß und der Drain-Anschluß des dritten MOS-Transistors (7) mit dem Gate-Anschluß des ersten Transistors (1) und einer ersten Stromquelle (8) verbunden sind.

2. Endstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungs-Differenzverstärker (5) mit hoher Verstärkung einen vierten P-Kanal MOS-Transistor (10) enthält, dessen Gate- Anschluß den nicht invertierenden Eingangsanschluß darstellt, und einen fünften P- Kanal MOS-Transistor (11), dessen Gate-Anschluß den invertierenden Anschluß darstellt, wobei der vierte Transistor (10) und der fünfte Transistor (11) miteinander und mit einer zweiten Stromquelle (1 2) über die jeweiligen Source-Anschlüsse verbunden sind.

3. Endstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Drain-Anschluß des vierten Transistors (10) mit dem Kollektor eines sechsten, bipolaren NPN-Transistors (13) und dem Gate- Anschluß des zweiten Transistors (2) verbunden ist, wobei der Drain-Anschluß des fünften Transistors (11) mit der Anode einer Diode (14) und der Basis des sechsten Transistors (13) verbunden ist.

4. Endstufe nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des sechsten Transistors (13) und die Kathode der Diode (14) mit Masse verbunden sind.

5. Endstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungs-Differenzverstärker (5) mit hoher Verstärkung einen vierten P-Kanal MOS-Transistor (10) enthält, dessen Gate- Anschluß mit einem Anschluß einer ersten Spannungsquelle (15) verbunden ist, deren anderer Anschluß den nicht invertierenden Eingang darstellt, und einen fünften P-Kanal MOS-Transistor (11) enthält, dessen Gate-Terminal mit einem Anschluß einer zweiten Spannungsquelle (16) verbunden ist, deren anderer Anschluß den invertierenden Anschluß darstellt, wobei der vierte Transistor (10) und der fünfte Transistor (11) miteinander und über die entsprechenden Source-Anschlüsse mit einer zweiten Stromquelle (12) verbunden sind.

6. Endstufe nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Drain-Anschluß des vierten Transistors (10) mit dem Kollektor eines sechsten bipolaren PNP-Transistors (13) und dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors (2) verbunden ist und der Drain-Anschluß des fünften Transistors (11) mit der Anode einer Diode (14) und der Basis des sechsten Transistors (13) verbunden ist.

7. Endstufe nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter des sechsten Transistors (13) und die Kathode der Diode (14) mit Masse verbunden sind.

8. Endstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungs-Differenzverstärker (5) mit hoher Verstärkung einen vierten P-Kanal MOS-Transistor (10) enthält, dessen Gate- Anschluß mit dem Gate-Anschluß und dem Drain-Anschluß eines siebten N-Kanal MOS-Transistors (17) verbunden ist, wobei der Source-Anschluß des siebten Transistors (17) den nicht invertierenden Anschluß darstellt; und einen fünften P- Kanal MOS-Transistor (11), dessen Gate-Anschluß mit dem Gate-Anschluß und dem Drain-Anschluß eines achten P-Kanal MOS-Transistors (18) verbunden ist, wobei der Source-Anschluß des achten Transistors (18) den invertierenden Anschluß darstellt; der vierte Transistor (10) und der fünfte Transistor (11) miteinander und mit einer zweiten Stromquelle (1 2) über die entsprechenden Source- Anschlüsse verbunden sind.

9. Endstufe nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Drain- und Gate-Anschlüsse des siebten (17) und achten (18) Transistors mit einer dritten (19) bzw. vierten (20) Stromquelle verbunden ist.

10. Endstufe nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Drain-Anschluß des vierten Transistors (10) mit dem Emitter eines neunten, bipolaren NPN-Transistors (21) und einem ersten Widerstand (22) verbunden ist, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist.

11. Endstufe nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Drain-Anschluß des fünften Transistors (11) mit dem Emitter eines zehnten, bipolaren NPN-Transistor (23) und einem Anschluß eines zweiten Widerstandes (24) verbunden ist, dessen anderer Anschluß mit Masse verbunden ist.

12. Endstufe nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des neunten Transistors (21) mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors (2) und einer fünften Stromquelle (25) verbunden ist, wobei die Basis des neunten Transistors (21) mit der Basis und dem Kollektor des zehnten Transistors (23) verbunden ist, wobei letztere mit einer sechsten Stromquelle (26) verbunden sind.

13. Endstufe nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Pegelschaltung (6) einen elften, bipolaren NPN- Transistor (27) enthält, dessen Kollektor mit einer siebten Stromquelle (28) verbunden ist, wobei der Emitter des elften Transistors (27) mit dem Drain- und Gate- Anschluß eines zwölften N-Kanal MOS-Transistors (29) verbunden ist, dessen Source-Anschluß mit Masse verbunden ist.

14. Endstufe nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis des elften Transistors (27) mit der Basis eines dreizehnten, bipolaren NPN-Transistors (30) verbunden ist, dessen Kollektor mit der Betriebsspannung (3) und dessen Emitter mit dem Gate-Anschluß des zweiten Transistors (2) verbunden ist.